JP5858280B2 - Ｒｆ電力増幅器 - Google Patents

Description

本発明は、ＲＦ電力増幅器に関し、特にＲＦ電力増幅器により生成されるＲＦ送信出力信号の複数の送信ＲＦ周波数の複数の二次高調波の終端動作を共通の二次高調波周波数終端回路によって実行する際に、共通の二次高調波周波数終端回路の終端動作の終端インピーダンスを低減するのに有効な技術に関する。

移動通信を可能とする携帯電話はＧＳＭ方式と呼ばれる第２世代(２Ｇ)からＷ−ＣＤＭＡ方式やＣＤＭＡ２０００の第３世代(３Ｇ)に進歩しており、更に第３世代(３Ｇ)と将来登場する第４世代(４Ｇ)との間の方式としてのＬＴＥ方式に進歩している。尚、ＧＳＭは、Global System for Mobile Communicationの略である。また、Ｗ−ＣＤＭＡは、Wideband Code Multiplex Accessの略である。更に、ＬＴＥは、Long Term Evolutionの略である。

第２世代(２Ｇ)のＧＳＭ方式には、ＧＳＭ８５０とＧＳＭ９００とＤＣＳ１８００とＰＣＳ１９００の４つの方式が含まれている。ＧＳＭ８５０方式は主として北米で普及している方式であり、携帯電話端末から基地局への送信(アップリンク)には８２４〜８４９ＭＨｚの無線周波数(ＲＦ)が使用される。ＧＳＭ９００方式は主としてアジア、アフリカ、オセアニア、欧州、中南米で普及している方式であり、携帯電話端末から基地局への送信(アップリンク)には８８０〜９１５ＭＨｚの無線周波数(ＲＦ)が使用される。またＤＣＳ１８００方式も主としてアジア、アフリカ、オセアニア、欧州、中南米で普及している方式であり、携帯電話端末から基地局への送信(アップリンク)には１７１０〜１７８５ＭＨｚの無線周波数(ＲＦ)が使用される。また更に、ＰＣＳ１９００方式は主として北米、中南米で普及している方式であり、携帯電話端末から基地局への送信(アップリンク)には１８５０〜１９１０ＭＨｚの無線周波数(ＲＦ)が使用される。一般に、ＧＳＭ８５０方式とＧＳＭ９００方式はＧＳＭ方式のローバンドと呼ばれ、ＤＣＳ１８００方式とＰＣＳ１９００方式はＧＳＭ方式のハイバンドと呼ばれる。

３ＧＰＰによって作成されたＬＴＥ方式の技術仕様書によれば、極めて多数の周波数帯域(バンド)が利用可能とされている。その代表的なものは、バンド１とバンド２とバンド３とバンド５とバンド８とである。バンド１の携帯電話端末から基地局への送信(アップリンク)には、１９２０〜１９８０ＭＨｚの無線周波数(ＲＦ)が使用される。バンド２の携帯電話端末から基地局への送信(アップリンク)には、１８５０〜１９１０ＭＨｚの無線周波数(ＲＦ)が使用される。バンド３の携帯電話端末から基地局への送信(アップリンク)には、１７１０〜１７８５ＭＨｚの無線周波数(ＲＦ)が使用される。バンド５の携帯電話端末から基地局への送信(アップリンク)には、８２４〜９１５ＭＨｚの無線周波数(ＲＦ)が使用される。バンド８の携帯電話端末から基地局への送信(アップリンク)には、８８０〜９１５ＭＨｚの無線周波数(ＲＦ)が使用される。尚、３ＧＰＰは、Third Generation Partnership Projectの略である。

一方、下記特許文献１には、ＲＦ電力増幅器の効率を改善するためには二次高調波周波数の終端は重要な要素であることが記載され、単一の送信ＲＦ周波数を有するＲＦ送信信号を増幅することが可能なシングルバンドＲＦ電力増幅器では１個のインダクタと１個の容量の直列接続によって構成された偶数高調波共振器を増幅トランジスタの出力端子と接地電位の間に接続することが記載されている。この偶数高調波共振器は、二次高調波に対してゼロインピーダンスを示すとしている。

更に下記特許文献１には、複数の送信ＲＦ周波数を有するＲＦ送信信号を増幅することが可能なデュアルバンドＲＦ電力増幅器において、２個のインダクタと２個の容量と１個のスイッチを含む二次高調波周波数終端回路を増幅トランジスタの出力端子と接地電位の間に接続することが記載されている。二次高調波周波数終端回路の第１のインダクタと第１の容量の第１直列接続が増幅トランジスタの出力端子と接地電位の間に接続され、二次高調波周波数終端回路の第２のインダクタと第２の容量と１個のスイッチの第２直列接続が増幅トランジスタの出力端子と接地電位の間に接続される。ハイバンド周波数において、第１のインダクタと第１の容量とを含んだ第１直列接続がハイバンド周波数の二次高調波に対して低いローインピーダンスを示すとしている。ローバンド周波数において、１個のスイッチとしてのダイオードが導通状態とされ、第２のインダクタと第２の容量と１個のスイッチとを含んだ第２直列接続がローバンド周波数の二次高調波に対して低いローインピーダンスを示すとしている。

米国特許 第６、２３６、２７４ Ｂ１号 明細書

本発明者等は本発明に先立って、ＬＴＥ方式のバンド１とバンド２とバンド３とバンド５とバンド８とのマルチバンドの送信ＲＦ周波数を有するＲＦ送信信号を増幅することが可能なマルチバンドＲＦ電力増幅器の開発に従事した。上述したＬＴＥ方式では、バンド１の送信ＲＦ周波数は１９２０〜１９８０ＭＨであり、バンド２の送信ＲＦ周波数は１８５０〜１９１０ＭＨｚであり、バンド３の送信ＲＦ周波数は１７１０〜１７８５ＭＨｚである。更に、ＬＴＥ方式では、バンド５の送信ＲＦ周波数は８２４〜８４９ＭＨｚであり、バンド８の送信ＲＦ周波数は８８０〜９１５ＭＨｚである。尚、本願明細書では、ＬＴＥ方式のバンド１とバンド２とバンド３とをＬＴＥ方式のハイバンドと呼び、ＬＴＥ方式のバンド５とバンド８とをＬＴＥ方式のローバンドと呼ぶ。

一方、本発明に先立って本発明者等は、ＬＴＥ方式のバンド１とバンド２とバンド３とバンド５とバンド８のマルチバンドの送信ＲＦ周波数と、第２世代(２Ｇ)のＧＳＭ方式の各種方式の送信ＲＦ周波数とを比較した。その結果、下記の事項が判明した。

すなわち、ＬＴＥ方式のバンド２の送信ＲＦ周波数(１８５０〜１９１０ＭＨｚ)は、ＧＳＭ方式のＰＣＳ１９００方式の送信ＲＦ周波数(１８５０〜１９１０ＭＨｚ)と一致している。また、ＬＴＥ方式のバンド３の送信ＲＦ周波数(１７１０〜１７８５ＭＨｚ)は、ＧＳＭ方式のＤＣＳ１８００方式の送信ＲＦ周波数(１７１０〜１７８５ＭＨｚ)と一致している。更に、ＬＴＥ方式のバンド５の送信ＲＦ周波数(８２４〜８４９ＭＨｚ)は、ＧＳＭ方式のＧＳＭ８５０方式の送信ＲＦ周波数(８２４〜８４９ＭＨｚ)と一致している。また更に、ＬＴＥ方式のバンド８の送信ＲＦ周波数(８８０〜９１５ＭＨｚ)は、ＧＳＭ方式のＧＳＭ９００方式の送信ＲＦ周波数(８８０〜９１５ＭＨｚ)と一致している。しかしながら、ＬＴＥ方式のバンド１の送信ＲＦ周波数(１９２０〜１９８０ＭＨｚ)は、ＧＳＭ方式のいずれの方式にも存在しない極めて高い周波数である。

