CN110798158A - 一种针对车联网通信的射频功率放大器 - Google Patents
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Abstract
本发明公开了一种针对车联网通信的射频功率放大器，包括输入四路差分移相分配及偏置网络、第一差分双堆叠放大器、第二差分双堆叠放大器、第三差分双堆叠放大器、第四差分双堆叠放大器、级间四路差分匹配及偏置网络以及输出四路差分移相合成及偏置网络，本发明核心架构采用场效应管构成的双堆叠放大网络在射频微波段的高功率、高增益特性，同时利用差分放大器在微波频段的良好的寄生参数抑制性，与双级Doherty驱动放大结构良好的功率回退效率特性相结合，使得整个功率放大器获得了良好的高增益、高回退效率和高功率输出能力。
Description
技术领域
本发明涉及场效应晶体管射频功率放大器和集成电路领域，特别是针对基于蜂窝技术的车联网通信(C-V2X)应用的发射模块的一种针对车联网通信的射频功率放大器芯片电路。
背景技术
随着5G无线通信系统和射频电路的快速发展，基于5.9GHz频段蜂窝技术的车联网通信也具有前所未有的应用空间，其射频前端收发电路也向高性能、高集成、低功耗的方向发展。因此车联网通信市场迫切的需求发射机的射频功率放大器具有高线性输出功率和效率，降低热耗散，提高电路稳定性，而功放芯片正是有望满足该市场需求的关键。然而，当采用集成电路工艺设计实现车联网通信市场功放芯片电路时，其性能和成本受到了一定制约，主要体现：
（1）高回退功率下功放效率受限，功耗较高：传统AB类功率放大器再实现高峰均比信号放大时，在高回退功率下效率较低，因此功耗较大。
（2）功率增益受限，插损恶化较大：5.9 GHz频段往往采用成本较低、特征频率较低的半导体工艺实现，这就导致功放的单管增益受到限制，并且随着频段的升高，晶体管寄生参数变大，电路寄生损耗恶化较大，影响了电路的性能；
（3）采用集总参数电路设计的局限：5.9 GHz频段在设计传统集总参数RLC匹配的电路时，仍需要采用电感电容等芯片面积较大的器件，且由于衬底损耗加大，电感Q值较低，因此给电路设计带来了局限性。
常见的具有高线性输出功率和效率放大器的电路结构有很多，最典型的是Doherty单端功率放大器，但是，传统Doherty单端功率放大器要同时满足车联网通信市场功放指标要求时难度较大，主要是因为：
（1）传统Doherty单端功率放大器实现5.9 GHz频段电路设计时，由于寄生参数的影响，往往回退效率指标较差；
（2）传统Doherty单端功率放大器实现5.9 GHz频段电路设计时，往往采用AB类驱动放大器驱动Doherty放大器，因此在回退效率工作时，受到AB类放大器的增益补偿作用时，往往无法同时满足Doherty放大器主路及辅路的高回退下的良好负载牵引效应，导致回退效率降低，线性度指标恶化。
除此之外，采用耗尽型的场效应晶体管往往需要额外的供电负压，这也将增加电路的复杂度。
发明内容
本发明所要解决的技术问题是提供一种针对车联网通信的射频功率放大器，结合了差分堆叠放大器技术、双级Doherty驱动技术的优点，具有在射频微波频段高功率、高增益且成本低等优点。同时采用增强型场效应晶体管，避免了耗尽型晶体管复杂的供电电路。
本发明解决上述技术问题的技术方案如下：一种针对车联网通信的射频功率放大器，其特征在于，包括输入四路差分移相分配及偏置网络、第一差分双堆叠放大器、第二差分双堆叠放大器、第三差分双堆叠放大器、第四差分双堆叠放大器、级间四路差分匹配及偏置网络以及输出四路差分移相合成及偏置网络；
输入四路差分移相分配及偏置网络的输入端为整个功率放大器的输入端，其第一、第三输出端与第一差分双堆叠放大器的第一、第二输入端连接，其第二、第四输出端与第二差分双堆叠放大器的第一、第二输入端连接，输入四路差分移相分配及偏置网络的输入端与第一、第二、第三、第四输出端信号相位分别相差0度、90度、180度、270度；
