JP4896996B2 - Ｒｆ増幅装置 - Google Patents

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本発明は、ＲＦ（無線周波数）増幅装置に関し、特にＲＦモジュールのモジュール高さの増大を回避するとともに半導体チップもしくは多層配線回路基板で構成される高周波増幅器の負荷回路の占有面積の増大を回避するのに有益な技術に関するものである。
携帯電話に代表される移動体通信には、複数の通信方式が存在する。例えば欧州では、第２世代無線通信方式として普及しているＧＳＭおよびＧＳＭのデータ通信速度を向上したＥＤＧＥに加えて、近年サービスが開始された第３世代無線通信方式であるＷ−ＣＤＭＡがある。また、北米では第２世代無線通信方式であるＤＣＳ、ＰＣＳに加えて、第３世代無線通信方式であるｃｄｍａ１ｘが普及している。尚、ＧＳＭは、Global System for Mobile Communicationの略である。ＥＤＧＥは、Enhanced Data rate for GSM Evolutionの略である。Ｗ−ＣＤＭＡは、Wide-band Code Division Multiple Accessの略である。ＤＣＳは、Digital Cellar Systemの略である。ＰＣＳは、Personal Communication Systemの略である。ｃｄｍａ１ｘは、Code Division Multiple Access 1xの略である。
下記非特許文献１には、伝送線路変圧器（ＴＬＴ；Transmission Line Transformer）による整合技術を、ＲＦ周波数とローエンドマイクロ波でのマルチオクターブインピーダンス変換に使用することが記載されている。伝統的に電力増幅器では、超低インピーダンスから５０Ωへオクターブもしくはそれ以上の帯域で変換する変圧器を実現するために、多数のインダクタ、容量、伝送線またはそれらの組み合わせがラダー回路で一般的に使用されている。これらの構成部品を使用した伝統的技術は、制限された周波数帯域を持つと伴に大きな回路サイズとなる。結合した伝送線の直線もしくはコイルのセクションを使用する伝送線路変圧器（ＴＬＴ）は、広帯域を持つとともに小さな回路サイズとなる。この型の変圧器は、例えば配線回路基板、低温焼成セラミック（ＬＴＣＣ）、高温焼成セラミック（ＨＴＣＣ）、モノリシックシリコン（Ｓｉ）またはガリウムアセナイド（ＧａＡｓ）ＩＣのいずれの多層配線製造技術を用いるように設計されることができることも、下記非特許文献１に記載されている。
下記非特許文献２には、グァネラ（Guanella）型とルスロフ（Ruthroff）型の伝送線路変圧器（ＴＬＴ）が紹介されるとともに、ＧａＡｓ基板上に３層配線を使用することにより非平衡グァネラ型伝送線路変圧器（ＴＬＴ）が形成されることが記載されている。
下記非特許文献３には、伝統的な変圧器が磁束結合によるのに対して、伝送線路変圧器（ＴＬＴ）は伝送線路モードで出力回路にエネルギーを伝達する点で相違することが記載されている。浮遊インダクタンスと寄生容量とは一般的に伝送線の特性インピーダンスに吸収されるので、伝統的な変圧器よりも結果として伝送線路変圧器（ＴＬＴ）はより広い帯域幅と大きな効率を示すとしている。オフチップの伝送線路変圧器（ＴＬＴ）が２．４ＧＨｚブルートース応用の低雑音増幅器（ＬＮＡ）でシングルエンド信号から差動信号への変換およびその逆の変換に使用されている。
下記非特許文献４には、インピーダンス整合に変圧器は有益な構成要素であるが２〜３０ＭＨｚの周波数帯域では内部配線容量が考慮されなければならないのに対して、グァネラとルスロフとによる伝送線路変圧器（ＴＬＴ）は驚異的大電力レベルで有益なもので、簡単に構成され、安価で、軽量で、広い帯域幅を扱えると記載している。ＳＳＢとＡＭ通信に使用する２〜３０ＭＨｚの周波数帯域の広帯域高出力高周波リニアアンプでは、フェライトトロイドに巻きついた伝送線路変圧器（ＴＬＴ）が多段増幅器の段間と出力の整合回路に使用されている。
下記非特許文献５には、高効率が要求されるＲＦ通信用の電力増幅器の負荷として、チョークインダクタンスを使用することが記載されている。チョークインダクタンスがＤＣ電源から増幅器へ供給される電流の高調波を抑圧することも、下記非特許文献５に記載されている。
Ｉｎｄｅｒ Ｊ． Ｂａｈｌ， "Ｂｒｏａｄｂａｎｄ ａｎｄ Ｃｏｐｍａｃｔ Ｉｍｐｅｄａｎｃｅ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍｅｒｓ ｆｏｒ Ｍｉｃｒｏｗａｖｅ Ｃｉｒｃｕｉｔｓ"， ＩＥＥＥ ＭＩＣＲＯＷＡＶＥ ｍａｇａｚｉｎｅ ＰＰ．５６−６２、Ａｕｇｕｓｔ ２００６． Ｊ． Ｈｏｒｎ ｅｔ ａｌ， "Ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ Ｔｒａｎｓｍｉｓｓｉｏｎ Ｌｉｎｅ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍｅｒ， ２００４ ＩＥＥＥ ＭＴＴ−Ｓ Ｄｉｇｅｓｔ， ＰＰ．２０１−２０４． Ｂｉｌｌ Ｔｏｏｌｅ ｅｔ ａｌ，"Ａ Ｌｏｗ Ｖｏｌｔａｇｅ， Ｌｏｗ Ｐｏｗｅｒ ＲＦ ＣＭＯＳ ＬＮＡ ｆｏｒ Ｂｌｕｅｔｏｏｔｈ Ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎｓ ｕｓｉｎｇ Ｔｒａｎｓｍｉｓｓｉｏｎ Ｌｉｎｅ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍｅｒｓ"， Ｐｒｏｃｅｅｄｉｎｇｓ ｏｆ ｔｈｅ ２７ｔｈ Ｅｕｒｏｐｅａｎ Ｓｏｌｉｄ−Ｓｔａｔｅ Ｃｉｒｃｕｉｔｓ Ｃｏｎｆｅｒｅｎｃｅ， ２００１， ＥＳＳＣＩＲＣ， １８−２０ Ｓｅｐｔ， ２００１， ＰＰ．４３３−４３６． ＯＣＴＡＶＩＵＳ ＰＩＴＺＡＬＩＳ ｅｔ ａｌ， "Ｂｒｏａｄｂａｎｄ ６０−Ｗ ＨＦ Ｌｅｎｅａｒ Ａｍｐｌｉｆｉｅｒ"， ＩＥＥＥ ＪＯＵＲＮＡＬ ＯＦ ＳＯＬＩＤ−ＳＴＡＴＥ ＣＩＲＣＵＩＴＳ， ＶＯＬ．ＳＣ−６， ＮＯ．３， ＪＵＮＥ １９７１， ＰＰ．９３−１０３． Ｂｒｅｔｔ Ｅ． Ｋｌｅｈｎ ｅｔ ａｌ，"ＡＮ ＥＸＡＣＴ ＡＮＡＬＹＳＩＳ ＯＦ ＣＬＡＳＳ−Ｅ ＰＯＷＥＲ ＡＭＰＬＩＦＩＥＲＳ ＦＯＲ ＲＦ ＣＯＭＭＵＮＩＣＡＴＩＯＮＳ"， Ｐｒｏｃｅｅｄｉｎｇｓ ｏｆ ｔｈｅ ２００４ Ｉｎｔｅｒｎａｔｉｏｎａｌ Ｓｙｍｐｏｓｉｕｍ ｏｎ Ｃｉｒｃｕｉｔｓ ａｎｄ Ｓｙｓｔｅｍｓ， ＰＰ．２７７−２８０．
下記非特許文献５に記載されているように、ＲＦ電力増幅器の負荷としてチョークインダクタンスが使用されている。本発明者等は本発明に先立って、ＲＦ電力増幅器を内蔵したＲＦモジュールの開発に従事した。
図１は、本発明に先立って本発明者等により開発されたＲＦ電力増幅器を内蔵したＲＦモジュールを示す回路図である。同図に示すようにＲＦ電力増幅装置は、１つのパッケージ中に組み込まれたＲＦパワーモジュールＲＦ＿ＰＡＭとして構成されている。
携帯電話端末のような通信端末機器中に搭載されるＲＦ送受信アナログ信号処理集積回路（以下、ＲＦ ＩＣと言う）からのＧＳＭ８５０とＧＳＭ９００の略０．８ＧＨｚ〜１．０ＧＨｚの第１周波数帯域を持つ第１ＲＦ送信入力信号Ｐｉｎ＿ＬＢと、ＤＣＳ１８００とＰＣＳ１９００とＷＣＤＭＡ１９００との略１．７ＧＨｚ〜２．０ＧＨｚの第２周波数帯域を持つ第２ＲＦ送信入力信号Ｐｉｎ＿ＨＢとが、ＲＦパワーモジュールＲＦ＿ＰＡＭの第１ＲＦ電力増幅器ＨＰＡ１と第２ＲＦ電力増幅器ＨＰＡ２とにそれぞれ供給される。
ＧＳＭ８５０のバンドのＲＦ送信信号とＧＳＭ９００のバンドのＲＦ送信信号とは第１周波数帯域を持つ第１ＲＦ送信入力信号Ｐｉｎ＿ＬＢとして、第１ＲＦ電力増幅器ＨＰＡ１の入力に供給される。尚、ＧＳＭ８５０のバンドのＲＦ送信信号の周波数帯域は８２４ＭＨｚ〜８４９ＭＨｚで、ＧＳＭ９００のバンドのＲＦ送信信号の周波数帯域は８８０ＭＨｚ〜９１５ＭＨｚである。
ＤＣＳ１８００のバンドのＲＦ送信信号とＰＣＳ１９００のバンドのＲＦ送信信号とは第２周波数帯域を持つ第２ＲＦ送信入力信号Ｐｉｎ＿ＨＢとして、第２ＲＦ電力増幅器ＨＰＡ２の入力に供給される。また、ＷＣＤＭＡ１９００のバンドのＲＦ送信信号も第２ＲＦ送信入力信号Ｐｉｎ＿ＨＢとして、第２ＲＦ電力増幅器ＨＰＡ２の入力に供給されることもできる。尚、ＤＣＳ１８００のバンドのＲＦ送信信号の周波数帯域は１７１０ＭＨｚ〜１７８５ＭＨｚで、ＰＣＳ１９００のバンドのＲＦ送信信号の周波数帯域は１８５０ＭＨｚ〜１９１０ＭＨｚで、ＷＣＤＭＡ１９００のバンドのＲＦ送信信号の周波数帯域は１９２０ＭＨｚ〜１９８０ＭＨｚである。
