CN108768308A - 基于晶体管堆叠结构的非对称Doherty功率放大器 - Google Patents

基于晶体管堆叠结构的非对称Doherty功率放大器 Download PDF

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Abstract

本发明公开了一种基于晶体管堆叠结构的非对称Doherty功率放大器，包括：功分器；主功放采用共源结构，以进行功率放大；辅功放的输入端与功分器第一输出端相连，其中，辅功放包括第一晶体管和第二晶体管，第一晶体管的源极与第二晶体管的漏极相连成堆叠结构，以增加功率放大器的增益；变压器输第一输入端与主功放的输出端相连，以将主功放和辅功放的输出功率进行电压合成。该功率放大器的辅功放采用晶体管堆叠结构，输出网络采用电压合成，有效提高了功率放大器在毫米波频段的增益、带宽及效率，有助于实现高性能的毫米波非对称Doherty功放。

Description

基于晶体管堆叠结构的非对称Doherty功率放大器
技术领域
本发明涉及微波功率放大器及集成电路技术领域，特别涉及一种基于晶体管堆叠结构的非对称Doherty功率放大器。
背景技术
为了进一步提高通信速率，5G通信中引入了毫米波频谱，功率放大器是收发机中的主要耗能单元，提高毫米波功放的效率，对降低整个5G通信系统的功耗至关重要。现代通信信号为了提高频谱利用率往往使用OFDM(Orthogonal Frequency DivisionMultiplexing，正交频分复用技术)、CDMA(Code Division Multiple Access，码分多址)等复杂的调制方式，带来了PAPR(Peak to Average Power Ratio，高峰均比)的问题。这种高PAPR给射频功率放大器的设计带来了困难，尤其是对功率放大器的效率指标带来了不利的影响。传统的AB类线性功率放大器在饱和功率附近有较高的效率，而当输出功率降低时，其效率急剧下降。由于在高PAPR下功率放大器大部分时间工作在回退功率区，使得AB类功率放大器的效率远远低于起饱和效率。
提高回退效率的方案有多种，包括Doherty技术、包络跟踪技术(ET)、Outphasing技术等。其中，Doherty技术由于其结构简单，效率高，可以与传统功率放大器原位替换等优点，成为在通信基站中应用最为广泛的高效率功率放大器技术。对称Doherty结构只能实现6dB的回退，为了在更宽的回退区域内实现高效率，需要采用非对称Doherty结构，即辅功放的输出功率比主功放高。
然而，相关技术的非对称Doherty结构辅功放增益低，降低了Doherty的整体增益及效率，阻抗变换比高，导致Doherty带宽及效率受限，且在毫米波频段存在的增益低、带宽及效率受限的问题。
发明内容
本申请是基于发明人对以下问题的认识和发现作出的：
如图1所示，非对称Doherty功率放大器的传统结构，其中包含两路功放，即主功放Main和辅功放Aux，其中Main偏置为AB类，Aux则偏置为C类，主功放输出功率为P，辅功放输出功率是主功放的α倍(α>1)。图中Ro是主功放的最佳负载阻抗。后匹配网络PMN(PostMatching Network，后匹配网络)将50Ω负载匹配为Ro/(α+1)。TL_M是特性阻抗为Ro的四分之一波长线，负责回退功率下的阻抗匹配。TL_A是特性阻抗为50Ω的四分之一波长线，负责相位补偿，保证主辅功放的功率能够同相合成。功分器SPLIT将输入功率分为两路，分别由主功放和辅功放放大。主辅功放均采用共源放大器结构，为了实现α倍的功率比，理论上辅功放的晶体管栅宽应为主功放的α倍，则辅功放最佳负载为Ro/α。