一方、本発明に先立って本発明者等は、ＬＴＥ方式のバンド１とバンド２とバンド３とバンド５とバンド８のマルチバンドの各送信ＲＦ周波数の二次高調波を下記のように算出した。

バンド１の二次高調波：３８４０〜３９６０ＭＨｚ
バンド２の二次高調波：３７００〜３８２０ＭＨｚ
バンド３の二次高調波：３４２０〜３５７０ＭＨｚ
バンド５の二次高調波：１６４８〜１６９８ＭＨｚ
バンド８の二次高調波：１７６０〜１８３０ＭＨｚ
一方、本発明に先立った本発明者等によるマルチバンドＲＦ電力増幅器の開発において、第１パス上の第１多段ＲＦ増幅回路と第２パス上の第２多段ＲＦ増幅回路とを具備するデュアルアンプ・アーキテクチャーが採用されることとなった。

すなわち、第１パス上の第１多段ＲＦ増幅回路がＬＴＥ方式のバンド１とバンド２とバンド３のＬＴＥ方式のハイバンドの送信ＲＦ周波数(１７１０〜１９８０ＭＨｚ)を有するハイバンド送信周波数の増幅を実行する一方、第２パス上の第２多段ＲＦ増幅回路がＬＴＥ方式のバンド５とバンド８のＬＴＥ方式のローバンドの送信ＲＦ周波数(８２４〜９１５ＭＨｚ)を有するローバンド送信周波数の増幅を実行するものである。従って、第１パス上の第１多段ＲＦ増幅回路がＬＴＥ方式のバンド１とバンド２とバンド３のＬＴＥ方式のハイバンドであるトリプルバンド送信ＲＦ周波数を有するハイバンド送信周波数の増幅を実行する一方、第２パス上の第２多段ＲＦ増幅回路がＬＴＥ方式のバンド５とバンド８のＬＴＥ方式のローバンドであるデュアルバンド送信ＲＦ周波数を有するローバンド送信周波数の増幅を実行するものである。

一方、第１パス上の第１多段ＲＦ増幅回路に必要な第１の二次高調波周波数終端回路は上述したトリプルバンド送信ＲＦ周波数の二次高調波の終端動作を実行する必要がある一方、第２パス上の第２多段ＲＦ増幅回路に必要な第２の二次高調波周波数終端回路も上述したデュアルバンド送信ＲＦ周波数の二次高調波の終端動作を実行する必要がある。

第１の二次高調波周波数終端回路が上述のトリプルバンド送信ＲＦ周波数の二次高調波の終端動作を実行するために、上記特許文献１に記載された複数の直列接続を具備する二次高調波周波数終端回路を使用することが本発明に先立って本発明者等によって検討された。しかし、この方式を採用した場合には、３系統の直列接続が第１の二次高調波周波数終端回路に必要となり、第１の二次高調波周波数終端回路の受動部品の部品数が増大すると言う問題が、本発明に先立った本発明者等による検討によって明らかとされた。更に、この方式を採用した場合には、二次高調波周波数終端回路に含まれた１個のスイッチに起因する挿入損失が無視されることができず、電力付加効率(ＰＡＥ：Power Added Efficiency)が低下すると言う問題も、本発明に先立った本発明者等による検討によって明らかとされた。

従って、これらの問題を解消するために、第１の二次高調波周波数終端回路が上述のトリプルバンド送信ＲＦ周波数の二次高調波の終端動作を実行するために、二次高調波周波数終端回路を第１のインダクタと第１の容量とを含んだ第１直列接続のみによって構成する方式が、本発明に先立って本発明者等によって検討された。しかし、この方式を採用した場合には、二次高調波周波数終端回路を構成する第１直列接続は、上述したＬＴＥ方式のバンド１とバンド２とバンド３とのトリプルバンドの送信ＲＦ周波数の全ての二次高調波の終端動作を実行する必要がある。

従って、二次高調波周波数終端回路を構成する第１直列接続は、バンド３の二次高調波の最低周波数３４２０ＭＨｚからバンド１の二次高調波の最高周波数３９６０ＭＨｚまでの５４０ＭＨｚ(＝３９６０ＭＨｚ−３４２０ＭＨｚ)と言う極めて広い周波数帯域を持つ全ての二次高調波の終端動作を実行する必要がある。一方、上述したＬＴＥ方式のバンド５とバンド８とのデュアルバンドの送信ＲＦ周波数の全ての二次高調波の周波数帯域は、バンド５の二次高調波の最低周波数１６４８ＭＨｚからバンド８の二次高調波の最高周波数１８２４ＭＨｚまでの１７０ＭＨｚ(＝１８２４ＭＨｚ−１６４８ＭＨｚ)と比較的狭い周波数帯域である。

しかし、本発明に先立った本発明者等による検討によって、バンド３の二次高調波の最低周波数３４２０ＭＨｚからバンド１の二次高調波の最高周波数３９６０ＭＨｚまでの５４０ＭＨｚと言う極めて広い周波数帯域を持つ全ての二次高調波の終端動作を実行する際に、終端動作の終端インピーダンスを十分に低い値に設定することが困難であると言う問題が明らかとされた。二次高調波周波数終端回路の終端動作の終端インピーダンスが高いと言うことによって、二次高調波周波数を十分減衰することが不可能となるものである。

一方、それとは反対に、本発明に先立った本発明者等による検討によって、二次高調波周波数終端回路の終端動作の終端インピーダンスが過度に低い場合には、電力付加効率(ＰＡＥ)の特性は良好であるが、隣接チャネル漏洩レシオ(ＡＣＬＲ：Adjacent Channel Leakage Ratio)と呼ばれる歪み特性が劣化すると言う問題が明らかとされた。

本発明は、以上のような本発明に先立った本発明者等による検討の結果、なされたものである。

従って、本発明の目的とするところは、ＲＦ電力増幅器により生成されるＲＦ送信出力信号の複数の送信ＲＦ周波数の複数の二次高調波の終端動作を共通の二次高調波周波数終端回路によって実行する際に、共通の二次高調波周波数終端回路の終端動作の終端インピーダンスを低減することにある。

また本発明の他の目的とするところは、ＲＦ電力増幅器により生成されるＲＦ送信出力信号の複数の送信ＲＦ周波数の複数の二次高調波の終端動作を共通の二次高調波周波数終端回路によって実行する際に、電力付加効率(ＰＡＥ)と隣接チャネル漏洩レシオ(ＡＣＬＲ)の両特性を良好とすることにある。

本発明の前記ならびにその他の目的と新規な特徴は、本明細書の記述および添付図面から明らかになるであろう。

本願において開示される発明のうちの代表的なものについて簡単に説明すれば下記のとおりである。

すなわち、本発明の代表的な実施の形態は、ＲＦ増幅回路(１００)と、二次高調波終端回路(１０２)とを具備するＲＦ電力増幅器である。

前記ＲＦ増幅回路(１００)の入力端子に複数のＲＦ周波数帯域を有するＲＦ入力信号が供給されることによって、前記ＲＦ増幅回路(１００)は前記ＲＦ入力信号の電力増幅を実行する。

前記複数のＲＦ周波数帯域は、所定の周波数帯域を有する第１周波数帯域(バンド３)と、前記所定の周波数帯域よりも高い周波数の周波数帯域を有する第２周波数帯域(バンド１)とを少なくとも含む。

前記二次高調波終端回路(１０２)は、前記ＲＦ増幅回路(１００)の出力端子と接地電位(ＧＮＤ)との間に直列接続された容量(Ｃ５)とインダクタ(Ｌ３)とを含む。

前記二次高調波終端回路(１０２)の前記容量(Ｃ５)の容量値と前記インダクタ(Ｌ３)のインダクタンス値によって決定される直列共振周波数(ｆ_０)は、前記第１周波数帯域の実質的に２倍の周波数を有する第１の二次高調波成分の最低周波数(３４２０Ｈｚ)と前記第２周波数帯域の実質的に２倍の周波数を有する第２の二次高調波成分の最高周波数(３９６０Ｈｚ)との間の設定周波数(３４９５Ｈｚ)に設定される。