第１ＲＦ電力増幅器ＨＰＡ１では、第１ＲＦ送信入力信号Ｐｉｎ＿ＬＢは、結合容量Ｃ１１を介して多段増幅器の入力側増幅器１ｓｔ＿ＳｔｇのＲＦ増幅素子Ｑ１１で増幅される。入力側増幅器１ｓｔ＿Ｓｔｇ＿ＬＢのＲＦ増幅信号は、高調波トラップ回路ＨＴＣと結合容量Ｃ１２で構成された段間整合回路とを介して多段増幅器の出力側増幅器２ｎｄ＿Ｓｔｇ＿ＬＢのＲＦ増幅素子Ｑ１２で増幅されて、ＲＦ増幅素子Ｑ１２の出力より第１ＲＦ送信出力信号Ｐｏｕｔ＿ＬＢが得られる。入力側増幅器１ｓｔ＿Ｓｔｇ＿ＬＢのＲＦ増幅素子Ｑ１１の出力電極には負荷回路の一部となるインダクターＬ１１を介して、出力側増幅器２ｎｄ＿ＳｔｇＬＢのＲＦ増幅素子Ｑ１２の出力電極には負荷回路の一部となるインダクターＬ１２を介して動作電源電圧Ｖｄｄが供給される。入力側増幅器１ｓｔ＿ＳｔｇのＲＦ増幅素子Ｑ１１の入力電極には、入力側バイアス回路１ｓｔ＿ＢＣ＿ＬＢで形成されたバイアス電圧が供給される。出力側増幅器２ｎｄ＿Ｓｔｇ＿ＬＢのＲＦ増幅素子Ｑ１２の入力電極には、出力側バイアス回路２ｎｄ＿ＢＣ＿ＬＢで形成されたバイアス電圧が供給される。
また、図１のＲＦ電力増幅装置ＲＦ＿ＰＡＭでは、ＧＳＭ８５０とＧＳＭ９００のための第１ＲＦ電力増幅器ＨＰＡ１の入力側増幅器１ｓｔ＿Ｓｔｇ＿ＬＢのソース接地のＮ−ＭＯＳ Ｑ１１のドレインには、インダクターＬ１０１、容量Ｃ１０１で構成された高調波トラップ回路ＨＴＣが接続されている。尚、高調波トラップ回路ＨＴＣは、段間整合回路としても機能する。高調波トラップ回路ＨＴＣのインダクターＬ１０１、容量Ｃ１０１の直列共振周波数はＧＳＭ８５０、ＧＳＭ９００のＲＦ送信入力信号ＲＦＰｉｎ＿ＬＢの周波数の２倍高調波の周波数（１７００ＭＨｚ〜１８００ＭＨｚ）に略共振するように設定されている。その結果、第１ＲＦ電力増幅器ＨＰＡ１のソース接地のＮ−ＭＯＳ Ｑ１１のドレインの２倍高調波は高調波トラップ回路ＨＴＣのインダクターＬ１０１、容量Ｃ１０１の極めて低い直列共振インピーダンスを介して接地電位点にバイパスされる。第１ＲＦ電力増幅器ＨＰＡ１のソース接地のＮ−ＭＯＳ Ｑ１１のドレインに接続された高調波トラップ回路ＨＴＣは、ＧＳＭ８５０、ＧＳＭ９００のＲＦ送信入力信号ＲＦＰｉｎ＿ＬＢの周波数の２倍高調波が妨害信号となってＤＣＳ１８００とＰＣＳ１９００のＲＦ送信入力信号ＲＦＰｉｎ＿ＨＢを増幅する第２ＲＦ電力増幅器ＨＰＡ２のＮ−ＭＯＳ Ｑ２１、Ｑ２２に影響するのを低減する。
第２ＲＦ電力増幅器ＨＰＡ２では、第２ＲＦ送信入力信号Ｐｉｎ＿ＨＢは、結合容量Ｃ２１を介して多段増幅器の入力側増幅器１ｓｔ＿Ｓｔｇ＿ＨＢのＲＦ増幅素子Ｑ２１で増幅される。入力側増幅器１ｓｔ＿Ｓｔｇ＿ＨＢのＲＦ増幅信号は、結合容量Ｃ２２で構成された段間整合回路を介して多段増幅器の出力側増幅器２ｎｄ＿Ｓｔｇ＿ＨＢのＲＦ増幅素子Ｑ２２で増幅されて、ＲＦ増幅素子Ｑ２２の出力より第２ＲＦ送信出力信号Ｐｏｕｔ＿ＨＢが得られる。入力側増幅器１ｓｔ＿Ｓｔｇ＿ＨＢのＲＦ増幅素子Ｑ２１の出力電極には負荷回路の一部となるインダクターＬ２１を介して、出力側増幅器２ｎｄ＿Ｓｔｇ＿ＨＢのＲＦ増幅素子Ｑ２２の出力電極には負荷回路の一部となるインダクターＬ２２を介して動作電源電圧Ｖｄｄが供給される。入力側増幅器１ｓｔ＿Ｓｔｇ＿ＨＢのＲＦ増幅素子Ｑ２１の入力電極には、入力側バイアス回路１ｓｔ＿ＢＣ＿ＨＢで形成されたバイアス電圧が供給される。出力側増幅器２ｎｄ＿Ｓｔｇ＿ＨＢのＲＦ増幅素子Ｑ２２の入力電極には、出力側バイアス回路２ｎｄ＿ＢＣ＿ＨＢで形成されたバイアス電圧が供給される。
負荷回路の一部でかつバイアス供給部品となるインダクターＬ１１、Ｌ１２、Ｌ２１、Ｌ２２と高調波トラップ回路ＨＴＣのインダクターＬ１０１とを高性能のディスクリート部品の空芯コイルで構成することもできるが、空芯コイルの部品高さにより、ＲＦモジュールのモジュール高さが増大すると言う問題が有った。これらのインダクターＬ１１、Ｌ１２、Ｌ２、Ｌ２２、Ｌ１０１を、モノリシックシリコン（Ｓｉ）またはガリウムアセナイド（ＧａＡｓ）ＩＣの上に半導体製造プロセスの配線工程により形成されるスパイラルコイルもしくは多層配線回路基板の上に多層配線により形成されるスパイラルコイルとして実現することもできる。ＲＦ電力増幅器の最終段の負荷回路の一部となるチョークインダクタンスＬ１２、Ｌ２２には、大きな電流容量と高いＱファクターとが要求される。しかし、大きな電流容量と高いＱファクターとを実現するためには、半導体チップもしくは多層配線回路基板の上のスパイラルコイルの占有面積が極めて大きくなると言う問題が有った。
従って、本発明の目的は、ＲＦ増幅装置において高性能の負荷を実現する際にＲＦモジュールのモジュール高さの増大を回避するとともに半導体チップもしくは多層配線回路基板で構成される高周波増幅器の負荷回路の占有面積の増大を回避することにある。
本発明の前記ならびにその他の目的と新規な特徴は、本明細書の記述および添付図面から明らかになるであろう。
本願において開示される発明のうち、代表的なものの概要を簡単に説明すれば、次の通りである。
即ち、本発明の代表的なＲＦ増幅装置は、無線通信の無線周波数入力信号を増幅する増幅素子と、該増幅素子の入力電極と出力電極の少なくともいずれか一方の電極に接続された伝送線路変圧器とを含む。前記伝送線路変圧器は、入力と出力との間に配置された主線路と、前記入力と前記出力とのいずれか一方と交流接地点との間に配置され前記主線路と結合された副線路とを含む。前記伝送線路変圧器の前記主線路の前記入力と前記出力とのいずれか一方は、前記増幅素子の前記一方の電極に接続される。前記交流接地点に接地電圧レベルと異なる動作電圧が印加されることにより、前記交流接地点から前記副線路を介して前記増幅素子の前記一方の電極に前記動作電圧が供給される。
その結果、ＲＦ増幅装置において高性能の負荷を実現する際にＲＦモジュールのモジュール高さの増大を回避するとともに半導体チップもしくは多層配線回路基板で構成される高周波増幅器の負荷回路の占有面積の増大を回避することができる。
本発明者等は、無線通信の無線周波数入力信号を増幅する増幅素子の入力電極と出力電極の少なくともいずれか一方の電極に伝送線路変圧器を接続して、伝送線路変圧器の交流接地点に接地電圧レベルと異なる動作電圧が印加することにより交流接地点から副線路を介して増幅素子の一方の電極に前記動作電圧を供給可能すると言う本発明の基本的な技術思想に到達したものである。この本発明の前半の技術思想は、前記非特許文献４で知られている。しかし、前記非特許文献４では、増幅素子の出力電極の負荷回路として伝送線路変圧器と異なるインダクタンスが使用されている点で本発明と相違する。また、前記非特許文献４では、伝送線路変圧器に接地電圧レベルと異なる動作電圧が印加されていないので、本発明の基本的な技術思想の後半の部分が欠落している。
本願において開示される発明のうち、代表的なものによって得られる効果を簡単に説明すれば以下の通りである。
すなわち、本発明によれば、ＲＦ増幅装置において高性能の負荷回路を実現する際にＲＦモジュールのモジュール高さの増大を回避するとともに半導体チップもしくは多層配線回路基板で構成される高周波増幅器の負荷回路の占有面積の増大を回避することが可能となる。
図１は、本発明に先立って本発明者等により開発されたＲＦ電力増幅器を内蔵したＲＦモジュールを示す回路図である。 図２は、本発明の１つの実施の形態によるＲＦ電力増幅器を内蔵したＲＦモジュールを示す回路図である。 図３は、図２の右下に示した主線路と副線路とを持つ伝送線路変圧器が半導体チップもしくは配線基板で多層配線により形成されることを示す図である。 図４は、図２の右下に示した主線路と副線路とを持つ伝送線路変圧器が半導体チップもしくは配線基板で１層配線により形成されることを示す図である。 図５は、図５は、図２に示した本発明の１つの実施の形態によるＲＦ電力増幅器のＲＦ増幅素子の負荷回路の他の構成例を示す図である。 図６は、図２のＲＦ増幅素子の出力電極の負荷素子の伝送線路変圧器として使用可能な伝送線路変圧器の種々のタイプを示す図である。 図７は、図３に示した伝送線路変圧器の線路長Ｌｘと容量Ｃｉｎ、Ｃｏｕｔとの関係を示す図である。 図８は、図２に示した第１ＲＦ電力増幅器ＨＰＡ１の伝送線路変圧器による狭帯域周波数特性Ｌ＿ＬＮＢと第２ＲＦ電力増幅器ＨＰＡ２の伝送線路変圧器による狭帯域周波数特性Ｌ＿ＨＮＢとを示す図である。 図９は、図２に示した第１ＲＦ電力増幅器ＨＰＡ１の伝送線路変圧器による狭帯域周波数特性Ｌ＿ＬＮＢが、ＧＳＭ８５０のＲＦ送信信号の最低周波数８２４ＭＨｚからＧＳＭ９００のＲＦ送信信号の最高周波数９１５ＭＨｚまでをローバンド周波数ｆ＿ＬＢをカバーして、２倍の周波数２ｆ＿ＬＢの高調波を抑圧することを示す図である。 図１０は、本発明の更に他の１つの実施の形態によるＲＦパワーモジュールＲＦ＿ＰＡＭの具体的な構成を示す図である。 図１１は、ＧＭＳＫの規格により規定された携帯電話端末機器のＲＦ送信信号の周波数スペクトラムを示す図である。 図１２は、本発明の更に他の１つの実施の形態によるＲＦ ＩＣの構成を示す図である。
符号の説明
Ｐｉｎ＿ＬＢ 第１ＲＦ送信入力信号