第一差分双堆叠放大器的第一、第二输出端与级间四路差分匹配及偏置网络的第一、第二输入端连接；第二差分双堆叠放大器的第一、第二输出端与级间四路差分匹配及偏置网络的第三、第四输入端连接；
第三差分双堆叠放大器的第一、第二输入端与级间四路差分匹配及偏置网络的第一、第二输出端连接，第三差分双堆叠放大器的第一、第二输出端与输出四路差分移相合成及偏置网络的第一、第三输出端连接；第四差分双堆叠放大器的第一、第二输入端与级间四路差分匹配及偏置网络的第三、第四输出端连接，第四差分双堆叠放大器的第一、第二输出端与输出四路差分移相合成及偏置网络的第二、第四输出端连接，输出四路差分移相合成及偏置网络的输出端与第一、第二、第三、第四输入端信号相位分别相差270度、180度、90度、0度；
输出四路差分移相合成及偏置网络的输出端为整个功率放大器的输出端。
进一步的，输入四路差分移相分配及偏置网络的输入端连接电感L1,电感L1的另一端连接耦合变压器T1初级线圈的同名端和接地电容C1，变压器T1的初级线圈的非同名端接地；变压器T1的第一次级线圈的同名端连接输入四路差分移相分配及偏置网络的第一输出端，变压器T1的第一次级线圈的非同名端连接输入四路差分移相分配及偏置网络的第二输出端，变压器T1的第二次级线圈的同名端连接输入四路差分移相分配及偏置网络的第三输出端，变压器T1的第二次级线圈的非同名端连接输入四路差分移相分配及偏置网络的第四输出端。连接变压器T1的第一、第二次级线圈的中间抽头通过电感L2串联电阻R1的结构互联，同时变压器T1的第一级线圈的中间抽头还连接电感L3，电感L3的另一端连接旁路接地电容C2及栅极电压Vg1。
上述进一步方案的有益效果是：本发明采用的输入四路差分移相分配及偏置网络除了能实现输入射频信号的功率分配外，还能对射频输入信号进行阻抗匹配及相位调节，同时实现单端信号到差分信号的转换，保证差分信号的相位差。其中，输入四路差分移相分配及偏置网络的输入端与第一、第二、第三、第四输出端信号相位分别相差0度、90度、180度、270度，使得第一、二差分双堆叠放大器的第一输入端与第二输入端之间的信号相位差180度，同时第一、二差分双堆叠放大器的输入端口间的相对相位差90度，从而实现类似于Doherty放大器的输入相位差。
进一步的，第N差分双堆叠放大器的第一输入端连接接地电容Cpj和电感Lpj，Lpj的另一端连接接地电阻Rpj和晶体管Mpj的栅极，Mpj的源极接地，Mpj的漏极连接晶体管Msj的源极，晶体管Msj的栅极连接接地电容Csj，同时Msj与Mpj的栅极之间还通过电阻Rsj连接，Msj的漏极连接反馈电阻Rmj和电感Lsj，电阻Rmj的另一端连接Msj的栅极，电感Lsj的另一端连接接地电容Cuj和所述第N差分双堆叠放大器的第一输出端，同理，所述第N差分双堆叠放大器的第二输入端连接接地电容Cqj和电感Lqj，Lqj的另一端连接接地电阻Rqj和晶体管Mqj的栅极，Mqj的源极接地，Mqj的漏极连接晶体管Mtj的源极，晶体管Mtj的栅极连接接地电容Ctj，同时Mtj与Mqj的栅极之间还通过电阻Rtj连接，Mtj的漏极连接反馈电阻Rnj和电感Ltj，电阻Rnj的另一端连接Mtj的栅极，电感Ltj的另一端连接接地电容Cvj和所述第N差分双堆叠放大器的第二输出端，晶体管Mtj的漏极和Msj的漏极之间还通过电容Roj互联，其中，N为一、二、三、四，j=1、2、3、4。第一、三差分双堆叠放大器工作在深AB类放大状态，第二、四差分双堆叠放大器工作在浅C类放大状态，利用第一至第四差分双堆叠放大器所组成的Doherty放大器结构可以显著提升高回退功率下功放效率。