非对称Doherty功率放大器的工作原理可以分为低功率区和高功率区两个区域分析，两个区域以C类辅功放开启为界。在低功率区，辅功放处于截止状态，输出阻抗呈现开路，TL_M将Ro/(α+1)变换为(α+1)Ro，即此时Z1＝(α+1)Ro，则主功放首次达到饱和时的输出功率为P/(α+1)。在高功率区，随着Aux的开启，由于Aux输出信号对Main输出信号的牵引作用，Z1和Z2逐渐发生变化，这就是所谓的有源负载牵引作用。在饱和点，这种牵引作用的效果达到最大，此时Z1＝Ro，Z2＝Ro/α，Doherty的输出功率达到最大值(1+α)P。因此，非对称Doherty能够实现的功率回退为20lg(1+α)(单位：dB)。
传统结构的非对称Doherty功率放大器在低频段应用较多，但是在毫米波频段，基于集成电路工艺实现时，会有明显的不足，主要体现在：
(1)辅功放增益低，降低了Doherty的整体增益及效率
由于芯片工艺有限的fmax(最大振荡频率)，晶体管尺寸增大时，增益下降明显。在非对称Doherty中，辅功放晶体管尺寸比主功放大，而且偏置在C类，因此其增益比主功放低得多，这会严重恶化Doherty在饱和区的功率、效率及线性度等指标。通常的解决办法是采用非对称功分器，给辅功放分配更多的功率，但是会导致Doherty整体增益的下降。如果采用驱动放大器提升增益，则会增加芯片面积，降低整体效率。
(2)阻抗变换比高，导致Doherty带宽及效率受限
应用于毫米波频段的集成电路工艺中，晶体管的击穿电压较低，因此主功放最佳负载阻抗Ro较小。在非对称Doherty中，α>1，后匹配网络PMN将50Ω变换为Ro/(α+1)，阻抗变换比很高，严重限制了匹配带宽，同时增加了匹配损耗。另外，在回退区，TL_M的阻抗变化比高达(α+1)2，因此只能在很窄的带宽内保持高回退效率。在这两个因素的影响下，传统结构的非对称Doherty功放的带宽及效率很受限。
本发明旨在至少在一定程度上解决相关技术中的技术问题之一。
为此，本发明的目的在于提出一种基于晶体管堆叠结构的非对称Doherty功率放大器，该功率放大器有效提高了功率放大器在毫米波频段的增益、实现高性能的毫米波非对称Doherty功放。
为达到上述目的，本发明一方面实施例提出了一种基于晶体管堆叠结构的非对称Doherty功率放大器，包括：功分器；主功放，所述主功放采用共源结构，以进行功率放大；辅功放，所述辅功放的输入端与所述功分器第一输出端相连，其中，所述辅功放包括第一晶体管和第二晶体管，所述第一晶体管的源极与所述第二晶体管的漏极相连成堆叠结构，以增加功率放大器的增益；变压器，所述变压器输第一输入端与所述主功放的输出端相连，以将所述主功放和所述辅功放的输出功率进行电压合成。
本发明实施例的基于晶体管堆叠结构的非对称Doherty功率放大器，辅功放采用晶体管堆叠结构，输出网络采用电压合成，克服了非对称Doherty功率放大器在毫米波频段存在的增益低、带宽及效率受限的问题，从而有效提高了功率放大器在毫米波频段的增益、带宽及效率，有助于实现高性能的毫米波非对称Doherty功放。
另外，根据本发明上述实施例的基于晶体管堆叠结构的非对称Doherty功率放大器还可以具有以下附加的技术特征：