Ｐｉｎ＿ＨＢ 第２ＲＦ送信入力信号
ＨＰＡ１ 第１ＲＦ電力増幅器
ＨＰＡ２ 第２ＲＦ電力増幅器
Ｑ１１、Ｑ１２、Ｑ２１、Ｑ２２ ＲＦ増幅素子
ＴＬＴ１１、ＴＬＴ１２、ＴＬＴ２１、ＴＬＴ２２ 伝送線路変圧器
Ｃｉｎ、Ｃｏｕｔ、Ｃｐａｓｓ 容量
Ｐｏｕｔ＿ＬＢ 第１ＲＦ送信出力信号
Ｐｏｕｔ＿ＨＢ 第２ＲＦ送信出力信号
ＣＰＬ＿ＬＢ、ＣＰＬ＿ＨＢ カップラー
ＭＯＤＥ モード信号
１ｓｔ＿Ｓｔｇ＿ＬＢ 第１入力側増幅器
２ｎｄ＿Ｓｔｇ＿ＬＢ 第１出力側増幅器
１ｓｔ＿ＢＣ＿ＬＢ 第１入力側バイアス回路
２ｎｄ＿ＢＣ＿ＬＢ 第１出力側バイアス回路
１ｓｔ＿Ｓｔｇ＿ＨＢ 第２入力側増幅器
２ｎｄ＿Ｓｔｇ＿ＨＢ 第２出力側増幅器
１ｓｔ＿ＢＣ＿ＨＢ 第２入力側バイアス回路
２ｎｄ＿ＢＣ＿ＨＢ 第２出力側バイアス回路
１．《代表的な実施の形態》
先ず、本願において開示される発明の代表的な実施の形態について概要を説明する。代表的な実施の形態についての概要説明で括弧を付して参照する図面の参照符号はそれが付された構成要素の概念に含まれるものを例示するに過ぎない。
〔１〕本発明の代表的な実施の形態に係るＲＦ増幅装置は、無線通信の無線周波数入力信号を増幅する増幅素子（Ｑ１２）と、該増幅素子の入力電極と出力電極の少なくともいずれか一方の電極に接続された伝送線路変圧器（伝送線路トランス；ＴＬＴ１２）とを含む。前記伝送線路変圧器は、入力と出力との間に配置された主線路（Ｌｏｕｔ）と、前記入力と前記出力とのいずれか一方と交流接地点との間に配置され前記主線路と結合された副線路（Ｌｉｎ）とを含む。前記伝送線路変圧器の前記主線路の前記入力と前記出力とのいずれか一方は、前記増幅素子の前記一方の電極に接続される。前記交流接地点に接地電圧レベルと異なる動作電圧（Ｖｄｄ）が印加されることにより、前記交流接地点から前記副線路を介して前記増幅素子の前記一方の電極に前記動作電圧が供給される（図１参照）。
前記実施の形態によれば、伝送線路変圧器の副線路と主線路との間で、ある特性インピーダンスを持つ伝送線路が形成される。従って、伝送線路変圧器の副線路から伝送線路モードで主線路へエネルギーが伝達される。従って、伝送線路変圧器の副線路と主線路からなる回路でのインピーダンス変換によって、負荷回路の一部でかつバイアス供給部品となっていたインダクタとして空芯コイルも使用せず、大きな電流容量と高いＱファクターのスパイラルコイルもしくはチョークインダクタンスを使用せず、増幅素子の出力電極からのＲＦ増幅電圧信号を取り出すことが可能となった。その結果、ＲＦ増幅装置において高性能の負荷を実現する際にＲＦモジュールのモジュール高さの増大を回避するとともに半導体チップもしくは多層配線回路基板で構成される高周波増幅器の負荷回路の占有面積の増大を回避することができる。
好適な実施の形態として、前記ＲＦ増幅装置では、前記伝送線路変圧器の前記入力と接地電位との間あるいは前記伝送線路変圧器の前記出力と接地電位との間あるいは前記伝送線路変圧器の前記副線路の前記交流接地点と接地電位との間に容量（Ｃｉｎ、Ｃｏｕｔ、Ｃｐａｓｓ）が接続される。それにより、前記伝送線路変圧器の線路長（Ｌｘ）は、使用ＲＦ周波数の波長（λ）の１／４の半分またはそれ以下に設定される（図７参照）。
従って、前記好適な実施の形態によれば、半導体チップもしくは多層配線回路基板の高性能の負荷の占有面積の増大を回避することができる。
より好適な実施の形態として、前記伝送線路変圧器の前記線路長が前記使用ＲＦ周波数の前記波長の１／４の半分またはそれ以下に設定されることにより、前記伝送線路変圧器の前記線路長が前記使用ＲＦ周波数の前記波長の１／４に設定された場合の帯域特性よりも狭帯域の周波数特性に設定される（図７参照）。
従って、前記より好適な実施の形態によれば、前記ＲＦ増幅装置からの高調波信号の発生を抑制することが可能となる。
より好適な実施の形態として、前記伝送線路変圧器の前記主線路と前記副線路とは、半導体チップもしくは配線回路基板の上の配線層により形成される（図３、図４参照）。
具体的な実施の形態として、前記伝送線路変圧器の前記主線路と前記副線路と前記容量の一方の電極と他方の電極とは、前記半導体チップもしくは前記配線回路基板の上の多層配線層により形成される（図３参照）。
他の具体的な実施の形態として、前記増幅素子は無線通信端末装置のアンテナから送信されるＲＦ送信信号を生成するものであり、前記ＲＦ増幅装置は電力増幅器である（図２参照）。
更に他の具体的な実施の形態として、前記増幅素子は無線通信端末装置のアンテナによって受信されたＲＦ受信信号を増幅するものであり、前記ＲＦ増幅装置はローノイズアンプ（ＬＮＡ）である（図１２参照）。
〔２〕本発明の他の実施の形態に係るＲＦ増幅装置（ＲＦ＿ＰＡＭ）は、第１周波数帯域を持つ第１ＲＦ送信入力信号（Ｐｉｎ＿ＬＢ）を増幅する第１電力増幅器器（ＨＰＡ１）と、前記第１周波数帯域よりも周波数の高い第２周波数帯域を持つ第２ＲＦ送信入力信号（Ｐｉｎ＿ＨＢ）を増幅する第２電力増幅器（ＨＰＡ２）とを具備する。
前記第１電力増幅器は、少なくとも第１入力側増幅器（１ｓｔ＿Ｓｔｇ＿ＬＢ）と第１出力側増幅器（２ｎｄ＿Ｓｔｇ＿ＬＢ）とを含む第１多段増幅器で構成される。
前記第２電力増幅器は、少なくとも第２入力側増幅器（１ｓｔ＿Ｓｔｇ＿ＨＢ）と第２出力側増幅器（２ｎｄ＿Ｓｔｇ＿ＨＢ）とを含む第２多段増幅器で構成される。
前記第１電力増幅器の前記第１入力側増幅器は、第１入力側増幅素子（Ｑ１１）と、該第１入力側増幅素子の出力電極に接続された第１入力側伝送線路変圧器（ＴＬＴ１１）とを含む。前記第１電力増幅器の前記第１出力側増幅器は、第１出力側増幅素子（Ｑ１１）と、該第１出力側増幅素子の出力電極に接続された第１出力側伝送線路変圧器（ＴＬＴ１２）とを含む。前記第２電力増幅器の前記第２入力側増幅器は、第２入力側増幅素子（Ｑ２１）と、該第２入力側増幅素子の出力電極に接続された第２入力側伝送線路変圧器（ＴＬＴ２１）とを含む。前記第２電力増幅器の前記第２出力側増幅器は、第２出力側増幅素子（Ｑ２２）と、該第２出力側増幅素子の出力電極に接続された第２出力側伝送線路変圧器（ＴＬＴ２２）とを含む。
前記第１入力側伝送線路変圧器、前記第１出力側伝送線路変圧器、前記第２入力側伝送線路変圧器、前記第２出力側伝送線路変圧器のそれぞれは、入力（Ｐｉｎ）と出力（Ｐｏｕｔ）との間に配置された主線路（Ｌｏｕｔ）と、前記入力と前記出力とのいずれか一方と交流接地点との間に配置され前記主線路と結合された副線路（Ｌｉｎ）とを含む。前記各伝送線路変圧器の前記主線路の前記入力は、対応する増幅素子の前記出力電極に接続される。前記交流接地点に接地電圧レベルと異なる動作電圧（Ｖｄｄ）が印加されることにより、前記交流接地点から前記副線路を介して前記増幅素子の前記出力電極に前記動作電圧が供給される（図２参照）。
その結果、ＲＦ増幅装置（ＲＦ＿ＰＡＭ）において高性能の負荷を実現する際にＲＦモジュールのモジュール高さの増大を回避するとともに半導体チップもしくは多層配線回路基板で構成される高周波増幅器の負荷回路の占有面積の増大を回避することができる。
好適な実施の形態として、前記第１入力側伝送線路変圧器、前記第１出力側伝送線路変圧器、前記第２入力側伝送線路変圧器、前記第２出力側伝送線路変圧器のそれぞれは、多段接続された伝送線路変圧器（Ｌｏｕｔ１、Ｌｉｎ１、Ｌｏｕｔ２、Ｌｉｎ２）である（図５参照）。
好適な実施の形態として、前記ＲＦ増幅装置では、前記第１入力側伝送線路変圧器、前記第１出力側伝送線路変圧器、前記第２入力側伝送線路変圧器、前記第２出力側伝送線路変圧器の各伝送線路変圧器の前記入力と接地電位との間あるいは前記各伝送線路変圧器の前記出力と接地電位との間あるいは前記各伝送線路変圧器の前記副線路の前記交流接地点と接地電位との間に容量（Ｃｉｎ、Ｃｏｕｔ、Ｃｐａｓｓ）が接続されることにより、前記各伝送線路変圧器の線路長は使用ＲＦ周波数の波長の１／４の半分またはそれ以下にされる（図７参照）。
従って、前記好適な実施の形態によれば、半導体チップもしくは多層配線回路基板で構成される高周波増幅器の負荷回路の負荷の占有面積の増大を回避することができる。
より好適な実施の形態として、前記各伝送線路変圧器の前記線路長が前記使用ＲＦ周波数の前記波長の１／４の半分またはそれ以下に設定されることにより、前記各伝送線路変圧器の前記線路長が前記使用ＲＦ周波数の前記波長の１／４に設定された場合の帯域特性よりも狭帯域の周波数特性に設定される（図７参照）。
従って、前記より好適な実施の形態によれば、前記ＲＦ増幅装置からの高調波信号の発生を抑制することが可能となる。
より好適な実施の形態として、前記第１入力側伝送線路変圧器、前記第１出力側伝送線路変圧器、前記第２入力側伝送線路変圧器、前記第２出力側伝送線路変圧器のそれぞれの前記主線路と前記副線路とは、半導体チップもしくは配線回路基板の上の配線層により形成される（図３、図４参照）。