上述进一步方案的有益效果是：本发明第N差分双堆叠放大器的设计结构采用的差分放大器结构，可以抑制晶体管高频寄生参数对于电路指标的恶化，同时采用双堆叠放大器结构可以提高功率放大器的功率容量和功率增益，提高放大器输出阻抗和带负载能力。
进一步的，级间四路差分匹配及偏置网络的第一、第二输入端连接变压器T2初级线圈的同名端和非同名端，所述级间四路差分匹配及偏置网络的第三、第四输入端连接变压器T3初级线圈的非同名端和同名端，变压器T2初级线圈的中间抽头和变压器T3初级线圈的中间抽头之间通过电感L5互联，同时变压器T2初级线圈的中间抽头还连接电感L4，电感L4的另一端连接旁路接地电容C3及漏极电压Vd1,所述级间四路差分匹配及偏置网络的第一、第二输出端连接变压器T2次级线圈的同名端和非同名端，所述级间四路差分匹配及偏置网络的第三、第四输入端连接变压器T3次级线圈的非同名端和同名端，变压器T2次级线圈的中间抽头和变压器T3次级线圈的中间抽头之间通过电感L7串联电阻R2的结构互联，同时变压器T2次级线圈的中间抽头还连接电感L6，电感L6的另一端连接旁路接地电容C4及栅极电压Vg2。
上述进一步方案的有益效果是：本发明采用级间四路差分匹配及偏置网络可以改善放大器级间阻抗匹配，提高功率放大器的增益和效率，同时优化功率放大器供电方式，提高电路稳定性。
进一步的，输出四路差分移相合成及偏置网络的第一、第二输入端连接变压器T4第一次级线圈的非同名端和同名端，所述输出四路差分移相合成及偏置网络的第三、第四输入端连接变压器T4第二次级线圈的非同名端和同名端，变压器T4第一、二次级线圈的中间抽头之间通过电感L8互联，变压器T4第一次级线圈的中间抽头还连接电感L9，L9的另一端连接旁路接地电容C5和漏极偏置电压Vd2，变压器T4的初级线圈的同名端连接电感L10和接地电容C6，电感L10的另一端连接所述输出四路差分移相合成及偏置网络的输出端，变压器T4的初级线圈的非同名端接地。
上述进一步方案的有益效果是：本发明采用的输出四路差分移相合成及偏置网络除了能实现四路差分射频信号的功率合成外，还能将四路差分信号转换为单端信号，引入的插损较小，同时保障了所述放大器的输出功率和效率。
附图说明
图1为本发明功率放大器原理框图；
图2为本发明功率放大器电路图。
具体实施方式
现在将参考附图来详细描述本发明的示例性实施方式。应当理解，附图中示出和描述的实施方式仅仅是示例性的，意在阐释本发明的原理和精神，而并非限制本发明的范围。
本发明实施例提供了一种针对车联网通信的射频功率放大器，包括输入四路差分移相分配及偏置网络、第一差分双堆叠放大器、第二差分双堆叠放大器、第三差分双堆叠放大器、第四差分双堆叠放大器、级间四路差分匹配及偏置网络以及输出四路差分移相合成及偏置网络。
如图1所示，输入四路差分移相分配及偏置网络的输入端为整个功率放大器的输入端，其第一、第三输出端与第一差分双堆叠放大器的第一、第二输入端连接，其第二、第四输出端与第二差分双堆叠放大器的第一、第二输入端连接，输入四路差分移相分配及偏置网络的输入端与第一、第二、第三、第四输出端信号相位分别相差0度、90度、180度、270度；
第一差分双堆叠放大器的第一、第二输出端与级间四路差分匹配及偏置网络的第一、第二输入端连接；第二差分双堆叠放大器的第一、第二输出端与级间四路差分匹配及偏置网络的第三、第四输入端连接；
第三差分双堆叠放大器的第一、第二输入端与级间四路差分匹配及偏置网络的第一、第二输出端连接，第三差分双堆叠放大器的第一、第二输出端与输出四路差分移相合成及偏置网络的第一、第三输出端连接；第四差分双堆叠放大器的第一、第二输入端与级间四路差分匹配及偏置网络的第三、第四输出端连接，第四差分双堆叠放大器的第一、第二输出端与输出四路差分移相合成及偏置网络的第二、第四输出端连接，输出四路差分移相合成及偏置网络的输出端与第一、第二、第三、第四输入端信号相位分别相差270度、180度、90度、0度；
输出四路差分移相合成及偏置网络的输出端为整个功率放大器的输出端。