前記最低周波数での前記二次高調波終端回路(１０２)の前記容量(Ｃ５)と前記インダクタ(Ｌ３)の第１直列接続インピーダンス(Ｚ_{２ＨＤ＿Ｌ})と前記最高周波数での前記二次高調波終端回路(１０２)の前記容量(Ｃ５)と前記インダクタ(Ｌ３)の第２直列接続インピーダンス(Ｚ_{２ＨＤ＿Ｈ})が所定の値よりも小さくなるように、前記容量(Ｃ５)の前記容量値の大きさが設定されたことを特徴とする(図１参照)。

本願において開示される発明のうち代表的なものによって得られる効果を簡単に説明すれば下記の通りである。

すなわち、本発明によれば、ＲＦ電力増幅器により生成されるＲＦ送信出力信号の複数の送信ＲＦ周波数の複数の二次高調波の終端動作を共通の二次高調波周波数終端回路によって実行する際に、共通の二次高調波周波数終端回路の終端動作の終端インピーダンスを低減することができる。

図１は、本発明の実施の形態１によるＲＦ電力増幅器の基本的な構成を示す図である。 図２は、図１に示した本発明の実施の形態１によるＲＦ電力増幅器の具体的な構成を示す図である。 図３は、図１と図２とに示した本発明の実施の形態１によるＲＦ電力増幅器の二次高調波周波数終端回路１０２の直列共振インピーダンスと二次高調波周波数終端回路１０２の容量Ｃ５の容量値との関係を示す図である。 図４は、図１と図２とに示した本発明の実施の形態１によるＲＦ電力増幅器の二次高調波周波数終端回路１０２の特性を説明するスミスチャートを示す図である。 図５は、本発明の実施の形態２によるＲＦ電力増幅器の基本的な構成を示す図である。

１．実施の形態の概要
まず、本願において開示される発明の代表的な実施の形態について概要を説明する。代表的な実施の形態についての概要説明で括弧を付して参照する図面の参照符号は、それが付された構成要素の概念に含まれるものを例示するに過ぎない。

〔１〕本発明の代表的な実施の形態は、ＲＦ増幅回路(１００)と、二次高調波終端回路(１０２)とを具備するＲＦ電力増幅器である。

前記ＲＦ増幅回路(１００)の入力端子に複数のＲＦ周波数帯域を有するＲＦ入力信号が供給されることによって、前記ＲＦ増幅回路(１００)は前記ＲＦ入力信号の電力増幅を実行する。

前記複数のＲＦ周波数帯域は、所定の周波数帯域を有する第１周波数帯域(バンド３)と、前記所定の周波数帯域よりも高い周波数の周波数帯域を有する第２周波数帯域(バンド１)とを少なくとも含む。

前記二次高調波終端回路(１０２)は、前記ＲＦ増幅回路(１００)の出力端子と接地電位(ＧＮＤ)との間に直列接続された容量(Ｃ５)とインダクタ(Ｌ３)とを含む。

前記二次高調波終端回路(１０２)の前記容量(Ｃ５)の容量値と前記インダクタ(Ｌ３)のインダクタンス値によって決定される直列共振周波数(ｆ_０)は、前記第１周波数帯域の実質的に２倍の周波数を有する第１の二次高調波成分の最低周波数(３４２０Ｈｚ)と前記第２周波数帯域の実質的に２倍の周波数を有する第２の二次高調波成分の最高周波数(３９６０Ｈｚ)との間の設定周波数(３４９５Ｈｚ)に設定される。

前記最低周波数での前記二次高調波終端回路(１０２)の前記容量(Ｃ５)と前記インダクタ(Ｌ３)の第１直列接続インピーダンス(Ｚ_{２ＨＤ＿Ｌ})と前記最高周波数での前記二次高調波終端回路(１０２)の前記容量(Ｃ５)と前記インダクタ(Ｌ３)の第２直列接続インピーダンス(Ｚ_{２ＨＤ＿Ｈ})が所定の値よりも小さくなるように、前記容量(Ｃ５)の前記容量値の大きさが設定されたことを特徴とする(図１参照)。

前記実施の形態によれば、ＲＦ電力増幅器により生成されるＲＦ送信出力信号の複数の送信ＲＦ周波数の複数の二次高調波の終端動作を共通の二次高調波周波数終端回路によって実行する際に、共通の二次高調波周波数終端回路の終端動作の終端インピーダンスを低減することができる。

好適な実施の形態によるＲＦ電力増幅器は、出力整合回路(１０１)を更に具備する。

前記出力整合回路(１０１)の入力端子は前記ＲＦ増幅回路(１００)の出力端子と接続され、前記出力整合回路(１０１)の出力端子はフロントエンドモジュールを介してアンテナと接続可能とされ、前記出力整合回路(１０１)は前記ＲＦ増幅回路(１００)の前記出力端子のインピーダンスから前記フロントエンドモジュールのインピーダンスへのインピーダンス変換を実行する。

前記出力整合回路(１０１)は、フィルタインダクタ(Ｌ２)とフィルタ容量(Ｃ３)とを少なくとも含んだローパスフィルタ型出力整合回路である。

前記ローパスフィルタ型出力整合回路(１０１)は、前記ＲＦ増幅回路(１００)の前記出力端子から生成される前記第２の二次高調波成分を前記接地電位(ＧＮＤ)にバイパスする機能を有することを特徴とするものである(図１参照)。

他の好適な実施の形態では、前記ＲＦ入力信号は、ＬＴＥ方式の携帯電話端末から基地局への送信信号である。

前記所定の周波数帯域を有する前記第１周波数帯域は、ＬＴＥ方式のバンド３である。

前記所定の周波数帯域よりも高い周波数の周波数帯域を有する前記第２周波数帯域は、ＬＴＥ方式のバンド１である。

前記ＲＦ入力信号の前記複数のＲＦ周波数帯域は、ＬＴＥ方式のバンド２である周波数帯域を有する第３周波数帯域を更に含む。

前記出力整合回路(１０１)は、前記第３周波数帯域の実質的に２倍の周波数を有する第３の二次高調波成分の終端処理を実行することを特徴とするものである(図１参照)。

更に他の好適な実施の形態においては、前記二次高調波終端回路(１０２)の前記容量(Ｃ５)の前記容量値と前記インダクタ(Ｌ３)の前記インダクタンス値によって決定される前記直列共振周波数(ｆ_０)は、前記第１の二次高調波成分の周波数帯域(３４２０〜３５７０Ｈｚ)の実質的に中間の周波数(３４９５ＭＨｚ)を有する他の設定周波数に設定されたことを特徴とするものである(図１参照)。

より好適な実施の形態では、前記直列共振周波数(ｆ_０)を前記他の設定周波数(３４９５ＭＨｚ)に設定するための前記インダクタ(Ｌ３)の前記インダクタンス値よりも所定の大きさ(ΔＬ３)分大きなインダクタンスを、前記二次高調波終端回路(１０２)の前記インダクタ(Ｌ３)に使用したことを特徴とする(図１参照)。

他のより好適な実施の形態では、前記所定の大きさ(ΔＬ３)分大きなインダクタンスを、前記二次高調波終端回路(１０２)の前記インダクタ(Ｌ３)に使用したことによって、前記直列共振周波数(ｆ_０)での前記二次高調波終端回路(１０２)の前記容量(Ｃ５)と前記インダクタ(Ｌ３)の直列共振インピーダンス(Ｚ_０)は、スミスチャートの第１動作点(Ｐ_０)から第２動作点(Ｐ_１)に移動する。