具体的な実施の形態として、前記第１入力側伝送線路変圧器、前記第１出力側伝送線路変圧器、前記第２入力側伝送線路変圧器、前記第２出力側伝送線路変圧器のそれぞれの前記主線路と前記副線路と前記容量の一方の電極と他方の電極とは、前記半導体チップもしくは前記配線回路基板の上の多層配線層により形成される（図３参照）。
本発明のひとつの好適な実施の形態によるＲＦ増幅装置では、前記第１電力増幅器と前記第２電力増幅器の前記第１入力側増幅素子と前記第２入力側増幅素子と前記第１出力側増幅素子と前記第２出力側増幅素子とは、電界効果トランジスタである。
本発明のひとつのより好適な実施の形態によるＲＦ増幅装置では、前記電界効果トランジスタはＬＤＭＯＳである。
本発明の他のひとつの好適な実施の形態によるＲＦ増幅装置では、前記第１電力増幅器と前記第２電力増幅器の前記第１入力側増幅素子と前記第２入力側増幅素子と前記第１出力側増幅素子と前記第２出力側増幅素子とは、バイポーラトランジスタである。
本発明の他のひとつのより好適な実施の形態によるＲＦ増幅装置では、前記バイポーラトランジスタはヘテロ接合型である。
本発明の具体的な形態によるＲＦ増幅装置（ＲＦ＿ＰＡＭ）では、前記第１電力増幅器（ＨＰＡ１）と、前記第２電力増幅器（ＨＰＡ２）と、前記第１電力増幅器（ＨＰＡ１）と前記第２電力増幅器（ＨＰＡ２）の送信出力レベルを検出するパワー検出器（ＤＥＴ）とは、ＲＦパワーモジュールのパッケージに搭載されている（図１０参照）。
本発明の具体的な形態によるＲＦ増幅装置（ＲＦ＿ＰＡＭ）では、前記第１ＲＦ送信入力信号（Ｐｉｎ＿ＬＢ）はＧＳＭ８５０とＧＳＭ９００との少なくともいずれかの周波数帯域であり、前記第２ＲＦ送信入力信号（Ｐｉｎ＿ＨＢ）はＤＣＳ１８００とＰＣＳ１９００とＷ−ＣＤＭＡの少なくともいずれかの周波数帯域である。
本発明の具体的な形態によるＲＦ増幅装置（ＲＦ＿ＰＡＭ）では、前記第１電力増幅器（ＨＰＡ１）の前記第１出力側増幅器（２ｎｄ＿Ｓｔｇ＿ＬＢ）は並列接続された複数の第１増幅器で構成され、前記第２電力増幅器（ＨＰＡ２）の前記第２出力側増幅器（２ｎｄ＿Ｓｔｇ＿ＨＢ）は並列接続された複数の第２増幅器で構成されている（図１０参照）。
〔３〕本発明の更に他の実施の形態に係るＲＦ増幅装置（ＲＦ＿ＰＡＭ）は、無線通信の無線周波数入力信号を増幅する増幅素子（Ｑ１２）と、該増幅素子の入力電極と出力電極との少なくともいずれか一方の電極に接続された伝送線路変圧器（ＴＬＴ１２）とを含む。
前記伝送線路変圧器は、第１入力と第１出力との間に配置された第１主線路（Ｌｏｕｔ１）と、前記第１入力と前記第１出力とのいずれか一方と第１交流接地点との間に配置され前記第１主線路と結合された第１副線路（Ｌｉｎ１）とを含む前段伝送線路変圧器を具備する。前記伝送線路変圧器は、更に第２入力と第２出力との間に配置された第２主線路（Ｌｏｕｔ２）と、前記第２入力と前記第２出力とのいずれか一方と第２交流接地点との間に配置され前記第２主線路と結合された第２副線路（Ｌｉｎ２）とを含む後段伝送線路変圧器を具備する。
前記伝送線路変圧器の前記前段伝送線路変圧器の前記第１主線路（Ｌｏｕｔ１）の前記第１出力に、前記後段伝送線路変圧器の前記第２主線路（Ｌｏｕｔ２）の前記第２入力が接続される。前記伝送線路変圧器の前記前段伝送線路変圧器の前記第１主線路（Ｌｏｕｔ１）の前記第１入力と前記伝送線路変圧器の前記後段伝送線路変圧器の前記第２主線路（Ｌｏｕｔ２）の前記第２出力とのいずれか一方が前記増幅素子（Ｑ１２）の前記一方の電極に接続される。前記第１交流接地点と前記第２交流接地点とのいずれか一方に接地電圧レベルと異なる動作電圧（Ｖｄｄ）が印加されることにより、前記増幅素子の前記一方の電極に前記動作電圧が供給される（図５参照）。
２．《実施の形態の説明》
次に、実施の形態について更に詳述する。以下、本発明を実施するための最良の形態を図面に基づいて詳細に説明する。なお、発明を実施するための最良の形態を説明するための全図において、同一の機能を有する部材には同一の符号を付し、その繰り返しの説明は省略する。
《本発明の１つの実施の形態によるＲＦモジュール》
図２は、本発明の１つの実施の形態によるＲＦ電力増幅器を内蔵したＲＦモジュールを示す回路図である。同図に示すようにＲＦ電力増幅装置は、１つのパッケージ中に組み込まれたＲＦパワーモジュールＲＦ＿ＰＡＭとして構成されている。
図１に示した本発明に先立って本発明者等により開発されＲＦモジュールと比較すると、図２は、本発明の１つの実施の形態によるＲＦモジュールでは、図１の高調波トラップ回路ＨＴＣは図２では省かれている。ＲＦ増幅素子Ｑ１１、Ｑ１２、Ｑ２１、Ｑ２２の出力電極の負荷回路は、図１のようにチョークインダクターを含んだ高調波トラップ回路ＨＴＣではなく、伝送線路変圧器ＴＬＴ１１、ＴＬＴ１２、ＴＬＴ２１、ＴＬＴ２２で構成されている。
その結果、図２では、部品高さが問題となる空芯コイルも使用されず、モノリシックＩＣや配線基板での占有面積の大きなスパイラルインダクターも使用されない。ＲＦ増幅素子Ｑ１１、Ｑ１２、Ｑ２１、Ｑ２２の出力電極の負荷素子の伝送線路変圧器ＴＬＴ１１、１２、２１、２２は、モノリシックＩＣの半導体チップや配線基板の上の配線により容易に形成されることができる。
図２の右下に示すように、ＲＦ増幅素子Ｑ１２の出力電極の負荷回路としての伝送線路変圧器ＴＬＴ１２は、入力と出力Ｐｏｕｔとの間に配置された主線路Ｌｏｕｔと、入力と出力とのいずれか一方と交流接地点との間に配置され主線路Ｌｏｕｔと結合された副線路Ｌｉｎとを含んでいる。伝送線路変圧器ＴＬＴ１２の主線路Ｌｏｕｔの入力は、増幅素子Ｑ１２の出力電極に接続される。副線路Ｌｉｎの交流接地点に接地電圧レベルＧＮＤと異なる動作電圧Ｖｄｄが印加されることにより、交流接地点から副線路Ｌｉｎを介して増幅素子Ｑ１２の出力電極に動作電圧Ｖｄｄが供給される。主線路Ｌｏｕｔの入力と出力とに入力容量Ｃｉｎと出力容量Ｃｏｕｔとがそれぞれ接続され、副線路Ｌｉｎの交流接地点にバイパス容量Ｃｐａｓｓが接続されている。
図５は、図２に示した本発明の１つの実施の形態によるＲＦ電力増幅器のＲＦ増幅素子Ｑ１１、Ｑ１２、Ｑ２１、Ｑ２２の負荷回路の他の構成例を示す図である。
図５に示すように、ＲＦ増幅素子Ｑ１２の負荷回路としての伝送線路変圧器ＴＬＴ１２は、前段伝送線路変圧器Ｌｏｕｔ１、Ｌｉｎ１と後段伝送線路変圧器Ｌｏｕｔ２、Ｌｉｎ２とから構成されている。前段伝送線路変圧器は、入力と出力Ｐｏｕｔとの間に配置された主線路Ｌｏｕｔ１と、Ｌｏｕｔ１の入力と出力とのいずれか一方と交流接地点との間に配置され主線路Ｌｏｕｔ１と結合された副線路Ｌｉｎ１とを含む。後段伝送線路変圧器も同様に、入力と出力Ｐｏｕｔとの間に配置された主線路Ｌｏｕｔ２と、Ｌｏｕｔ２の入力と出力とのいずれか一方と交流接地点との間に配置され主線路と結合された副線路Ｌｉｎ２とを含む。
前段伝送線路変圧器の主線路Ｌｏｕｔ１の入力との主線路とに入力容量Ｃｉｎと段間容量Ｃｉｎｔとがそれぞれ接続され、後段伝送線路変圧器の主線路Ｌｏｕｔ２の出力に出力容量Ｃｏｕｔが接続されている。これらの容量Ｃｉｎ、Ｃｉｎｔ、Ｃｏｕｔが前段伝送線路変圧器の主線路Ｌｏｕｔ１と後段伝送線路変圧器の主線路Ｌｏｕｔ２とに接続されることにより、主線路Ｌｏｕｔ１、Ｌｏｕｔ２の線路長を使用ＲＦ周波数の波長の１／４よりも短くすることができる。その結果、線路長が使用ＲＦ周波数の波長の１／４に設定された場合の帯域特性よりも狭帯域とすることができ、不所望な帯域外周波数信号のレベルを抑圧することができる。
前段伝送線路変圧器の副線路Ｌｉｎ１の交流接地点と後段伝送線路変圧器の副線路Ｌｉｎ２の交流接地点とにバイパス容量Ｃｐａｓｓ１、Ｃｐａｓｓ２がそれぞれ接続されている。前段伝送線路変圧器の副線路Ｌｉｎ１の交流接地点に接地電圧レベルＧＮＤと異なる動作電圧Ｖｄｄが印加されることにより、交流接地点から副線路Ｌｉｎ１を介して増幅素子Ｑ１２の出力電極に動作電圧Ｖｄｄが供給される。伝送線路変圧器ＴＬＴ１２の主線路Ｌｏｕｔ１の入力は、増幅素子Ｑ１２の出力電極に接続される。更に、伝送線路変圧器ＴＬＴ１２の主線路Ｌｏｕｔ２の出力から、増幅素子Ｑ１２による増幅出力Ｐｏｕｔが得られる。
また、図５に示したＲＦ増幅素子Ｑ１２の負荷回路としての伝送線路変圧器ＴＬＴ１２は２段の従属接続を採用することにより、１段構成と比較して帯域外周波数信号レベルの抑圧効果を大幅に向上できる。また、インピーダンス変換比を前段伝送線路変圧器と後段更伝送線路変圧器とで異ならせることにより、１段構成と比較して帯域外周波数信号レベルを抑圧するとともに広帯域通過特性を得ることができる。