如图2所示，输入四路差分移相分配及偏置网络的输入端连接电感L1,电感L1的另一端连接耦合变压器T1初级线圈的同名端和接地电容C1，变压器T1的初级线圈的非同名端接地；变压器T1的第一次级线圈的同名端连接输入四路差分移相分配及偏置网络的第一输出端，变压器T1的第一次级线圈的非同名端连接输入四路差分移相分配及偏置网络的第二输出端，变压器T1的第二次级线圈的同名端连接输入四路差分移相分配及偏置网络的第三输出端，变压器T1的第二次级线圈的非同名端连接输入四路差分移相分配及偏置网络的第四输出端。连接变压器T1的第一、第二次级线圈的中间抽头通过电感L2串联电阻R1的结构互联，同时变压器T1的第一级线圈的中间抽头还连接电感L3，电感L3的另一端连接旁路接地电容C2及栅极电压Vg1。
第N差分双堆叠放大器的第一输入端连接接地电容Cpj和电感Lpj，Lpj的另一端连接接地电阻Rpj和晶体管Mpj的栅极，Mpj的源极接地，Mpj的漏极连接晶体管Msj的源极，晶体管Msj的栅极连接接地电容Csj，同时Msj与Mpj的栅极之间还通过电阻Rsj连接，Msj的漏极连接反馈电阻Rmj和电感Lsj，电阻Rmj的另一端连接Msj的栅极，电感Lsj的另一端连接接地电容Cuj和所述第N差分双堆叠放大器的第一输出端，同理，所述第N差分双堆叠放大器的第二输入端连接接地电容Cqj和电感Lqj，Lqj的另一端连接接地电阻Rqj和晶体管Mqj的栅极，Mqj的源极接地，Mqj的漏极连接晶体管Mtj的源极，晶体管Mtj的栅极连接接地电容Ctj，同时Mtj与Mqj的栅极之间还通过电阻Rtj连接，Mtj的漏极连接反馈电阻Rnj和电感Ltj，电阻Rnj的另一端连接Mtj的栅极，电感Ltj的另一端连接接地电容Cvj和所述第N差分双堆叠放大器的第二输出端，晶体管Mtj的漏极和Msj的漏极之间还通过电容Roj互联，其中，N为一、二、三、四，j=1、2、3、4。第一、三差分双堆叠放大器工作在深AB类放，大状态，第二、四差分双堆叠放大器工作在浅C类放大状态。
级间四路差分匹配及偏置网络的第一、第二输入端连接变压器T2初级线圈的同名端和非同名端，所述级间四路差分匹配及偏置网络的第三、第四输入端连接变压器T3初级线圈的非同名端和同名端，变压器T2初级线圈的中间抽头和变压器T3初级线圈的中间抽头之间通过电感L5互联，同时变压器T2初级线圈的中间抽头还连接电感L4，电感L4的另一端连接旁路接地电容C3及漏极电压Vd1,所述级间四路差分匹配及偏置网络的第一、第二输出端连接变压器T2次级线圈的同名端和非同名端，所述级间四路差分匹配及偏置网络的第三、第四输入端连接变压器T3次级线圈的非同名端和同名端，变压器T2次级线圈的中间抽头和变压器T3次级线圈的中间抽头之间通过电感L7串联电阻R2的结构互联，同时变压器T2次级线圈的中间抽头还连接电感L6，电感L6的另一端连接旁路接地电容C4及栅极电压Vg2。
输出四路差分移相合成及偏置网络的第一、第二输入端连接变压器T4第一次级线圈的非同名端和同名端，所述输出四路差分移相合成及偏置网络的第三、第四输入端连接变压器T4第二次级线圈的非同名端和同名端，变压器T4第一、二次级线圈的中间抽头之间通过电感L8互联，变压器T4第一次级线圈的中间抽头还连接电感L9，L9的另一端连接旁路接地电容C5和漏极偏置电压Vd2，变压器T4的初级线圈的同名端连接电感L10和接地电容C6，电感L10的另一端连接所述输出四路差分移相合成及偏置网络的输出端，变压器T4的初级线圈的非同名端接地。
下面结合图2对本发明的具体工作原理及过程进行介绍：
射频输入信号通过输入端RFin进入电路，通过输入四路差分移相分配及偏置网络进行阻抗变换匹配后，以等功率的差分信号的形式同时进入第一和第二差分双堆叠放大器的输入端。