前記第１動作点と前記第２動作点とは、それぞれ、前記スミスチャートで抵抗値が実質的にゼロの点(Ｐ_０)と、前記スミスチャートで抵抗値が実質的にゼロの定レジスタンス円と前記スミスチャートでリアクタンスが実質的にｊ４Ωの定リアクタンス円弧の交点と前記抵抗値が実質的にゼロの前記点との間に位置する動作点(Ｐ_１)であることを特徴とするものである(図４参照)。

更に他のより好適な実施の形態によるＲＦ電力増幅器は、他のＲＦ増幅回路(１００＿Ｌ)と、他の二次高調波終端回路(１０２＿Ｌ)と、他の出力整合回路(１０１＿Ｌ)を更に具備する。

前記他のＲＦ増幅回路(１００＿Ｌ)の入力端子に他の複数のＲＦ周波数帯域を有する他のＲＦ入力信号が供給されることによって、前記他のＲＦ増幅回路は前記他のＲＦ入力信号の電力増幅を実行する。

前記複数のＲＦ周波数帯域は、ＬＴＥ方式のバンド５の周波数帯域とＬＴＥ方式のバンド８の周波数帯域とを含む。

前記他の二次高調波終端回路(１０２＿Ｌ)は、前記他のＲＦ増幅回路(１００＿Ｌ)の出力端子と前記接地電位(ＧＮＤ)との間に直列接続された他の容量(Ｃ５Ｌ)と他のインダクタ(Ｌ３Ｌ)とを含む。

前記他の出力整合回路(１０１＿Ｌ)の入力端子は前記他のＲＦ増幅回路(１００＿Ｌ)の前記出力端子と接続され、前記他の出力整合回路(１０１)の出力端子は前記アンテナと接続可能とされ、前記他の出力整合回路(１０１＿Ｌ)は前記他のＲＦ増幅回路(１００＿Ｌ)の前記出力端子のインピーダンスから前記アンテナのインピーダンスへのインピーダンス変換を実行することを特徴とするものである(図５参照)。

具体的な実施の形態では、前記他の出力整合回路(１０１＿Ｌ)は、他のフィルタインダクタ(Ｌ２Ｌ)と他のフィルタ容量(Ｃ３Ｌ)とを少なくとも含んだ他のローパスフィルタ型出力整合回路であることを特徴とするものである(図５参照)。

２．実施の形態の詳細
次に、実施の形態について更に詳述する。尚、発明を実施するための最良の形態を説明するための全図において、前記の図と同一の機能を有する部品には同一の符号を付して、その繰り返しの説明は省略する。

［実施の形態１］
《ＲＦ電力増幅器の基本的な構成》
図１は、本発明の実施の形態１によるＲＦ電力増幅器の基本的な構成を示す図である。

図１に示した本発明の実施の形態１によるＲＦ電力増幅器は、ＲＦ増幅回路１００、負荷回路・出力整合回路１０１、二次高調波周波数終端回路１０２によって構成されている。

《ＲＦ増幅回路》
ＲＦ増幅回路１００の入力端子ＩｎｐｕｔにＬＴＥ方式のバンド１とバンド２とバンド３とを含むＬＴＥ方式のハイバンドであるトリプルバンド送信ＲＦ周波数を有するハイバンド送信周波数入力信号が供給され、ＲＦ増幅回路１００はこのハイバンド送信周波数入力信号の電力増幅を実行する。

《負荷回路・出力整合回路》
負荷回路・出力整合回路１０１は、３個のインダクタＬ１、Ｌ２、Ｌ４と４個の容量Ｃ１、Ｃ２、Ｃ３、Ｃ４とを含んでいる。インダクタＬ１はＲＦ増幅回路１００の負荷としてのＲＦチョークコイルとして機能して、容量Ｃ１はインダクタＬ１の一端に供給される電源電圧Ｖccに含まれる電源リップル成分を減衰するためのデカップリング容量として機能する。

インダクタＬ４は、ＲＦ増幅回路１００の出力端子とインダクタＬ１の他端とを接続する配線の寄生インダクタンスを示している。インダクタＬ２と寄生インダクタンスＬ４と２個の容量Ｃ２、Ｃ３は、ローパスフィルタ(ＬＰＦ)型の出力整合回路を構成している。このＬＰＦ型の出力整合回路は、ＲＦ増幅回路１００の数Ωの低い出力インピーダンスから図１のＲＦ電力増幅器が搭載される携帯電話端末のアンテナの５０Ωと接続されるフロントエンドモジュールへのインピーダンス変換を実行する。容量Ｃ４は、出力端子Ｏｕｔｐｕｔにフロントエンドモジュールを介して接続される携帯電話端末のアンテナに電源電圧Ｖccの直流電圧が供給されないようにする一方、ＲＦ増幅回路１００のＲＦ増幅出力信号をこのアンテナに供給するための結合容量として機能する。

《二次高調波周波数終端回路》
二次高調波周波数終端回路１０２は、ＲＦ増幅回路１００の出力端子と接地電位ＧＮＤとの間に直列接続された容量Ｃ５とインダクタＬ３とによって構成される。容量Ｃ５とインダクタＬ３とによって決定される直列共振周波数における低い直列共振インピーダンスによって、ＲＦ増幅回路１００のＲＦ増幅出力信号の二次高調波成分は接地電位ＧＮＤにバイパスされ、出力端子Ｏｕｔｐｕｔに伝達される二次高調波出力成分を減衰することが可能となる。

二次高調波周波数終端回路１０２は、上述したＬＴＥ方式のバンド１とバンド２とバンド３とのトリプルバンドの送信ＲＦ周波数の全ての二次高調波の終端動作を実行する共通の二次高調波周波数終端回路として機能する。ＬＴＥ方式のバンド１の送信ＲＦ周波数は１９２０〜１９８０ＭＨで、ＬＴＥ方式のバンド２の送信ＲＦ周波数は１８５０〜１９１０ＭＨｚで、ＬＴＥ方式のバンド３の送信ＲＦ周波数は１７１０〜１７８５ＭＨｚである。従って、ＬＴＥ方式のバンド１の二次高調波周波数は３８４０〜３９６０ＭＨｚで、ＬＴＥ方式のバンド２の二次高調波周波数は３７００〜３８２０ＭＨｚで、ＬＴＥ方式のバンド３の二次高調波周波数は３４２０〜３５７０ＭＨｚである。

更に、二次高調波周波数終端回路１０２は、以下に説明する独特の構成によって、バンド３の二次高調波の最低周波数３４２０ＭＨｚからバンド１の二次高調波の最高周波数３９６０ＭＨｚまでの５４０ＭＨｚと言う極めて広い周波数帯域を持つ全ての二次高調波の終端動作を実行する際に、終端動作の終端インピーダンスを十分に低い値に設定することが可能なものである。

《ＲＦ電力増幅器の具体的な構成》
図２は、図１に示した本発明の実施の形態１によるＲＦ電力増幅器の具体的な構成を示す図である。

図２に示した本発明の実施の形態１によるＲＦ電力増幅器は、ＲＦパワーモジュール配線基板２００とマイクロウエーブモノリシック集積回路チップ(ＭＭＩＣ：Microwave Monolithic Integrated Circuit)２０１とによって構成されている。

《マイクロウエーブモノリシック集積回路チップ》
マイクロウエーブモノリシック集積回路チップ２０１は、多段増幅回路によって構成されたＲＦ増幅回路１００の最終段増幅素子としてのヘテロ接合バイポーラトランジスタＱと二次高調波周波数終端回路１０２の容量Ｃ５とを含んでいる。例えば、容量Ｃ５は、半導体製造プロセスによってマイクロウエーブモノリシック集積回路チップ２０１に集積化された金属・絶縁体・金属(ＭＩＭ：Metal Insulator Metal)の積層構造によって構成されている。