図３は、図２の右下に示した主線路Ｌｏｕｔと副線路Ｌｉｎとを持つ伝送線路変圧器ＴＬＴ１２が半導体チップもしくは配線基板で多層配線により形成されることを示す図である。伝送線路変圧器ＴＬＴ１２の副線路Ｌｉｎは多層配線の下層配線により形成され、伝送線路変圧器ＴＬＴ１２の主線路Ｌｏｕｔは多層配線の上層配線により形成される。多層配線の下層配線により形成された副線路Ｌｉｎと多層配線の上層配線により形成された主線路Ｌｏｕｔとは、層間絶縁膜により電気的に絶縁されている。多層配線の下層配線により形成された副線路Ｌｉｎの一端Ｌｉｎ（Ｂ）には動作電圧Ｖｄｄが供給可能であり、副線路Ｌｉｎの他端Ｌｉｎ（Ａ）には増幅素子Ｑ１２の出力電極からの入力信号Ｐｉｎが供給可能である。副線路Ｌｉｎの他端Ｌｉｎ（Ａ）は層間絶縁膜に形成されるビアホールを介して伝送線路変圧器ＴＬＴ１２の主線路Ｌｏｕｔの一端Ｉｎ（Ａ）に接続され、伝送線路変圧器ＴＬＴ１２の副線路Ｌｉｎから主線路Ｌｏｕｔへのインピーダンス変換によって主線路Ｌｏｕｔの他端Ｏｕｔ（Ｂ）から増幅素子Ｑ１２の出力電力Ｐｏｕｔが生成されることができる。すなわち、伝送線路変圧器ＴＬＴ１２の副線路Ｌｉｎと主線路Ｌｏｕｔとの間には、層間絶縁膜により特性インピーダンスが形成される。従って、伝送線路変圧器ＴＬＴ１２の副線路Ｌｉｎから伝送線路モードで主線路Ｌｏｕｔへエネルギーが伝達される。従って、負荷回路として空芯コイルも使用せず、大きな電流容量と高いＱファクターのスパイラルコイルもしくはチョークインダクタンスを使用せず、増幅素子の出力電極からのＲＦ増幅電圧信号を取り出すことが可能となった。
また、図２の右下と図３とに示すように、伝送線路変圧器ＴＬＴ１２の出力電力Ｐｏｕｔと接地電位ＧＮＤとの間に容量Ｃｏｕｔが接続され、伝送線路変圧器ＴＬＴ１２の入力電力Ｐｉｎと接地電位ＧＮＤとの間に容量Ｃｉｎが接続され、副線路Ｌｉｎの交流接地点（動作電圧Ｖｄｄの供給点）と接地電位との間にバイパス容量Ｃｐａｓｓが接続されている。これらの容量により、伝送線路変圧器ＴＬＴ１２の線路長Ｌｘを、使用するＲＦ周波数の波長λの１／４の半分またはそれ以下に設定されることができる。
図７は、図３に示した伝送線路変圧器ＴＬＴ１２の線路長Ｌｘと容量Ｃｉｎ、Ｃｏｕｔとの関係を示す図である。同図に示すように、容量Ｃｉｎ、Ｃｏｕｔが接続されていない場合の伝送線路変圧器の線路長Ｌｘは、良く知られているように使用するＲＦ周波数の波長λの１／４の長さとなる。使用するＲＦ周波数が１ＧＨｚの場合には、波長λの１／４の線路長Ｌｘは略３０ｍｍとなる。一方、ＲＦパワーモジュールの面積は略５×５ｍｍ２と小さく、略３０ｍｍの線路長Ｌｘの伝送線路変圧器をＲＦパワーモジュール内部に形成することは非常に困難である。使用するＲＦ周波数の波長λの１／４の長さの線路長Ｌｘを持つ伝送線路変圧器を使用すると帯域幅ＢＷは、広帯域となる。伝送線路変圧器の線路長Ｌｘの両端に容量Ｃｉｎ、Ｃｏｕｔを接続すると、容量Ｃｉｎ、Ｃｏｕｔの容量値に逆比例して、伝送線路変圧器の線路長Ｌｘの長さを使用するＲＦ周波数の波長λの１／４よりも短くすることができる。伝送線路変圧器の線路長Ｌｘの長さが使用するＲＦ周波数の波長λの１／４よりも短くなると、その時の周波数帯域幅ＢＷは使用ＲＦ周波数の波長λの１／４の長さの線路長Ｌｘを持つ伝送線路変圧器を使用した場合の帯域幅よりも狭帯域となる。
尚、図３では容量Ｃｉｎ、Ｃｏｕｔ、Ｃｐａｓｓの下層電極と上層電極とは、伝送線路変圧器ＴＬＴ１２の副線路Ｌｉｎを形成する多層配線の下層配線と主線路Ｌｏｕｔを形成する多層配線の上層配線によりそれぞれ形成されている。尚、容量Ｃｉｎ、Ｃｏｕｔ、Ｃｐａｓｓは、チップコンデンサにより形成されることもできる。
図２に示した本発明の１つの実施の形態によるＲＦモジュールでは、伝送線路変圧器ＴＬＴ１２と同様に他の伝送線路変圧器ＴＬＴ１１、２１、２２の線路長Ｌｘは、使用するＲＦ周波数の波長λの１／４の半分またはそれ以下に設定されている。従って、ＲＦ増幅素子Ｑ１１、Ｑ１２、Ｑ２１、Ｑ２２の出力電極の負荷回路の伝送線路変圧器ＴＬＴ１１、１２、２１、２２は、半導体チップもしくは配線基板で小さな占有面積で形成されることができる。更に、使用ＲＦ周波数の波長λの１／４の半分以下に設定された線路長Ｌｘを持つ伝送線路変圧器ＴＬＴ１１、１２、２１、２２を使用することによって、携帯電話のようなマルチバンドＲＦ通信で必要な周波数帯域をカバーして、不必要な妨害送信信号を抑圧することが可能となる。
すなわち、ＧＳＭ８５０とＧＳＭ９００の略０．８ＧＨｚ〜１．０ＧＨｚの第１周波数帯域を持つ第１ＲＦ送信入力信号Ｐｉｎ＿ＬＢをＲＦパワーモジュールＲＦ＿ＰＡＭの第１ＲＦ電力増幅器ＨＰＡ１が増幅する際に、第１ＲＦ電力増幅器ＨＰＡ１の伝送線路変圧器ＴＬＴ１１、１２による狭帯域周波数特性は有益なものとなる。また、ＤＣＳ１８００とＰＣＳ１９００とＷＣＤＭＡ１９００との略１．７ＧＨｚ〜２．０ＧＨｚの第２周波数帯域を持つ第２ＲＦ送信入力信号Ｐｉｎ＿ＨＢとをＲＦパワーモジュールＲＦ＿ＰＡＭの第２ＲＦ電力増幅器ＨＰＡ２が増幅する際に、第２ＲＦ電力増幅器ＨＰＡ２の伝送線路変圧器ＴＬＴ２１、２２による狭帯域周波数特性は有益なものとなる。
図８は、図２に示した第１ＲＦ電力増幅器ＨＰＡ１の伝送線路変圧器ＴＬＴ１１、１２による狭帯域周波数特性Ｌ＿ＬＮＢと第２ＲＦ電力増幅器ＨＰＡ２の伝送線路変圧器ＴＬＴ２１、２２による狭帯域周波数特性Ｌ＿ＨＮＢとを示す図である。第１ＲＦ電力増幅器ＨＰＡ１の伝送線路変圧器ＴＬＴ１１、１２による狭帯域周波数特性Ｌ＿ＬＮＢは、ＧＳＭ８５０のＲＦ送信信号の最低周波数８２４ＭＨｚからＧＳＭ９００のＲＦ送信信号の最高周波数９１５ＭＨｚまでをカバーして、それ以外の不必要な妨害送信信号を抑圧することが可能となる。第２ＲＦ電力増幅器ＨＰＡ２の伝送線路変圧器ＴＬＴ２１、２２による狭帯域周波数特性Ｌ＿ＨＮＢは、ＤＣＳ１８００のＲＦ送信信号の最低周波数１７１０ＭＨｚからＷＣＤＭＡ１９００のＲＦ送信信号の最高周波数１９８０ＭＨｚまでをカバーして、それ以外の不必要な妨害送信信号を抑圧することが可能となる。尚、図８で特性Ｌ０＿ＷＢは、ＲＦ電力増幅器の増幅素子の負荷として使用ＲＦ周波数の波長λの１／４の長さの線路長Ｌｘを持つ伝送線路変圧器を使用した場合の広帯域特性を示す図である。図８の広帯域特性Ｌ０＿ＷＢは不必要な妨害送信信号を抑圧できないことが理解できる。
図９は、図２に示した第１ＲＦ電力増幅器ＨＰＡ１の伝送線路変圧器ＴＬＴ１１、１２による狭帯域周波数特性Ｌ＿ＬＮＢが、ＧＳＭ８５０のＲＦ送信信号の最低周波数８２４ＭＨｚからＧＳＭ９００のＲＦ送信信号の最高周波数９１５ＭＨｚまでをローバンド周波数ｆ＿ＬＢをカバーして、２倍の周波数２ｆ＿ＬＢの高調波（１６４８ＭＨｚから１８３０ＭＨｚ）を抑圧することを示す図である。第１ＲＦ電力増幅器ＨＰＡ１の伝送線路変圧器ＴＬＴ１１、１２による狭帯域周波数特性Ｌ＿ＬＮＢにより、図１に示したインダクターＬ１０１、容量Ｃ１０１で構成された高調波トラップ回路ＨＴＣを用いることなく、２倍の周波数２ｆ＿ＬＢの高調波を抑圧することが可能となる。
図２では、ＧＳＭ８５０のバンドのＲＦ送信信号とＧＳＭ９００のバンドのＲＦ送信信号とは第１周波数帯域を持つ第１ＲＦ送信入力信号Ｐｉｎ＿ＬＢとして、第１ＲＦ電力増幅器ＨＰＡ１の入力に供給される。尚、ＧＳＭ８５０のバンドのＲＦ送信信号の周波数帯域は８２４ＭＨｚ〜８４９ＭＨｚで、ＧＳＭ９００のバンドのＲＦ送信信号の周波数帯域は８８０ＭＨｚ〜９１５ＭＨｚである。
ＤＣＳ１８００のバンドのＲＦ送信信号とＰＣＳ１９００のバンドのＲＦ送信信号とは第２周波数帯域を持つ第２ＲＦ送信入力信号Ｐｉｎ＿ＨＢとして、第２ＲＦ電力増幅器ＨＰＡ２の入力に供給される。また、ＷＣＤＭＡ１９００のバンドのＲＦ送信信号も第２ＲＦ送信入力信号Ｐｉｎ＿ＨＢとして、第２ＲＦ電力増幅器ＨＰＡ２の入力に供給されることもできる。尚、ＤＣＳ１８００のバンドのＲＦ送信信号の周波数帯域は１７１０ＭＨｚ〜１７８５ＭＨｚで、ＰＣＳ１９００のバンドのＲＦ送信信号の周波数帯域は１８５０ＭＨｚ〜１９１０ＭＨｚで、ＷＣＤＭＡ１９００のバンドのＲＦ送信信号の周波数帯域は１９２０ＭＨｚ〜１９８０ＭＨｚである。
第１ＲＦ電力増幅器ＨＰＡ１では、第１ＲＦ送信入力信号Ｐｉｎ＿ＬＢは、結合容量Ｃ１１を介して多段増幅器の入力側増幅器１ｓｔ＿Ｓｔｇ＿ＬＢのＲＦ増幅素子Ｑ１１で増幅される。入力側増幅器１ｓｔ＿Ｓｔｇ＿ＬＢのＲＦ増幅信号は、伝送線路変圧器ＴＬＴ１１と結合容量Ｃ１２とを介して多段増幅器の出力側増幅器２ｎｄ＿Ｓｔｇ＿ＬＢのＲＦ増幅素子Ｑ１２で増幅されて、ＲＦ増幅素子Ｑ１２の出力より第１ＲＦ送信出力信号Ｐｏｕｔ＿ＬＢが得られる。入力側増幅器１ｓｔ＿Ｓｔｇ＿ＬＢのＲＦ増幅素子Ｑ１１の出力電極の負荷回路としての伝送線路変圧器ＴＬＴ１１を介して、出力側増幅器２ｎｄ＿ＳｔｇＬＢのＲＦ増幅素子Ｑ１２の負荷回路としての伝送線路変圧器ＴＬＴ１２を介して動作電源電圧Ｖｄｄが供給される。入力側増幅器１ｓｔ＿ＳｔｇのＲＦ増幅素子Ｑ１１の入力電極には、入力側バイアス回路１ｓｔ＿ＢＣ＿ＬＢで形成されたバイアス電圧が供給される。出力側増幅器２ｎｄ＿Ｓｔｇ＿ＬＢのＲＦ増幅素子Ｑ１２の入力電極には、出力側バイアス回路２ｎｄ＿ＢＣ＿ＬＢで形成されたバイアス電圧が供給される。