1）当该差分信号功率低于第一差分双堆叠放大器的饱和输入功率点时，此时只有第一、第三差分双堆叠放大器工作，有输出信号，第二、第四差分双堆叠放大器不工作，无输出信号，第一差分双堆叠放大器的输出端输出射频信号后，进入级间四路差分匹配及偏置网络进行阻抗变换匹配后，进入第三差分双堆叠放大器的输入端，经过功率放大后，进入输出四路差分移相合成及偏置网络，将差分信号转成单端信号后从输出端RFout输出；
2）当该差分信号功率高于第一差分双堆叠放大器的饱和输入功率点时，此时第一至第四差分双堆叠放大器均工作，第一、第二差分双堆叠放大器的输出端输出四路射频信号后，分别进入级间四路差分匹配及偏置网络进行阻抗变换匹配后，再分别进入第三、第四差分双堆叠放大器的输入端，经过功率放大后，分别进入输出四路差分移相合成及偏置网络，将四路差分信号进行功率合成后转成单端信号后从输出端RFout输出。
基于上述电路分析，本发明提出的一种针对车联网通信的射频功率放大器与以往的基于集成电路工艺的放大器结构的不同之处在于核心架构采用差分双堆叠放大器和变压器的实现了等效于Doherty功率放大器工作模式的结构：
差分双堆叠放大器与传统单一晶体管在结构上有很大不同，此处不做赘述；
差分双堆叠放大器与Cascode差分放大器的不同之处在于：Cascode晶体管的共栅管的堆叠栅极补偿电容是容值较大的电容，用于实现栅极的交流接地，而差分形式的双堆叠放大器的栅极是容值较小的匹配电容，实现栅极电压的同步摆动，提高电路击穿电压和改善堆叠间晶体管的阻抗匹配；
利用差分双堆叠放大器实现Doherty结构的放大器，同传统单端放大器结构相比可以显著提高电路对于寄生参数的抑制特性，改善高频电路指标。
在整个针对车联网通信的射频功率放大器中，晶体管的尺寸和其他电阻、电容的大小是综合考虑整个电路的增益、回退效率和输出功率等各项指标后决定的，通过后期的版图设计与合理布局，可以更好地实现所要求的各项指标，实现在高功率输出能力、高回退效率、高功率增益、良好的输入输出匹配特性。
以上所述仅为本发明的较佳实施例，并不用以限制本发明，凡在本发明的精神和原则之内，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。
Claims (5)
1.一种针对车联网通信的射频功率放大器，其特征在于，包括输入四路差分移相分配及偏置网络、第一差分双堆叠放大器、第二差分双堆叠放大器、第三差分双堆叠放大器、第四差分双堆叠放大器、级间四路差分匹配及偏置网络以及输出四路差分移相合成及偏置网络；
所述输入四路差分移相分配及偏置网络的输入端为整个所述功率放大器的输入端，其第一、第三输出端与所述第一差分双堆叠放大器的第一、第二输入端连接，其第二、第四输出端与所述第二差分双堆叠放大器的第一、第二输入端连接，所述输入四路差分移相分配及偏置网络的输入端与第一、第二、第三、第四输出端信号相位分别相差0度、90度、180度、270度；
所述第一差分双堆叠放大器的第一、第二输出端与所述级间四路差分匹配及偏置网络的第一、第二输入端连接；第二差分双堆叠放大器的第一、第二输出端与所述级间四路差分匹配及偏置网络的第三、第四输入端连接；
所述第三差分双堆叠放大器的第一、第二输入端与所述级间四路差分匹配及偏置网络的第一、第二输出端连接，第三差分双堆叠放大器的第一、第二输出端与所述输出四路差分移相合成及偏置网络的第一、第三输出端连接；第四差分双堆叠放大器的第一、第二输入端与所述级间四路差分匹配及偏置网络的第三、第四输出端连接，第四差分双堆叠放大器的第一、第二输出端与所述输出四路差分移相合成及偏置网络的第二、第四输出端连接，所述输出四路差分移相合成及偏置网络的输出端与第一、第二、第三、第四输入端信号相位分别相差270度、180度、90度、0度；
所述输出四路差分移相合成及偏置网络的输出端为整个所述功率放大器的输出端。