《ＲＦパワーモジュール配線基板》
ＲＦパワーモジュール配線基板２００は、負荷回路・出力整合回路１０１の３個のインダクタＬ１、Ｌ２、Ｌ４と４個の容量Ｃ１、Ｃ２、Ｃ３、Ｃ４と、二次高調波周波数終端回路１０２のインダクタＬ３とを含んでいる。負荷回路・出力整合回路１０１の２個のインダクタＬ１、Ｌ２は表面実装部品(ＳＭＤ：Surface Mount Device)であるチップインダクタによって構成され、負荷回路・出力整合回路１０１の４個の容量Ｃ１、Ｃ２、Ｃ３、Ｃ４は表面実装部品(ＳＭＤ)であるチップコンデンサによって構成されている。また、２個のインダクタＬ３、Ｌ４は、マイクロウエーブモノリシック集積回路チップ２０１のパッドとＲＦパワーモジュール配線基板２００のパッドとの間に接続されたボンディングワイヤの寄生インダクタンスによって構成されている。

《二次高調波周波数終端回路の詳細》
次に、図１と図２に示した本発明の実施の形態１によるＲＦ電力増幅器の二次高調波周波数終端回路１０２に関して、詳細に説明する。

上述したように、二次高調波周波数終端回路１０２は、ＲＦ増幅回路１００の出力端子と接地電位ＧＮＤとの間に直列接続された容量Ｃ５とインダクタＬ３とによって構成される。従って、容量Ｃ５とインダクタＬ３とによって決定される直列共振周波数ｆ_０は、下記(１)式によって示される。

従って、この直列共振周波数ｆ_０に対応する直列共振角周波数ω_０は、下記(２)式によって示される。

従って、上記(２)式からインダクタＬ３は、下記(３)式によって示される。

その結果、容量Ｃ５とインダクタＬ３とによって決定される直列共振インピーダンスＺ_０は、下記(４)式によって示される。

従って、上記(４)式から、直列共振角周波数ω_０と等しい角周波数ωに対応する周波数ｆにおいて、二次高調波周波数終端回路１０２の直列共振インピーダンスＺ_０は、ゼロとなることが理解される。

一方、バンド３の二次高調波の最低周波数３４２０ＭＨｚの周波数と角周波数とを、それぞれｆ_{２ＨＤ＿Ｌ}とω_{２ＨＤ＿Ｌ}とする。

一例として、二次高調波周波数終端回路１０２の容量Ｃ５とインダクタＬ３によって決定される直列共振周波数ｆ_０を、ＬＴＥ方式のバンド３の二次高調波周波数は３４２０〜３５７０ＭＨｚの中間周波数３４９５ＭＨｚとする。バンド３の二次高調波の最低周波数３４２０ＭＨｚの周波数ｆ_{２ＨＤ＿Ｌ}と二次高調波周波数終端回路１０２の３４９５ＭＨｚの直列共振周波数ｆ_０との間に、ｆ_{２ＨＤ＿Ｌ}＜ｆ_０の関係が成立する。

従って、バンド３の二次高調波の最低周波数３４２０ＭＨｚの周波数ｆ_{２ＨＤ＿Ｌ}における二次高調波周波数終端回路１０２の容量Ｃ５とインダクタＬ３によって決定される直列共振インピーダンスＺ_{２ＨＤ＿Ｌ}は、下記(５)式によって示される。

従って、上記(５)式で与えられるバンド３の二次高調波の最低周波数３４２０ＭＨｚの周波数ｆ_{２ＨＤ＿Ｌ}における二次高調波周波数終端回路１０２の直列共振インピーダンスＺ_{２ＨＤ＿Ｌ}が、例えば、０．５Ωの所定のインピーダンス以下となるように、二次高調波周波数終端回路１０２の容量Ｃ５の容量値を十分大きな値に設定する。その結果、容量Ｃ５の容量値を十分大きな値に設定することによって、上記(３)式より二次高調波周波数終端回路１０２のインダクタＬ３のインダクタンス値は十分小さな値に設定されるものである。

一方、バンド１の二次高調波の最高周波数３９６０ＭＨｚの周波数と角周波数とを、それぞれｆ_{２ＨＤ＿Ｈ}とω_{２ＨＤ＿Ｈ}とする。従って、バンド１の二次高調波の最高周波数３９６０ＭＨｚの周波数ｆ_{２ＨＤ＿Ｈ}における二次高調波周波数終端回路１０２の容量Ｃ５とインダクタＬ３によって決定される直列共振インピーダンスＺ_{２ＨＤ＿Ｈ}は、下記(６)式によって示される。

従って、上記(６)式で与えられるバンド１の二次高調波の最高周波数３９６０ＭＨｚの周波数ｆ_{２ＨＤ＿Ｈ}における二次高調波周波数終端回路１０２の直列共振インピーダンスＺ_{２ＨＤ＿Ｈ}が、例えば、０．５Ωの所定のインピーダンス以下となるように、二次高調波周波数終端回路１０２の容量Ｃ５の容量値を十分大きな値に設定する。尚、容量Ｃ５の容量値を十分大きな値に設定した結果、上記(３)式より、二次高調波周波数終端回路１０２のインダクタＬ３のインダクタンス値は十分小さな値に設定されるものである。

《二次高調波周波数終端回路の直列共振インピーダンスの容量値依存性》
図３は、図１と図２とに示した本発明の実施の形態１によるＲＦ電力増幅器の二次高調波周波数終端回路１０２の直列共振インピーダンスと二次高調波周波数終端回路１０２の容量Ｃ５の容量値との関係を示す図である。

図３の縦軸は二次高調波周波数終端回路１０２の直列共振インピーダンスの値を示す一方、図３の横軸は二次高調波の周波数を示している。

図３に示したように、周波数３．５ＧＨｚに近い周波数３４９５ＭＨｚの直列共振周波数ｆ_０において、二次高調波周波数終端回路１０２の直列共振インピーダンスの値は略ゼロオームとなっている。周波数３．５ＧＨｚに近似している周波数３４９５ＭＨｚの直列共振周波数ｆ_０は、二次高調波周波数終端回路１０２の容量Ｃ５とインダクタＬ３とによって決定され、ＬＴＥ方式のバンド３の二次高調波周波数は３４２０〜３５７０ＭＨｚの中間周波数３４９５ＭＨｚとされている。

図３に示したように、二次高調波周波数終端回路１０２の容量Ｃ５の容量値が６ｐＦ、８ｐＦ、１０ｐＦ、１２ｐＦと小さな場合には、周波数３４９５ＭＨｚの直列共振周波数ｆ_０を中心とした広い周波数帯域で、二次高調波周波数終端回路１０２の直列共振インピーダンスの値は十分に低い値にならない。

しかし、図３に示したように、二次高調波周波数終端回路１０２の容量Ｃ５の容量値が１４ｐＦと大きな場合には、周波数３４９５ＭＨｚの直列共振周波数ｆ_０を中心とした広い周波数帯域において、二次高調波周波数終端回路１０２の直列共振インピーダンスの値は十分に低い値に設定することが可能となる。

《ＬＰＦ型出力整合回路による二次高調波の減衰》
図１と図２に示した本発明の実施の形態１によるＲＦ電力増幅器の負荷回路・出力整合回路１０１のインダクタＬ２と寄生インダクタンスＬ４と２個の容量Ｃ２、Ｃ３は、ローパスフィルタ(ＬＰＦ)型の出力整合回路を構成している。