第２ＲＦ電力増幅器ＨＰＡ２では、第２ＲＦ送信入力信号Ｐｉｎ＿ＨＢは、結合容量Ｃ２１を介して多段増幅器の入力側増幅器１ｓｔ＿Ｓｔｇ＿ＨＢのＲＦ増幅素子Ｑ２１で増幅される。入力側増幅器１ｓｔ＿Ｓｔｇ＿ＨＢのＲＦ増幅信号は、伝送線路変圧器ＴＬＴ２１と結合容量Ｃ２２とを介して多段増幅器の出力側増幅器２ｎｄ＿Ｓｔｇ＿ＨＢのＲＦ増幅素子Ｑ２２で増幅されて、ＲＦ増幅素子Ｑ２２の出力より第２ＲＦ送信出力信号Ｐｏｕｔ＿ＨＢが得られる。入力側増幅器１ｓｔ＿Ｓｔｇ＿ＨＢのＲＦ増幅素子Ｑ２１の出力電極の負荷回路としての伝送線路変圧器ＴＬＴ２１を介して、出力側増幅器２ｎｄ＿Ｓｔｇ＿ＨＢのＲＦ増幅素子Ｑ２２の負荷回路としての伝送線路変圧器ＴＬＴ２２を介して動作電源電圧Ｖｄｄが供給される。入力側増幅器１ｓｔ＿Ｓｔｇ＿ＨＢのＲＦ増幅素子Ｑ２１の入力電極には、入力側バイアス回路１ｓｔ＿ＢＣ＿ＨＢで形成されたバイアス電圧が供給される。出力側増幅器２ｎｄ＿Ｓｔｇ＿ＨＢのＲＦ増幅素子Ｑ２２の入力電極には、出力側バイアス回路２ｎｄ＿ＢＣ＿ＨＢで形成されたバイアス電圧が供給される。
第１ＲＦ電力増幅器ＨＰＡ１の多段増幅器の入力側増幅器１ｓｔ＿Ｓｔｇ＿ＬＢのＮ−ＭＯＳ Ｑ１１と出力側増幅器２ｎｄ＿Ｓｔｇ＿ＬＢのＮ−ＭＯＳ Ｑ１２と、第２ＲＦ電力増幅器ＨＰＡ２の多段増幅器の入力側増幅器１ｓｔ＿Ｓｔｇ＿ＨＢのＮ−ＭＯＳ Ｑ２１と出力側増幅器２ｎｄ＿Ｓｔｇ＿ＨＢのＮ−ＭＯＳ Ｑ２２との全てはＬＤＭＯＳ（Lateral Diffused MOS）と呼ばれるＲＦ増幅に適したＮチャンネルパワーＭＯＳトランジスタであるが、ＨＢＴ（ヘテロバイポーラトランジスタ）等の他のＲＦパワー増幅素子によって置換されることもできる。
≪その他の伝送線路変圧器≫
図４は、図２の右下に示した主線路Ｌｏｕｔと副線路Ｌｉｎとを持つ伝送線路変圧器ＴＬＴ１２が半導体チップもしくは配線基板で１層配線により形成されることを示す図である。伝送線路変圧器ＴＬＴ１２の副線路Ｌｉｎは１層配線により形成され、伝送線路変圧器ＴＬＴ１２の主線路Ｌｏｕｔも１層配線により形成される。１層配線により形成された副線路Ｌｉｎと１層配線により形成された主線路Ｌｏｕｔとは、その間のギャップにより電気的に絶縁されている。１層配線により形成された副線路Ｌｉｎの一端Ｌｉｎ（Ｂ）には例えば２層目の配線により動作電圧Ｖｄｄが供給可能であり、副線路Ｌｉｎの他端Ｌｉｎ（Ａ）には増幅素子Ｑ１２の出力電極からの入力電力Ｐｉｎが供給可能である。副線路Ｌｉｎの他端Ｌｉｎ（Ａ）は伝送線路変圧器ＴＬＴ１２の主線路Ｌｏｕｔの一端Ｉｎ（Ａ）に接続され、伝送線路変圧器ＴＬＴ１２の副線路Ｌｉｎから主線路Ｌｏｕｔへのインピーダンス変換によって主線路Ｌｏｕｔの他端Ｏｕｔ（Ｂ）から増幅素子Ｑ１２の出力電力Ｐｏｕｔが生成されることができる。従って、負荷回路として空芯コイルも使用せず、大きな電流容量と高いＱファクターのスパイラルコイルもしくはチョークインダクタンスを使用せず、増幅素子の出力電極からのＲＦ増幅電圧信号を取り出すことが可能となった。
図６は、図２のＲＦ増幅素子Ｑ１１、Ｑ１２、Ｑ２１、Ｑ２２の出力電極の負荷素子の伝送線路変圧器ＴＬＴ１１、１２、２１、２２として使用可能な伝送線路変圧器の種々のタイプを示す図である。
図６（Ａ）に示した伝送線路変圧器は図２、図３、図４で説明したタイプの伝送線路変圧器であり、非平衡ルスロフ型の伝送線路変圧器と類似のものである。図６（Ｂ）に示した伝送線路変圧器は非平衡グァネラ型の伝送線路変圧器と類似のものである。いずれの型の伝送線路変圧器も、半導体チップもしくは配線基板で多層配線により形成されることができる。従って、負荷回路として空芯コイルも使用せず、大きな電流容量と高いＱファクターのスパイラルコイルもしくはチョークインダクタンスを使用せず、増幅素子の出力電極からのＲＦ増幅電圧信号を取り出すことが可能となる。
≪ＲＦパワーモジュールの具体的な構成≫
図１０は、本発明の更に他の１つの実施の形態によるＲＦパワーモジュールＲＦ＿ＰＡＭの具体的な構成を示す図である。
同図に示すように本発明の更に他の１つの実施の形態によるＲＦパワーモジュールＲＦ＿ＰＡＭは、１つのパッケージ中に組み込まれている。ＲＦ増幅素子であるＮチャンネルのＬＤＭＯＳとパワー制御やバイアス制御などのための内部回路とは、１個のシリコン半導体集積回路Ｓｉ ＩＣのチップ上に形成されている。シリコン半導体集積回路Ｓｉ ＩＣのチップ内部の下方には、ＧＳＭ８５０とＧＳＭ９００とを送信するための第１ＲＦ電力増幅器ＨＰＡ１が配置されている。チップ内部の上方には、ＤＣＳ１８００とＰＣＳ１９００とＷＣＤＭＡ１９００とを送信するための第２ＲＦ電力増幅器ＨＰＡ２が配置されている。チップ内部の中央には、パワー検出器ＤＥＴと、電圧レギュレータＶｒｅｇと、モード信号ＭＯＤＥが供給されるモードスイッチ制御回路Ｍｄ＿Ｓｗとが配置されている。このシリコン半導体集積回路Ｓｉ ＩＣはＲＦパワーモジュールＲＦ＿ＰＡＭの配線基板上に配置されるとともに、この配線基板上には負荷素子としての伝送線路変圧器ＴＬＴ１１、１２、２１、２２や多数の容量素子Ｃ１２、Ｃ２２・・・の受動素子と２個のパワーカップラーＰＣＰＬ＿ＬＢ、ＰＣＰＬ＿ＨＢと２個の出力用のストリップラインＯＵＴ＿ＳＬ＿ＬＢ、ＯＵＴ＿ＳＬ＿ＨＢ等も配置されている。伝送線路変圧器ＴＬＴ１１、１２、２１、２２は、上述したように配線基板上の多層配線を利用して形成される。カップラーＰＣＰＬ＿ＬＢは第１ＲＦ電力増幅器ＨＰＡ１の送信出力レベルを検出するものであり、カップラーＰＣＰＬ＿ＨＢは第２ＲＦ電力増幅器ＨＰＡ２の送信出力レベルを検出するものである。多層配線の下層配線を利用して形成されたＹ字型の出力合成用ストリップラインＯＵＴ＿ＳＬ＿ＬＢと多層配線の上層層配線を利用して形成されたカップラーＰＣＰＬ＿ＬＢとが電磁気的に結合されることにより、カップラーＰＣＰＬ＿ＬＢは第１ＲＦ電力増幅器ＨＰＡ１の送信出力レベルを検出する。カップラーＰＣＰＬ＿ＬＢの一端は終端抵抗Ｒ３４を介して接地電圧ＧＮＤに接続され、カップラーＰＣＰＬ＿ＬＢの他端の送信出力レベルはパワー検出器ＤＥＴに供給される。送信出力レベルの変化はパワー検出器ＤＥＴと電圧レギュレータＶｒｅｇとの出力変化となり、入力側バイアス回路１ｓｔ＿ＢＣ＿ＬＢと出力側バイアス回路２ｎｄ＿ＢＣ＿ＬＢのバイアス電圧変化により第１ＲＦ電力増幅器ＨＰＡ１のＡＰＣ制御が行われる。多層配線の下層配線を利用して形成されたＹ字型の出力合成用ストリップラインＯＵＴ＿ＳＬ＿ＨＢと多層配線の上層層配線を利用して形成されたカップラーＰＣＰＬ＿ＨＢとが電磁気的に結合されることにより、カップラーＰＣＰＬ＿ＨＢは第２ＲＦ電力増幅器ＨＰＡ２の送信出力レベルを検出する。カップラーＰＣＰＬ＿ＨＢの一端は終端抵抗Ｒ３５を介して接地電圧ＧＮＤに接続され、カップラーＰＣＰＬ＿ＨＢの他端の送信出力レベルはパワー検出器ＤＥＴに供給される。送信出力レベルの変化はパワー検出器ＤＥＴと電圧レギュレータＶｒｅｇとの出力変化となり、入力側バイアス回路１ｓｔ＿ＢＣ＿ＨＢと出力側バイアス回路２ｎｄ＿ＢＣ＿ＨＢのバイアス電圧変化により第２ＲＦ電力増幅器ＨＰＡ２のＡＰＣ制御が行われる。
第１ＲＦ電力増幅器ＨＰＡ１の出力側増幅器２ｎｄ＿Ｓｔｇ＿ＬＢは並列接続された２個の増幅器で構成され、同様に第２ＲＦ電力増幅器ＨＰＡ２の出力側増幅器２ｎｄ＿Ｓｔｇ＿ＨＢも並列接続された２個の増幅器で構成されている。第１ＲＦ電力増幅器ＨＰＡ１の並列接続された２個の出力側増幅器２ｎｄ＿Ｓｔｇ＿ＬＢの２個の入力は入力側増幅器１ｓｔ＿Ｓｔｇ＿ＬＢの出力により並列に駆動され、同様に第２ＲＦ電力増幅器ＨＰＡ２の並列接続された２個の出力側増幅器２ｎｄ＿Ｓｔｇ＿ＨＢの２個の入力も入力側増幅器１ｓｔ＿Ｓｔｇ＿ＨＢの出力により並列に駆動される。第１ＲＦ電力増幅器ＨＰＡ１の並列接続された２個の出力側増幅器２ｎｄ＿Ｓｔｇ＿ＬＢの２個の出力はＹ字型の出力合成用ストリップラインＯＵＴ＿ＳＬ＿ＬＢの２つの入力に供給され、Ｙ字型の出力合成用ストリップラインＯＵＴ＿ＳＬ＿ＬＢの出力よりＧＳＭ８５０とＧＳＭ９００のいずれかの第１ＲＦ送信出力信号Ｐｏｕｔ＿ＬＢが出力される。同様に、第２ＲＦ電力増幅器ＨＰＡ２の並列接続された２個の出力側増幅器２ｎｄ＿Ｓｔｇ＿ＨＢの２個の出力もＹ字型の出力合成用ストリップラインＯＵＴ＿ＳＬ＿ＨＢの２つの入力に供給され、Ｙ字型の出力合成用ストリップラインＯＵＴ＿ＳＬ＿ＨＢの出力よりＤＣＳ１８００とＰＣＳ１９００とＷＣＤＭＡ１９００のいずれかの第２ＲＦ送信出力信号Ｐｏｕｔ＿ＨＢが出力される。また、ＲＦパワーモジュールＲＦ＿ＰＡＭの右側から、パワー検出器ＤＥＴのパワー検出信号ＶＤＥＴが出力されている。ＲＦパワーモジュールＲＦ＿ＰＡＭの左側から、ＧＳＭ８５０とＧＳＭ９００のいずれかの第１ＲＦ送信入力信号Ｐｉｎ＿ＬＢと、ＤＣＳ１８００とＰＣＳ１９００とＷＣＤＭＡ１９００のいずれかの第２ＲＦ送信入力信号Ｐｉｎ＿ＨＢと、モード信号ＭＯＤＥとが供給される。また、並列接続された２個の出力側増幅器２ｎｄ＿Ｓｔｇ＿ＬＢと並列接続された２個の出力側増幅器２ｎｄ＿Ｓｔｇ＿ＨＢとは、ＤＤ−ＣＩＭＡ型と呼ばれる増幅器により構成されている。尚、ＤＤ−ＣＩＭＡは、Divided-Device and Collectively Impedance-Matched Amplifierの略である。