2.根据权利要求1所述的一种针对车联网通信的射频功率放大器，其特征在于，所述输入四路差分移相分配及偏置网络的输入端连接电感L1,电感L1的另一端连接耦合变压器T1初级线圈的同名端和接地电容C1，变压器T1的初级线圈的非同名端接地；变压器T1的第一次级线圈的同名端连接输入四路差分移相分配及偏置网络的第一输出端，变压器T1的第一次级线圈的非同名端连接输入四路差分移相分配及偏置网络的第二输出端，变压器T1的第二次级线圈的同名端连接输入四路差分移相分配及偏置网络的第三输出端，变压器T1的第二次级线圈的非同名端连接输入四路差分移相分配及偏置网络的第四输出端，
连接变压器T1的第一、第二次级线圈的中间抽头通过电感L2串联电阻R1的结构互联，同时变压器T1的第一级线圈的中间抽头还连接电感L3，电感L3的另一端连接旁路接地电容C2及栅极电压Vg1。
3.根据权利要求1所述的一种针对车联网通信的射频功率放大器，其特征在于，所述第N差分双堆叠放大器的第一输入端连接接地电容Cpj和电感Lpj，Lpj的另一端连接接地电阻Rpj和晶体管Mpj的栅极，Mpj的源极接地，Mpj的漏极连接晶体管Msj的源极，晶体管Msj的栅极连接接地电容Csj，同时Msj与Mpj的栅极之间还通过电阻Rsj连接，Msj的漏极连接反馈电阻Rmj和电感Lsj，电阻Rmj的另一端连接Msj的栅极，电感Lsj的另一端连接接地电容Cuj和所述第N差分双堆叠放大器的第一输出端，同理，所述第N差分双堆叠放大器的第二输入端连接接地电容Cqj和电感Lqj，Lqj的另一端连接接地电阻Rqj和晶体管Mqj的栅极，Mqj的源极接地，Mqj的漏极连接晶体管Mtj的源极，晶体管Mtj的栅极连接接地电容Ctj，同时Mtj与Mqj的栅极之间还通过电阻Rtj连接，Mtj的漏极连接反馈电阻Rnj和电感Ltj，电阻Rnj的另一端连接Mtj的栅极，电感Ltj的另一端连接接地电容Cvj和所述第N差分双堆叠放大器的第二输出端，晶体管Mtj的漏极和Msj的漏极之间还通过电容Roj互联，其中，N为一、二、三、四，j=1、2、3、4，
第一、三差分双堆叠放大器工作在深AB类放大状态，第二、四差分双堆叠放大器工作在浅C类放大状态。
4.根据权利要求1所述的一种针对车联网通信的射频功率放大器，其特征在于，所述级间四路差分匹配及偏置网络的第一、第二输入端连接变压器T2初级线圈的同名端和非同名端，所述级间四路差分匹配及偏置网络的第三、第四输入端连接变压器T3初级线圈的非同名端和同名端，变压器T2初级线圈的中间抽头和变压器T3初级线圈的中间抽头之间通过电感L5互联，同时变压器T2初级线圈的中间抽头还连接电感L4，电感L4的另一端连接旁路接地电容C3及漏极电压Vd1,所述级间四路差分匹配及偏置网络的第一、第二输出端连接变压器T2次级线圈的同名端和非同名端，所述级间四路差分匹配及偏置网络的第三、第四输入端连接变压器T3次级线圈的非同名端和同名端，变压器T2次级线圈的中间抽头和变压器T3次级线圈的中间抽头之间通过电感L7串联电阻R2的结构互联，同时变压器T2次级线圈的中间抽头还连接电感L6，电感L6的另一端连接旁路接地电容C4及栅极电压Vg2。
5.根据权利要求1所述的一种针对车联网通信的射频功率放大器，其特征在于，所述输出四路差分移相合成及偏置网络的第一、第二输入端连接变压器T4第一次级线圈的非同名端和同名端，所述输出四路差分移相合成及偏置网络的第三、第四输入端连接变压器T4第二次级线圈的非同名端和同名端，变压器T4第一、二次级线圈的中间抽头之间通过电感L8互联，变压器T4第一次级线圈的中间抽头还连接电感L9，L9的另一端连接旁路接地电容C5和漏极偏置电压Vd2，变压器T4的初级线圈的同名端连接电感L10和接地电容C6，电感L10的另一端连接所述输出四路差分移相合成及偏置网络的输出端，变压器T4的初级线圈的非同名端接地。
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