进一步地，在本发明的一个实施例中，所述辅功放进一步包括：输入匹配电路，所述输入匹配电路的一端与所述辅功放的输入端相连，所述输入匹配电路的另一端与所述第一晶体管栅极相连；第一电阻和第二电阻，所述第一电阻的一端与所述第一晶体管的栅极电压源相连，所述第一电阻的另一端与所述第一晶体管的栅极和所述输入匹配电路的另一端相连，所述第二电阻的一端与所述第二晶体管的栅极电压源相连；电感，所述电感的一端与所述第二晶体管的漏极电压源相连，所述电感的另一端与所述第二晶体管的漏极相连，其中，所述电感用于谐振掉所述第二晶体管的输出电容；第一电容和第二电容，所述第一电容的正极与所述第二晶体管的栅极和所述第二电阻的一端相连，所述第一电容的负极接地，所述第二电容的正极与所述电感的另一端和所述第二晶体管的漏极相连，所述第二电容的负极与所述辅功放的输出端相连，其中，所述第一电容用于调整所述第一晶体管和所述第二晶体管的电压分布。
进一步地，在本发明的一个实施例中，还包括：第一四分之一波长传输线，所述第一四分之一波长传输线的一端与所述功分器第二输出端相连，所述第一四分之一波长传输线的另一端与所述主功放的输入端相连；第二四分之一波长传输线，所述第二四分之一波长传输线的一端与所述辅功放的输出端相连，所述第二四分之一波长传输线的另一端与所述变压器第二输入端相连；其中，所述第一四分之一波长传输线用于负责相位补偿，所述第二四分之一波长传输线用于回退功率下的阻抗匹配。
进一步地，在本发明的一个实施例中，其中，所述第一晶体管和所述第二晶体管的栅宽为所述共源结构的中晶体管栅宽的一半；所述第二晶体管的漏极电压源的电压为所述共源结构的中晶体管漏极电压源电压的两倍；所述第二电容为隔直电容。
进一步地，在本发明的一个实施例中，其中，所述辅功放处于截止状态时，输出阻抗呈现开路，经过所述第二四分之一波长传输线阻抗变换，在所述变压器端呈现短路，并随着所述辅功放开启，所述辅功放和所述辅功放的输出阻抗随着所述辅功放输出的电压信号对所述主功放输出电压牵引而变化，在饱和点牵引作用的效果达到最大。
进一步地，在本发明的一个实施例中，还包括：后匹配电路，所述后匹配电路的一端与所述变压器第一输出端相连，所述变压器第二输出端接地；第三电阻，所述第三电阻的一端与所述匹配电路的另一端相连，所述第三电阻的另一端接地。
进一步地，在本发明的一个实施例中，所述变压器为宽带器件。
本发明附加的方面和优点将在下面的描述中部分给出，部分将从下面的描述中变得明显，或通过本发明的实践了解到。
附图说明
本发明上述的和/或附加的方面和优点从下面结合附图对实施例的描述中将变得明显和容易理解，其中：
图1为相关技术的非对称Doherty功率放大器的结构示意图；
图2为根据本发明一个实施例的基于晶体管堆叠结构的非对称Doherty功率放大器的结构示意图；
图3为根据本发明一个实施例的共源结构的结构示意图；
图4为根据本发明一个实施例的晶体管堆叠结构的结构示意图。
附图标记说明：
基于晶体管堆叠结构的非对称Doherty功率放大器10、变压器T1、第一四分之一波长传输线TL_M和第二四分之一波长传输线TL_A。
具体实施方式
下面详细描述本发明的实施例，所述实施例的示例在附图中示出，其中自始至终相同或类似的标号表示相同或类似的元件或具有相同或类似功能的元件。下面通过参考附图描述的实施例是示例性的，旨在用于解释本发明，而不能理解为对本发明的限制。
下面参照附图描述根据本发明实施例提出的基于晶体管堆叠结构的非对称Doherty功率放大器。
图1是本发明一个实施例的基于晶体管堆叠结构的非对称Doherty功率放大器的结构示意图。
如图1所示，该基于晶体管堆叠结构的非对称Doherty功率放大器10包括：功分器SPLIT、主功放Main、辅功放Aux和变压器T1。