伝送線路変圧器ＴＬＴ１１、１２、２１、２２は、上述したように主線路の入力容量と出力容量との少なくともいずれか一方を使用することにより、伝送線路変圧器の線路長Ｌｘは使用ＲＦ周波数の波長λの１／４の半分またはそれ以下に設定されている。従って、ＧＳＭ８５０とＧＳＭ９００のいずれかの第１ＲＦ送信出力信号Ｐｏｕｔ＿ＬＢを出力する第１ＲＦ電力増幅器ＨＰＡ１は狭帯域周波数特性となり、ＤＣＳ１８００とＰＣＳ１９００とＷＣＤＭＡ１９００のいずれかの第２ＲＦ送信出力信号Ｐｏｕｔ＿ＨＢを出力する第２ＲＦ電力増幅器ＨＰＡ２は狭帯域周波数特性となる。図１１は、ＧＭＳＫの規格により規定された携帯電話端末機器のＲＦ送信信号の周波数スペクトラムを示し、太い実線ＰＳＤがＧＭＳＫの規格によって規定されたレベルである。ＧＭＳＫ(Gaussian Minimum-shift Keying)の規格は、通信に位相変調を使用するＧＳＭ８５０、ＧＳＭ９００、ＤＣＳ１８００、ＰＣＳ１９００で満足されなければならない隣接チャンネル妨害信号レベルの規格である。すなわち、中心周波数（ＲＦ送信周波数）の近傍±２００ＫＨｚでの減衰量は−３０ｄＢｍ以下とされ、中心周波数（ＲＦ送信周波数）の近傍±４００ＫＨｚでの減衰量は−６０ｄＢｍ以下とされている。細い実線で示すように、上述の第１ＲＦ電力増幅器ＨＰＡ１と第２ＲＦ電力増幅器ＨＰＡ２との狭帯域周波数特性は、ＧＭＳＫの規格の満足に有益なことを示している。
≪ＲＦ ＩＣのローノイズアンプ≫
図１２は、本発明の更に他の１つの実施の形態によるＲＦ送受信アナログ信号処理集積回路（ＲＦ ＩＣ）の構成を示す図である。
同図に示すように本発明の更に他の１つの実施の形態によるＲＦ ＩＣは、ローノイズアンプＬＮＡと、受信ミキサＭＩＸと、受信用ＲＦ電圧制御発振器ＲｘＶＣＯとを例えばシリコンの半導体チップの内部に含む。ローノイズアンプＬＮＡは無線通信端末装置のアンテナによって受信されたＲＦ受信信号を増幅する増幅素子Ｑ１を含み、増幅素子Ｑ１の出力電極に接続された伝送線路変圧器ＴＬＴとを含む。伝送線路変圧器ＴＬＴは、入力Ｐｉｎと出力Ｐｏｕｔとの間に配置された主線路Ｌｏｕｔと、入力Ｐｉｎと出力Ｐｏｕｔとのいずれか一方と交流接地点との間に配置され主線路Ｌｏｕｔと結合された副線路Ｌｉｎとを含む。伝送線路変圧器ＴＬＴの主線路Ｌｏｕｔの入力Ｐｉｎは、他の増幅素子Ｑ２を介して増幅素子Ｑ１の出力電極に接続される。交流接地点に接地電圧レベルＧＮＤと異なる動作電圧Ｖｄｄが印加されることにより、交流接地点から副線路Ｌｉｎを介して増幅素子Ｑ１の出力電極に動作電圧Ｖｄｄが供給される。
図１２のＲＦ ＩＣのローノイズアンプＬＮＡの増幅素子Ｑ１の出力電極に接続された伝送線路変圧器ＴＬＴは、図３に示す構造で半導体チップの上の多層配線により形成されることができる。伝送線路変圧器ＴＬＴの副線路Ｌｉｎと主線路Ｌｏｕｔとの間には、ある特性インピーダンスの伝送線路が形成され、伝送線路変圧器ＴＬＴの副線路Ｌｉｎから伝送線路モードで主線路Ｌｏｕｔへエネルギーが伝達される。従って、負荷回路として空芯コイルも使用せず、大きな電流容量と高いＱファクターのスパイラルコイルもしくはチョークインダクタンスを使用せず、増幅素子の出力電極からのＲＦ増幅電圧信号を取り出すことが可能となった。また、伝送線路変圧器ＴＬＴの出力Ｐｏｕｔと接地電位ＧＮＤとの間に容量Ｃｏｕｔが接続され、伝送線路変圧器ＴＬＴの入力Ｐｉｎと接地電位ＧＮＤとの間に容量Ｃｉｎが接続され、副線路Ｌｉｎの交流接地点（動作電圧Ｖｄｄの供給点）と接地電位との間に容量Ｃｐａｓｓが接続されている。それにより、伝送線路変圧器ＴＬＴの線路長Ｌｘを、使用するＲＦ周波数の波長λの１／４の半分またはそれ以下に設定されることができる。その結果、伝送線路変圧器ＴＬＴを半導体チップの上の小さな占有面積で形成することが可能となる。
尚、図１２のＲＦ ＩＣでは、無線通信端末装置のアンテナによって受信されたＧＳＭ８５０、ＧＳＭ９００、ＤＣＳ１８００、ＰＣＳ１９００、ＷＣＤＭＡ１９００のいずれかのＲＦ受信信号ＶＩＮが、結合容量ＣＩＮを介してソース接地のＮチャンネルＭＯＳトランジスタＱ１のゲートに供給される。ＮチャンネルＭＯＳトランジスタＱ１のゲートにはバイアス用ＮチャンネルＭＯＳトランジスタＱ０が抵抗Ｒ０、Ｒ１を介して接続され、バイアス用ＮチャンネルＭＯＳトランジスタＱ０と動作電圧Ｖｄｄとの間にはバイアス電流源Ｉｏが接続されている。ソース接地のＮチャンネルＭＯＳトランジスタＱ１のドレインは、ゲートにバイアス電圧Ｖｂが供給されたゲート接地のＮチャンネルのカスケード接続ＭＯＳトランジスタＱ２のソース・ドレイン経路を介して、伝送線路変圧器ＴＬＴと接続されている。
ローノイズアンプＬＮＡの伝送線路変圧器ＴＬＴにより生成されるＲＦ受信増幅信号は、受信ミキサＭＩＸの２つのミキサＩ＿ＭＩＸ、Ｑ＿ＭＩＸの一方の入力端子に供給される。受信用ＲＦ電圧制御発振器ＲｘＶＣＯから受信用ＲＦローカル信号が形成され、受信用ＲＦローカル信号はミキサＩ＿ＭＩＸの他方の入力端子に供給され、９０度位相シフタ（９０°）からの９０度位相シフトＲＦローカル信号はミキサＱ＿ＭＩＸの他方の入力端子に供給される。２つのミキサＩ＿ＭＩＸ、Ｑ＿ＭＩＸの出力から直交ベースバンド復調信号Ｉ、Ｑが生成され、ベースバンドＬＳＩのようなベースバンド信号処理ブロックに供給される。
以上本発明者によってなされた発明を実施形態に基づいて具体的に説明したが、本発明はそれに限定されるものではなく、その要旨を逸脱しない範囲において種々変更可能であることは言うまでもない。
例えば、図１０おいて、ＲＦ電力増幅器の送信パワーを検出する送信出力電力レベルを検出するためのパワーカップラーＰＣＰＬ＿ＬＢ、ＰＣＰＬ＿ＨＢ以外に、カレントセンス形検出器も採用することができる。このカレントセンス形検出器は、ＲＦ電力増幅器の最終段パワー増幅素子と並列に検出増幅素子を接続して、最終段パワー増幅素子のＤＣ・ＡＣ動作電流に比例する小さな検出ＤＣ・ＡＣ動作電流を検出増幅素子に流すものである。
また、ＲＦ電力増幅器のパワーデバイスとしては、シリコンによるＬＤ（Lateral Diffused）構造のパワーＭＯＳＦＥＴを採用する以外にも、ＧａＡｓ、ＩｎＧａＡｓ、ＳｉＧｅ等のＨＢＴ（Hetero Bipolar Transistor）、ＧａＡｓ系ＦＥＴを採用することも可能である。
更に、図３と図４とで、伝送線路変圧器ＴＬＴの主線路Ｌｏｕｔと副線路Ｌｉｎとの形状は円形に限定されるものではなく、例えば四角形等の多角形とすることもできる。
本発明を主に携帯電話端末について述べたが、本発明は携帯電話端末に限定されるものではなく、携帯電話基地局、車載機器、家電製品、その他の無線通信を用いる機器、装置に広く適用することができる。

Claims (27)

  1. 無線通信の無線周波数入力信号を増幅する増幅素子と、該増幅素子の入力電極と出力電極の少なくともいずれか一方の電極に接続された伝送線路変圧器とを含み、
    前記伝送線路変圧器は、入力と出力との間に配置された主線路と、前記入力と前記出力とのいずれか一方と交流接地点との間に配置され前記主線路と結合された副線路とを含み、
    前記伝送線路変圧器の前記主線路の前記入力と前記出力とのいずれか一方は、前記増幅素子の前記一方の電極に接続され、
    前記伝送線路変圧器の前記主線路と前記副線路との間にある特性インピーダンスが形成され、前記副線路から前記主線路へエネルギーが伝達され、
    前記交流接地点に接地電圧レベルと異なる動作電圧が印加されることにより、前記交流接地点から前記副線路を介して前記増幅素子の前記一方の電極に前記動作電圧が供給されるＲＦ増幅装置。
  2. 前記伝送線路変圧器の前記入力と接地電位との間あるいは前記伝送線路変圧器の前記出力と接地電位との間あるいは前記伝送線路変圧器の前記副線路の前記交流接地点と接地電位との間に容量が接続されることにより、前記伝送線路変圧器の線路長は使用ＲＦ周波数の波長の１／４の半分またはそれ以下に設定された請求項１に記載のＲＦ増幅装置。
  3. 前記伝送線路変圧器の前記線路長が前記使用ＲＦ周波数の前記波長の１／４の半分またはそれ以下に設定されることにより、前記伝送線路変圧器の前記線路長が前記使用ＲＦ周波数の前記波長の１／４に設定された場合の帯域特性よりも狭帯域の周波数特性に設定された請求項２に記載のＲＦ増幅装置。
  4. 前記伝送線路変圧器の前記主線路と前記副線路とは、半導体チップもしくは配線回路基板の上の配線層により形成される請求項２に記載のＲＦ増幅装置。
  5. 前記伝送線路変圧器の前記主線路と前記副線路と前記容量の一方の電極と他方の電極とは、前記半導体チップもしくは前記配線回路基板の上の多層配線層により形成された請求項４に記載のＲＦ増幅装置。