このＬＰＦ型出力整合回路はＲＦ増幅回路１００の数Ωの低出力インピーダンスから図１のＲＦ電力増幅器が搭載される携帯電話端末のアンテナの５０Ωと接続されるフロントエンドモジュールへのインピーダンス変換を実行することで出力整合動作を実行するとともに、ローパスフィルタ(ＬＰＦ)のフィルタ特性によって二次高調波の減衰動作を実行する。すなわち、このＬＰＦ型出力整合回路のカットオフ周波数は、ＬＴＥ方式のバンド３の二次高調波周波数の３４２０〜３５７０ＭＨｚの高い方の周波数３５７０ＭＨｚとバンド２の二次高調波周波数３７００〜３８２０ＭＨｚの低い方の周波数３７００ＭＨｚとの中間値に設定されている。従って、このＬＰＦ型出力整合回路は、ＲＦ増幅回路１００の出力信号に含まれるバンド２の二次高調波周波数３７００〜３８２０ＭＨｚの成分とバンド１の二次高調波周波数３８４０〜３９６０ＭＨｚの成分とを接地電位ＧＮＤにバイパスする機能も有している。その結果、このＬＰＦ型出力整合回路によって、出力端子Ｏｕｔｐｕｔに伝達されるバンド１とバンド２の二次高調波出力成分を減衰することが可能となる。

《ＡＣＬＲ特性の改善》
図４は、図１と図２とに示した本発明の実施の形態１によるＲＦ電力増幅器の二次高調波周波数終端回路１０２の特性を説明するスミスチャートを示す図である。

図４に示したスミスチャートで抵抗値がゼロ(０)の点と抵抗値が無限大(∞)の点とを結ぶ直線の中間点での正規化(１)の点が４Ωとなっている。通常のスミスチャートでは抵抗値がゼロ(０)の点と抵抗値が無限大(∞)の点とを結ぶ直線の中間点での正規化(１)の点が５０Ωとなっているのと、図４に示したスミスチャートは相違しているので注意されたい。

図４に示したスミスチャートの動作点Ｐ_０は、上記(４)式に従って直列共振角周波数ω_０と等しい角周波数ωに対応する周波数ｆにおいて、二次高調波周波数終端回路１０２の直列共振インピーダンスＺ_０がゼロとなる動作点を示している。

本発明者等による検討によって、図４に示したスミスチャートの動作点Ｐ_０では、電力付加効率(ＰＡＥ)は良好であるが、歪み特性を示す隣接チャネル漏洩レシオ(ＡＣＬＲ)の特性が良好でないことが明らかとされたものである。Ｗ−ＣＤＭＡ方式、ＣＤＭＡ２０００方式またはＬＴＥ方式等を採用する携帯電話端末に搭載されるＲＦ電力増幅器は、基地局に送信される送信信号の転送レートを向上するために、位相変調信号と振幅変調信号とを送信する必要がある。従って、この種のＲＦ電力増幅器は高い線形性を有する線形増幅動作を実行する必要があるので、歪み特性を示した隣接チャネル漏洩レシオ(ＡＣＬＲ)の特性が良好である必要がある。

一方、第２世代(２Ｇ)であるＧＳＭ方式においては、ＥＤＧＥ方式でなければ、位相変調信号のみを送信すれば良く、振幅変調信号を送信する必要が無い。尚、ＥＤＧＥは、Enhanced Data rate for GSM Evolutionの略である。その結果、通常のＧＳＭ方式を採用する携帯電話端末に搭載されるＲＦ電力増幅器は位相変調信号のみを送信するために、非線型特性を有する飽和増幅動作を実行する。従って、飽和増幅動作によって通常のＧＳＭ方式を採用する携帯電話端末に搭載されるＲＦ電力増幅器は、良好な電力付加効率(ＰＡＥ)の特性を有するものである。更にこの種のＲＦ電力増幅器には、歪み特性を示す隣接チャネル漏洩レシオ(ＡＣＬＲ)の特性が良好であることが必要とされないものである。

一方、Ｗ−ＣＤＭＡ方式、ＣＤＭＡ２０００方式またはＬＴＥ方式を採用する携帯電話端末に搭載されるＲＦ電力増幅器には、電力付加効率(ＰＡＥ)と隣接チャネル漏洩レシオ(ＡＣＬＲ)の両特性を良好とすることが必要とされる。

本発明者等による検討によって、次の設計変更を行うことによって電力付加効率(ＰＡＥ)と隣接チャネル漏洩レシオ(ＡＣＬＲ)の両特性を良好とすることが可能なことが明らかとされたものである。

すなわち、図４に示したスミスチャートの動作点Ｐ_０から出発して、二次高調波周波数終端回路１０２のインダクタＬ３のインダクタンス値を上述した設計値よりも所定値ΔＬ３分増加するものである。その結果、所定値ΔＬ３分増加の後に、二次高調波周波数終端回路１０２のインピーダンスは動作点Ｐ_１にシフトしている。動作点Ｐ_０から動作点Ｐ_１へのシフト量は、ｊωΔＬ３であり、図４に示した例では、ｊωΔＬ３はｊ２Ωである。従って、動作点Ｐ_１は、図４に示したスミスチャートでの０．５の定リアクタンス円弧と抵抗値がゼロ(０)の定レジスタンス円との交点である。

本発明者等による検討によって、ｊωΔＬ３がｊ４Ωとなる図４に示したスミスチャートでの１．０の定リアクタンス円弧と抵抗値がゼロ(０)の定レジスタンス円との交点である動作点Ｐ_２と動作点Ｐ_０との間で、電力付加効率(ＰＡＥ)と隣接チャネル漏洩レシオ(ＡＣＬＲ)との両特性を良好とすることが可能なことが明らかとされた。

更に本発明者等による検討によって、二次高調波周波数終端回路１０２のインピーダンスである移動先の動作点が図４に示したスミスチャートで抵抗値がゼロ(０)の点と無限大(∞)の点とを結んだ直線よりも下の領域に存在する場合には、動作点Ｐ_０よりも隣接チャネル漏洩レシオ(ＡＣＬＲ)の特性が劣化することが確認されたものである。

尚、二次高調波周波数終端回路１０２のインダクタＬ３のインダクタンス値を上述した設計値よりも所定値ΔＬ３分の増加によって、上記(１)式に従って二次高調波周波数終端回路１０２の共振周波数ｆ_０が当初の周波数値から減少する。しかし、上述したようにインダクタＬ３のインダクタンス値の増加分ΔＬ３によるインピーダンスシフト量ｊωΔＬ３は、最大でもｊ４Ωと小さなものである。

一方、本発明の実施の形態１においては、上述したように二次高調波周波数終端回路１０２にて容量値が十分大きな値に設定された容量Ｃ５とＬＰＦ型出力整合回路との作用によってバンド３の二次高調波の最低周波数３４２０ＭＨｚからバンド１の二次高調波の最高周波数３９６０ＭＨｚまでの５４０ＭＨｚと言う極めて広い周波数帯域において、終端動作の終端インピーダンスを十分に低くすることが可能である。従って、上述したインダクタＬ３のインダクタンス値の小さな増加分ΔＬ３による小さなインピーダンスシフト量ｊωΔＬ３によって、本発明の実施の形態１による二次高調波周波数終端回路１０２の広い周波数帯域の二次高調波の終端動作の低インピーダンス特性が損なわれるものではない。

［実施の形態２］
《ＲＦ電力増幅器の基本的な構成》
図５は、本発明の実施の形態２によるＲＦ電力増幅器の基本的な構成を示す図である。

図５に示す本発明の実施の形態２によるＲＦ電力増幅器は、第１ＲＦ増幅回路１００＿Ｈ、第１負荷回路・出力整合回路１０１＿Ｈ、第１二次高調波周波数終端回路１０２＿Ｈ、第２ＲＦ増幅回路１００＿Ｌ、第２負荷回路・出力整合回路１０１＿Ｌ、第２二次高調波周波数終端回路１０２＿Ｌによって構成されている。