其中，功分器SPLIT。主功放Main采用共源结构，以进行功率放大。辅功放Aux的输入端与功分器SPLIT第一输出端相连，其中，辅功放Aux包括第一晶体管和第二晶体管，第一晶体管的源极与第二晶体管的漏极相连成堆叠结构，以增加功率放大的增益。变压器输T1第一输入端与主功放Main的输出端相连，以将主功放Main和辅功放Aux的放大功率进行电压合成。本发明实施例的功率放大器10的辅功放采用晶体管堆叠结构，输出网络采用电压合成，有效提高了功率放大器在毫米波频段的增益、带宽及效率，有助于实现高性能的毫米波非对称Doherty功放。
可以理解的是，如图3所示，主功放Main仍然采用共源结构，而辅功放Aux采用两个晶体管的堆叠结构实现，主辅功放的输出功率由变压器T1进行电压合成。
进一步地，在本发明的一个实施例中，辅功放Aux进一步包括：输入匹配电路、第一电阻、第二电阻、电感、第一电容和第二电容。
其中，输入匹配电路的一端与辅功放Aux的输入端相连，输入匹配电路的另一端与第一晶体管栅极相连。第一电阻的一端与第一晶体管的栅极电压源相连，第一电阻的另一端与第一晶体管的栅极和输入匹配电路的另一端相连，第二电阻的一端与第二晶体管的栅极电压源相连。电感的一端与第二晶体管的漏极电压源相连，电感的另一端与第二晶体管的漏极相连，其中，电感用于谐振掉第二晶体管的输出电容。第一电容的正极与第二晶体管的栅极和第二电阻的一端相连，第一电容的负极接地，第二电容的正极与电感的另一端和第二晶体管的漏极相连，第二电容的负极与辅功放Aux的输出端相连，其中，第一电容用于调整第一晶体管和第二晶体管的电压分布。
进一步地，在本发明的一个实施例中，其中，第一晶体管和第二晶体管的栅宽为共源结构的中晶体管栅宽的一半；第二晶体管的漏极电压源的电压为共源结构的中晶体管漏极电压源电压的两倍；第二电容为隔直电容。
具体而言，相比较使用共源结构的辅功放，共源结构如图3所示，本发明实施例的辅功放使用的晶体管堆叠结构如图4所示，漏极供电电压为共源结构的两倍，电容Cs用于调整两个晶体管上的电压分布，使它们的漏源电压等幅同相摆动，电感L1用于谐振掉晶体管的输出电容，C1为隔直电容。堆叠结构的输出功率与图3中共源结构相同，但晶体管尺寸仅为共源结构的1/2，因此明显改善了增益。另外，两个晶体管堆叠结构的增益理论上比单个晶体管的增益高3dB，进一步提升了辅功放的增益。采用堆叠结构的辅功放增益可能超过主功放，此时可以采用非对称功分器，但是与传统结构相反，本发明实施例给主功放分配更多的功率，从而提升了Doherty的整体增益。
进一步地，在本发明的一个实施例中，本发明实施例的功率放大器10还包括：第一四分之一波长传输线TL_M和第二四分之一波长传输线TL_A。
其中，第一四分之一波长传输线TL_M的一端与功分器第二输出端相连，第一四分之一波长传输线TL_M的另一端与主功放的输入端相连。第二四分之一波长传输线TL_A的一端与辅功放的输出端相连，第二四分之一波长传输线TL_A的另一端与变压器第二输入端相连。其中，第一四分之一波长传输线TL_M用于负责相位补偿，第二四分之一波长传输线TL_A用于回退功率下的阻抗匹配。
举例而言，第一四分之一波长传输线TL_M可以为特性阻抗为50Ω的四分之一波长线，责相位补偿。第二四分之一波长传输线TL_A可以为特性阻抗为2Ro的四分之一波长线，负责回退功率下的阻抗匹配，保证主辅功放的功率能够同相合成。