  6. 前記増幅素子は無線通信端末装置のアンテナから送信されるＲＦ送信信号を生成するものであり、前記ＲＦ増幅装置は電力増幅器である請求項２に記載のＲＦ増幅装置。
  7. 前記増幅素子は無線通信端末装置のアンテナによって受信されたＲＦ受信信号を増幅するものであり、前記ＲＦ増幅装置はローノイズアンプである請求項２に記載のＲＦ増幅装置。
  8. 第１周波数帯域を持つ第１ＲＦ送信入力信号を増幅する第１電力増幅器と、
    前記第１周波数帯域よりも周波数の高い第２周波数帯域を持つ第２ＲＦ送信入力信号を増幅する第２電力増幅器とを具備しており、
    前記第１電力増幅器は、少なくとも第１入力側増幅器と第１出力側増幅器とを含む第１多段増幅器で構成され、
    前記第２電力増幅器は、少なくとも第２入力側増幅器と第２出力側増幅器とを含む第２多段増幅器で構成され、
    前記第１電力増幅器の前記第１入力側増幅器は、第１入力側増幅素子と、該第１入力側増幅素子の出力電極に接続された第１入力側伝送線路変圧器とを含み、
    前記第１電力増幅器の前記第１出力側増幅器は、第１出力側増幅素子と、該第１出力側増幅素子の出力電極に接続された第１出力側伝送線路変圧器とを含み、
    前記第２電力増幅器の前記第２入力側増幅器は、第２入力側増幅素子と、該第２入力側増幅素子の出力電極に接続された第２入力側伝送線路変圧器とを含み、
    前記第２電力増幅器の前記第２出力側増幅器は、第２出力側増幅素子と、該第２出力側増幅素子の出力電極に接続された第２出力側伝送線路変圧器とを含み、
    前記第１入力側伝送線路変圧器、前記第１出力側伝送線路変圧器、前記第２入力側伝送線路変圧器、前記第２出力側伝送線路変圧器のそれぞれは、入力と出力との間に配置された主線路と、前記入力と前記出力とのいずれか一方と交流接地点との間に配置され前記主線路と結合された副線路とを含み、
    前記第１入力側伝送線路変圧器、前記第１出力側伝送線路変圧器、前記第２入力側伝送線路変圧器、前記第２出力側伝送線路変圧器の各伝送線路変圧器の前記主線路と前記副線路との間にある特性インピーダンスが形成され、前記副線路から前記主線路へエネルギーが伝達され、
    前記各伝送線路変圧器の前記主線路の前記入力は、対応する増幅素子の前記出力電極に接続され、前記交流接地点に接地電圧レベルと異なる動作電圧が印加されることにより、前記交流接地点から前記副線路を介して前記増幅素子の前記出力電極に前記動作電圧が供給されるＲＦ増幅装置。
  9. 前記第１入力側伝送線路変圧器、前記第１出力側伝送線路変圧器、前記第２入力側伝送線路変圧器、前記第２出力側伝送線路変圧器のそれぞれは、多段接続された伝送線路変圧器である請求項８に記載のＲＦ増幅装置。
  10. 前記第１入力側伝送線路変圧器、前記第１出力側伝送線路変圧器、前記第２入力側伝送線路変圧器、前記第２出力側伝送線路変圧器の前記各伝送線路変圧器の前記入力と接地電位との間あるいは前記各伝送線路変圧器の前記出力と接地電位との間あるいは前記各伝送線路変圧器の前記副線路の前記交流接地点と接地電位との間に容量が接続されることにより、前記各伝送線路変圧器の線路長は使用ＲＦ周波数の波長の１／４の半分またはそれ以下に設定された請求項８に記載のＲＦ増幅装置。
  11. 前記各伝送線路変圧器の前記線路長が前記使用ＲＦ周波数の前記波長の１／４の半分またはそれ以下に設定されることにより、前記各伝送線路変圧器の前記線路長が前記使用ＲＦ周波数の前記波長の１／４に設定された場合の帯域特性よりも狭帯域の周波数特性に設定された請求項１０に記載のＲＦ増幅装置。
  12. 前記第１入力側伝送線路変圧器、前記第１出力側伝送線路変圧器、前記第２入力側伝送線路変圧器、前記第２出力側伝送線路変圧器のそれぞれの前記主線路と前記副線路とは、半導体チップもしくは配線回路基板の上の配線層により形成された請求項８に記載のＲＦ増幅装置。
  13. 前記第１入力側伝送線路変圧器、前記第１出力側伝送線路変圧器、前記第２入力側伝送線路変圧器、前記第２出力側伝送線路変圧器のそれぞれの前記主線路と前記副線路と前記容量の一方の電極と他方の電極とは、前記半導体チップもしくは前記配線回路基板の上の多層配線層により形成された請求項８に記載のＲＦ増幅装置。
  14. 前記第１電力増幅器と前記第２電力増幅器の前記第１入力側増幅素子と前記第２入力側増幅素子と前記第１出力側増幅素子と前記第２出力側増幅素子とは、電界効果トランジスタである請求項８に記載のＲＦ増幅装置。
  15. 前記電界効果トランジスタはＬＤＭＯＳである請求項１４に記載のＲＦ増幅装置。
  16. 前記第１電力増幅器と前記第２電力増幅器の前記第１入力側増幅素子と前記第２入力側増幅素子と前記第１出力側増幅素子と前記第２出力側増幅素子とは、バイポーラトランジスタである請求項８に記載のＲＦ増幅装置。
  17. 前記バイポーラトランジスタはヘテロ接合型である請求項１６に記載のＲＦ増幅装置。
  18. 前記第１電力増幅器と、前記第２電力増幅器と、前記第１電力増幅器と前記第２電力増幅器の送信出力レベルを検出するパワー検出器とは、ＲＦパワーモジュールのパッケージに搭載されている請求項８に記載のＲＦ増幅装置。
  19. 前記第１ＲＦ送信入力信号はＧＳＭ８５０とＧＳＭ９００との少なくともいずれかの周波数帯域であり、
    前記第２ＲＦ送信入力信号はＤＣＳ１８００とＰＣＳ１９００とＷ−ＣＤＭＡの少なくともいずれかの周波数帯域である請求項１８に記載のＲＦ増幅装置。
  20. 前記第１電力増幅器の前記第１出力側増幅器は並列接続された複数の第１増幅器で構成され、前記第２電力増幅器の前記第２出力側増幅器は並列接続された複数の第２増幅器で構成されている請求項１９に記載のＲＦ増幅装置。
  21. 無線通信の無線周波数入力信号を増幅する増幅素子と、該増幅素子の入力電極と出力電極との少なくともいずれか一方の電極に接続された伝送線路変圧器とを含み、
    前記伝送線路変圧器は、
    第１入力と第１出力との間に配置された第１主線路と、前記第１入力と前記第１出力とのいずれか一方と第１交流接地点との間に配置され前記第１主線路と結合された第１副線路とを含む前段伝送線路変圧器と、
    第２入力と第２出力との間に配置された第２主線路と、前記第２入力と前記第２出力とのいずれか一方と第２交流接地点との間に配置され前記第２主線路と結合された第２副線路とを含む後段伝送線路変圧器とを具備してなり、
    前記伝送線路変圧器の前記前段伝送線路変圧器の前記第１主線路の前記第１出力に前記後段伝送線路変圧器の前記第２主線路の前記第２入力が接続され、
    前記伝送線路変圧器の前記前段伝送線路変圧器の前記第１主線路の前記第１入力と前記伝送線路変圧器の前記後段伝送線路変圧器の前記第２主線路の前記第２出力とのいずれか一方が前記増幅素子の前記一方の電極に接続され、
    前記前段伝送線路変圧器と前記後段伝送線路変圧器との各伝送線路変圧器の前記主線路と前記副線路との間にある特性インピーダンスが形成され、前記副線路から前記主線路へエネルギーが伝達され、
    前記第１交流接地点と前記第２交流接地点とのいずれか一方に接地電圧レベルと異なる動作電圧が印加されることにより、前記増幅素子の前記一方の電極に前記動作電圧が供給されるＲＦ増幅装置。
  22. 前記伝送線路変圧器の前記前段伝送線路変圧器と前記後段伝送線路変圧器の各伝送線路変圧器の前記入力と接地電位との間あるいは前記各伝送線路変圧器の前記出力と接地電位との間あるいは前記各伝送線路変圧器の前記副線路の前記交流接地点と接地電位との間に容量が接続されることにより、前記各伝送線路変圧器の線路長は使用ＲＦ周波数の波長の１／４の半分またはそれ以下に設定された請求項２１に記載のＲＦ増幅装置。
  23. 前記各伝送線路変圧器の前記線路長が前記使用ＲＦ周波数の前記波長の１／４の半分またはそれ以下に設定されることにより、前記各伝送線路変圧器の前記線路長が前記使用ＲＦ周波数の前記波長の１／４に設定された場合の帯域特性よりも狭帯域の周波数特性に設定された請求項２２に記載のＲＦ増幅装置。
  24. 前記各伝送線路変圧器の前記主線路と前記副線路とは、半導体チップもしくは配線回路基板の上の配線層により形成される請求項２２に記載のＲＦ増幅装置。
  25. 前記各伝送線路変圧器の前記主線路と前記副線路と前記容量の一方の電極と他方の電極とは、前記半導体チップもしくは前記配線回路基板の上の多層配線層により形成された請求項２４に記載のＲＦ増幅装置。
  26. 前記増幅素子は無線通信端末装置のアンテナから送信されるＲＦ送信信号を生成するものであり、前記ＲＦ増幅装置は電力増幅器である請求項２２に記載のＲＦ増幅装置。
  27. 前記増幅素子は無線通信端末装置のアンテナによって受信されたＲＦ受信信号を増幅するものであり、前記ＲＦ増幅装置はローノイズアンプである請求項２２に記載のＲＦ増幅装置。
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