第１ＲＦ増幅回路１００＿Ｈと第１負荷回路・出力整合回路１０１＿Ｈと第１二次高調波周波数終端回路１０２＿Ｈとは、ＬＴＥ方式のバンド１とバンド２とバンド３のＬＴＥ方式のハイバンドの送信ＲＦ周波数(１７１０〜１９８０ＭＨｚ)を有するハイバンド送信周波数の増幅を実行する第１パスを構成する。

第２ＲＦ増幅回路１００＿Ｌと第２負荷回路・出力整合回路１０１＿Ｌと第２二次高調波周波数終端回路１０２＿Ｌとは、ＬＴＥ方式のバンド５とバンド８のＬＴＥ方式のローバンドの送信ＲＦ周波数(８２４〜９１５ＭＨｚ)を有するローバンド送信周波数の増幅を実行する第２パスを構成する。従って、第１パスと第２パスとによって、マルチバンドＲＦ電力増幅器としてのデュアルアンプ・アーキテクチャーが構成される。

《第１ＲＦ増幅回路》
第１ＲＦ増幅回路１００＿Ｈの入力端子Ｉｎｐｕｔ＿ＨにＬＴＥ方式のバンド１とバンド２とバンド３を含むＬＴＥ方式のハイバンドであるトリプルバンド送信ＲＦ周波数を有するハイバンド送信周波数入力信号が供給され、第１ＲＦ増幅回路１００＿Ｈはこのハイバンド送信周波数入力信号の電力増幅を実行する。

《第１負荷回路・出力整合回路》
第１負荷回路・出力整合回路１０１＿Ｈは、３個のインダクタＬ１Ｈ、Ｌ２Ｈ、Ｌ４Ｈと４個の容量Ｃ１Ｈ、Ｃ２Ｈ、Ｃ３Ｈ、Ｃ４Ｈを含んでいる。インダクタＬ１Ｈは第１ＲＦ増幅回路１００＿Ｈの負荷としてのＲＦチョークコイルとして機能して、容量Ｃ１ＨはインダクタＬ１Ｈの一端に供給される電源電圧Ｖccに含まれる電源リップル成分を減衰するためのデカップリング容量として機能する。

インダクタＬ４Ｈは、第１ＲＦ増幅回路１００＿Ｈの出力端子とインダクタＬ１Ｈの他端を接続する配線の寄生インダクタンスを示している。インダクタＬ２Ｈと寄生インダクタンスＬ４Ｈと２個の容量Ｃ２Ｈ、Ｃ３Ｈは、第１ローパスフィルタ(ＬＰＦ)型の出力整合回路を構成している。この第１ＬＰＦ型の出力整合回路は、第１ＲＦ増幅回路１００＿Ｈの数Ωの低い出力インピーダンスから携帯電話端末のアンテナの５０Ωに接続されるフロントエンドモジュールへのインピーダンス変換を実行する。容量Ｃ４Ｈは出力端子Ｏｕｔｐｕｔ＿Ｈに接続される携帯電話端末のアンテナに電源電圧Ｖccの直流電圧が供給されないようにする一方、第１ＲＦ増幅回路１００＿Ｈの第１ＲＦ増幅出力信号をこのアンテナに供給するための結合容量として機能する。

《第１二次高調波周波数終端回路》
第１二次高調波周波数終端回路１０２＿Ｈは、第１ＲＦ増幅回路１００＿Ｈの出力端子と接地電位ＧＮＤとの間に直列接続された容量Ｃ５ＨとインダクタＬ３Ｈとによって構成される。容量Ｃ５ＨとインダクタＬ３Ｈによって決定される直列共振周波数における低い直列共振インピーダンスによって、第１ＲＦ増幅回路１００＿Ｈの第１ＲＦ増幅出力信号の二次高調波成分は接地電位ＧＮＤにバイパスされ、第１出力端子Ｏｕｔｐｕｔ＿Ｈに伝達される二次高調波出力成分を減衰することが可能となる。

第１二次高調波周波数終端回路１０２＿Ｈは、上述したＬＴＥ方式のバンド１とバンド２とバンド３のトリプルバンドの送信ＲＦ周波数の全ての二次高調波の終端動作を実行する共通の第１二次高調波周波数終端回路として機能する。ＬＴＥ方式のバンド１の送信ＲＦ周波数は１９２０〜１９８０ＭＨで、ＬＴＥ方式のバンド２の送信ＲＦ周波数は１８５０〜１９１０ＭＨｚで、ＬＴＥ方式のバンド３の送信ＲＦ周波数は１７１０〜１７８５ＭＨｚである。従って、ＬＴＥ方式のバンド１の二次高調波周波数は３８４０〜３９６０ＭＨｚで、ＬＴＥ方式のバンド２の二次高調波周波数は３７００〜３８２０ＭＨｚで、ＬＴＥ方式のバンド３の二次高調波周波数は３４２０〜３５７０ＭＨｚである。

更に、第１二次高調波周波数終端回路１０２＿Ｈは、上述した本発明の実施の形態１の二次高調波周波数終端回路１０２と全く同一の構成となっている。従って、第１二次高調波周波数終端回路１０２＿Ｈを使用することによって、バンド３の二次高調波の最低周波数３４２０ＭＨｚからバンド１の二次高調波の最高周波数３９６０ＭＨｚまでの５４０ＭＨｚと言う極めて広い周波数帯域を持つ全ての二次高調波の終端動作を実行する際に、終端動作の終端インピーダンスを十分に低い値に設定可能なものである。

《第２ＲＦ増幅回路》
第２ＲＦ増幅回路１００＿Ｌの入力端子Ｉｎｐｕｔ＿ＬにＬＴＥ方式のバンド５とバンド８を含むＬＴＥ方式のローバンドであるデュアルバンド送信ＲＦ周波数を有するローバンド送信周波数入力信号が供給され、第２ＲＦ増幅回路１００＿Ｌはこのローバンド送信周波数入力信号の電力増幅を実行する。

《第２負荷回路・出力整合回路》
第２負荷回路・出力整合回路１０１＿Ｌは、３個のインダクタＬ１Ｌ、Ｌ２Ｌ、Ｌ４Ｌと４個の容量Ｃ１Ｌ、Ｃ２Ｌ、Ｃ３Ｌ、Ｃ４Ｌを含んでいる。インダクタＬ１Ｌは第２ＲＦ増幅回路１００＿Ｌの負荷としてのＲＦチョークコイルとして機能して、容量Ｃ１ＬはインダクタＬ１Ｌの一端に供給される電源電圧Ｖccに含まれる電源リップル成分を減衰するためのデカップリング容量として機能する。

インダクタＬ４Ｌは、第２ＲＦ増幅回路１００＿Ｌの出力端子とインダクタＬ１Ｌの他端を接続する配線の寄生インダクタンスを示している。インダクタＬ２Ｌと寄生インダクタンスＬ４Ｌと２個の容量Ｃ２Ｌ、Ｃ３Ｌは、第２ローパスフィルタ(ＬＰＦ)型の出力整合回路を構成している。この第２ＬＰＦ型の出力整合回路は、第２ＲＦ増幅回路１００＿Ｌの数Ωの低い出力インピーダンスから携帯電話端末のアンテナの５０Ωに接続されるフロントエンドモジュールへのインピーダンス変換を実行する。容量Ｃ４Ｌは出力端子Ｏｕｔｐｕｔ＿Ｈに接続される携帯電話端末のアンテナに電源電圧Ｖccの直流電圧が供給されないようにする一方、第２ＲＦ増幅回路１００＿Ｌの第２ＲＦ増幅出力信号をこのアンテナに供給するための結合容量として機能する。

《第２二次高調波周波数終端回路》
第２二次高調波周波数終端回路１０２＿Ｌは、第２ＲＦ増幅回路１００＿Ｌの出力端子と接地電位ＧＮＤとの間に直列接続された容量Ｃ５ＬとインダクタＬ３Ｌとによって構成される。容量Ｃ５ＬとインダクタＬ３Ｌによって決定される直列共振周波数における低い直列共振インピーダンスによって、第２ＲＦ増幅回路１００＿Ｌの第２ＲＦ増幅出力信号の二次高調波成分は接地電位ＧＮＤにバイパスされ、第２出力端子Ｏｕｔｐｕｔ＿Ｌに伝達される二次高調波出力成分を減衰することが可能となる。