进一步地，在本发明的一个实施例中，其中，辅功放Aux处于截止状态时，输出阻抗呈现开路，经过第二四分之一波长传输线TL_A阻抗变换，在变压器T1端呈现短路，并随着辅功放Aux开启，辅功放Aux和辅功放Aux的输出阻抗随着辅功放输出的电压信号对主功放输出电压牵引而变化，在饱和点牵引作用的效果达到最大。
具体而言，电压合成Doherty结构的负载调制过程为：在低功率区，辅功放处于截止状态，输出阻抗呈现开路，经过TL_A的阻抗变换，在变压器端呈现短路，因此Z1＝(α+1)Ro，主功放达到饱和时的输出功率为P/(α+1)。在高功率区，随着Aux的开启，由于Aux输出电压信号对Main输出电压信号的牵引作用，Z1和Z2逐渐发生变化。在饱和点牵引作用的效果达到最大，此时Z1＝Ro，Z2＝4Ro/α，Doherty的输出功率达到最大值(1+α)P。因此，这种Doherty结构能够实现的功率回退为20lg(1+α)(单位：dB)。
进一步地，在本发明的一个实施例中，本发明实施例的功率放大器10还包括：后匹配电路PMN和第三电阻。
其中，后匹配电路的一端与变压器第一输出端相连，变压器T1第二输出端接地；第三电阻的一端与匹配电路PMN的另一端相连，第三电阻的另一端接地。第三电阻的阻值可以50Ω，在此不做具体限定。
进一步地，在本发明的一个实施例中，变压器T1为宽带器件。其中，变压器T1的变比可以为1：1，在此不做具体限定。
具体而言，变压器为宽带器件，不会限制Doherty的带宽。后匹配网络PMN将50Ω的负载变换为(α+1)Ro，阻抗变换比仅为共源结构中的1/(α+1)2，大大拓展了匹配带宽，降低了匹配损耗。在回退区，变压器直接为主功放呈现出(α+1)Ro的高阻抗，不需要经过λ/4线的变换，因此Doherty可以在更宽的带宽内保持高回退效率。在饱和区，辅功放后的λ/4线TL_A将αRo变换为4Ro/α，变换比为4/α2。非对称Doherty设计中，α的取值通常介于1.3到2之间，因此变换比的范围为1-2.4，不会明显限制Doherty在饱和区的带宽。综合以上分析，本发明实施例提出的基于晶体管堆叠结构的非对称电压合成Doherty功率放大器，与传统结构相比，传统结构为共源结构，有巨大的带宽优势。
根据本发明实施例提出的基于晶体管堆叠结构的非对称Doherty功率放大器，辅功放采用晶体管堆叠结构，输出网络采用电压合成，克服了非对称Doherty功率放大器在毫米波频段存在的增益低、带宽及效率受限的问题，从而有效提高了功率放大器在毫米波频段的增益、带宽及效率，有助于实现高性能的毫米波非对称Doherty功放。
此外，术语“第一”、“第二”仅用于描述目的，而不能理解为指示或暗示相对重要性或者隐含指明所指示的技术特征的数量。由此，限定有“第一”、“第二”的特征可以明示或者隐含地包括至少一个该特征。在本发明的描述中，“多个”的含义是至少两个，例如两个，三个等，除非另有明确具体的限定。
在本说明书的描述中，参考术语“一个实施例”、“一些实施例”、“示例”、“具体示例”、或“一些示例”等的描述意指结合该实施例或示例描述的具体特征、结构、材料或者特点包含于本发明的至少一个实施例或示例中。在本说明书中，对上述术语的示意性表述不必须针对的是相同的实施例或示例。而且，描述的具体特征、结构、材料或者特点可以在任一个或多个实施例或示例中以合适的方式结合。此外，在不相互矛盾的情况下，本领域的技术人员可以将本说明书中描述的不同实施例或示例以及不同实施例或示例的特征进行结合和组合。
尽管上面已经示出和描述了本发明的实施例，可以理解的是，上述实施例是示例性的，不能理解为对本发明的限制，本领域的普通技术人员在本发明的范围内可以对上述实施例进行变化、修改、替换和变型。

Claims (7)

1.一种基于晶体管堆叠结构的非对称Doherty功率放大器，其特征在于，包括：
功分器；
主功放，所述主功放采用共源结构，以进行功率放大；
辅功放，所述辅功放的输入端与所述功分器第一输出端相连，其中，所述辅功放包括第一晶体管和第二晶体管，所述第一晶体管的源极与所述第二晶体管的漏极相连成堆叠结构，以增加功率放大器的增益；以及
变压器，所述变压器输第一输入端与所述主功放的输出端相连，以将所述主功放和所述辅功放的输出功率进行电压合成。
2.根据权利要求1所述的基于晶体管堆叠结构的非对称Doherty功率放大器，其特征在于，所述辅功放进一步包括：
输入匹配电路，所述输入匹配电路的一端与所述辅功放的输入端相连，所述输入匹配电路的另一端与所述第一晶体管栅极相连；
第一电阻和第二电阻，所述第一电阻的一端与所述第一晶体管的栅极电压源相连，所述第一电阻的另一端与所述第一晶体管的栅极和所述输入匹配电路的另一端相连，所述第二电阻的一端与所述第二晶体管的栅极电压源相连；
电感，所述电感的一端与所述第二晶体管的漏极电压源相连，所述电感的另一端与所述第二晶体管的漏极相连，其中，所述电感用于谐振掉所述第二晶体管的输出电容；
第一电容和第二电容，所述第一电容的正极与所述第二晶体管的栅极和所述第二电阻的一端相连，所述第一电容的负极接地，所述第二电容的正极与所述电感的另一端和所述第二晶体管的漏极相连，所述第二电容的负极与所述辅功放的输出端相连，其中，所述第一电容用于调整所述第一晶体管和所述第二晶体管的电压分布。
3.根据权利要求1所述的基于晶体管堆叠结构的非对称Doherty功率放大器，其特征在于，还包括：
第一四分之一波长传输线，所述第一四分之一波长传输线的一端与所述功分器第二输出端相连，所述第一四分之一波长传输线的另一端与所述主功放的输入端相连；
第二四分之一波长传输线，所述第二四分之一波长传输线的一端与所述辅功放的输出端相连，所述第二四分之一波长传输线的另一端与所述变压器第二输入端相连；其中，
所述第一四分之一波长传输线用于负责相位补偿，所述第二四分之一波长传输线用于回退功率下的阻抗匹配。
4.根据权利要求2所述的基于晶体管堆叠结构的非对称Doherty功率放大器，其特征在于，其中，
所述第一晶体管和所述第二晶体管的栅宽为所述共源结构的中晶体管栅宽的一半；
所述第二晶体管的漏极电压源的电压为所述共源结构的中晶体管漏极电压源电压的两倍；
所述第二电容为隔直电容。
5.根据权利要求1-4任一项所述的基于晶体管堆叠结构的非对称Doherty功率放大器，其特征在于，其中，
所述辅功放处于截止状态时，输出阻抗呈现开路，经过所述第二四分之一波长传输线阻抗变换，在所述变压器端呈现短路，并随着所述辅功放开启，所述辅功放和所述辅功放的输出阻抗随着所述辅功放输出的电压信号对所述主功放输出电压牵引而变化，在饱和点牵引作用的效果达到最大。
6.根据权利要求1所述的基于晶体管堆叠结构的非对称Doherty功率放大器，其特征在于，还包括：
后匹配电路，所述后匹配电路的一端与所述变压器第一输出端相连，所述变压器第二输出端接地；
第三电阻，所述第三电阻的一端与所述匹配电路的另一端相连，所述第三电阻的另一端接地。
7.根据权利要求1所述的基于晶体管堆叠结构的非对称Doherty功率放大器，其特征在于，所述变压器为宽带器件。
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