第２二次高調波周波数終端回路１０２＿Ｌは、上述したＬＴＥ方式のバンド５とバンド８のデュアルバンドの送信ＲＦ周波数の全ての二次高調波の終端動作を実行する共通の第２二次高調波周波数終端回路として機能する。ＬＴＥ方式のバンド５の送信ＲＦ周波数は８２４〜８４９ＭＨで、ＬＴＥ方式のバンド８の送信ＲＦ周波数は８８０〜９１５ＭＨｚである。従って、ＬＴＥ方式のバンド５の二次高調波周波数は１６４８〜１６９８ＭＨｚで、ＬＴＥ方式のバンド８の二次高調波周波数は１７６０〜１８３０ＭＨｚである。

更に、第２二次高調波周波数終端回路１０２＿Ｌは、上述した本発明の実施の形態１の二次高調波周波数終端回路１０２と略同一の構成となっている。その結果、第２二次高調波周波数終端回路１０２＿Ｌを使用することによって、バンド５の二次高調波の最低周波数１６４８ＭＨｚからバンド８の二次高調波の最高周波数１８２４ＭＨｚまでの１７６ＭＨｚと言う比較的広い周波数帯域を持つ全ての二次高調波の終端動作を実行する際に、終端動作の終端インピーダンスを十分に低い値に設定可能なものである。

以上、本発明者によってなされた発明を種々の実施の形態に基づいて具体的に説明したが、本発明はそれに限定されるものではなくその要旨を逸脱しない範囲において種々変更可能であることは言うまでもない。

例えば、本発明において、多段増幅回路によって構成されたＲＦ増幅回路の最終段増幅素子はヘテロ接合バイポーラトランジスタにのみ限定されるものではなく、ＬＤ(Laterally Diffused)型パワーＭＯＳトランジスタやＭＥＳＦＥＴ等の他のトランジスタを使用することも可能である。

更に本発明のＲＦ電力増幅器は、ＬＴＥ方式のハイバンドの送信ＲＦ周波数を有するハイバンド送信周波数の増幅を実行する第１パスと、ＬＴＥ方式のローバンドの送信ＲＦ周波数を有するローバンド送信周波数の増幅を実行する第２パスだけではなく、その他の方式の送信周波数の増幅を実行するためのその他のパスの多段増幅回路を含むことが可能である。例えば、ＧＳＭ８５０方式とＧＳＭ９００方式とのＧＳＭ方式のローバンド送信周波数の増幅を実行する第３パスとＤＣＳ１８００方式とＰＣＳ１９００方式とのＧＳＭ方式のハイバンド送信周波数の増幅を実行する第４パスを、本発明のＲＦ電力増幅器が含むようにすることも可能である。その際に、第３パスと第４パスの各パスの二次高調波周波数終端回路を、上述の本発明の実施の形態１の二次高調波周波数終端回路１０２と略同一の構成によって実現することが可能である。

１００…ＲＦ電力増幅回路
１０１…負荷回路・出力整合回路
１０２…二次高調波終端回路
Ｌ１〜Ｌ４…インダクタ
Ｃ１〜Ｃ５…容量
Ｖcc…電源電圧
ＧＮＤ…接地電位
Ｉｎｐｕｔ…入力端子
Ｏｕｔｐｕｔ…出力端子
２００…ＲＦパワーモジュール配線基板
２０１…マイクロウエーブモノリシック集積回路チップ(ＭＭＩＣ)
１００＿Ｈ…ハイバンドＲＦ電力増幅回路
１０１＿Ｈ…ハイバンド負荷回路・出力整合回路
１０２＿Ｈ…ハイバンド二次高調波終端回路
Ｌ１Ｈ〜Ｌ４Ｈ…ハイバンドのインダクタ
Ｃ１Ｈ〜Ｃ５Ｈ…ハイバンドの容量
Ｉｎｐｕｔ＿Ｈ…ハイバンド入力端子
Ｏｕｔｐｕｔ＿Ｈ…ハイバンド出力端子
１００＿Ｌ…ローバンドＲＦ電力増幅回路
１０１＿Ｌ…ローバンド負荷回路・出力整合回路
１０２＿Ｌ…ローバンド二次高調波終端回路
Ｌ１Ｈ〜Ｌ４Ｌ…ローバンドのインダクタ
Ｃ１Ｈ〜Ｃ５Ｌ…ローバンドの容量
Ｉｎｐｕｔ＿Ｌ…ローバンド入力端子
Ｏｕｔｐｕｔ＿Ｌ…ローバンド出力端子

Claims (4)

1. ＲＦ増幅回路と、二次高調波終端回路とを具備するＲＦ電力増幅器であって、
   前記ＲＦ増幅回路の入力端子に複数のＲＦ周波数帯域を有するＲＦ入力信号が供給されることによって、前記ＲＦ増幅回路は前記ＲＦ入力信号の電力増幅を実行して、
   前記複数のＲＦ周波数帯域は、所定の周波数帯域を有する第１周波数帯域と、前記所定の周波数帯域よりも高い周波数の周波数帯域を有する第２周波数帯域とを少なくとも含み、
   前記二次高調波終端回路は、前記ＲＦ増幅回路の出力端子と接地電位との間に直列接続された容量とインダクタとを含み、
   前記二次高調波終端回路の前記容量の容量値と前記インダクタのインダクタンス値によって決定される直列共振周波数は、前記第１周波数帯域の実質的に２倍の周波数を有する第１の二次高調波成分の最低周波数と前記第２周波数帯域の実質的に２倍の周波数を有する第２の二次高調波成分の最高周波数との間の設定周波数に設定され、
   前記最低周波数での前記二次高調波終端回路の前記容量と前記インダクタの第１直列接続インピーダンスと前記最高周波数での前記二次高調波終端回路の前記容量と前記インダクタの第２直列接続インピーダンスが所定の値よりも小さくなるように、前記容量の前記容量値の大きさが設定され、
   前記ＲＦ電力増幅器は、出力整合回路を更に具備して、
   前記出力整合回路の入力端子は前記ＲＦ増幅回路の出力端子と接続され、前記出力整合回路の出力端子はフロントエンドモジュールを介してアンテナと接続可能とされ、前記出力整合回路は前記ＲＦ増幅回路の前記出力端子のインピーダンスから前記フロントエンドモジュールのインピーダンスへのインピーダンス変換を実行して、
   前記出力整合回路は、フィルタインダクタとフィルタ容量とを少なくとも含んだローパスフィルタ型出力整合回路であり、
   前記ローパスフィルタ型出力整合回路は、前記ＲＦ増幅回路の前記出力端子から生成される前記第２の二次高調波成分を前記接地電位にバイパスする機能を有し、
   前記二次高調波終端回路の前記容量の前記容量値と前記インダクタの前記インダクタンス値によって決定される前記直列共振周波数は、前記第１の二次高調波成分の周波数帯域の実質的に中間の周波数を有する他の設定周波数に設定され、
   前記直列共振周波数を前記他の設定周波数に設定するための前記インダクタの前記インダクタンス値よりも所定の大きさ分大きなインダクタンスを、前記二次高調波終端回路の前記インダクタに使用し、
   前記所定の大きさ分大きなインダクタンスを、前記二次高調波終端回路の前記インダクタに使用したことによって、前記直列共振周波数での前記二次高調波終端回路の前記容量と前記インダクタの直列共振インピーダンスは、スミスチャートの第１動作点から第２動作点に移動して、
   前記第１動作点と前記第２動作点とは、それぞれ、前記スミスチャートで抵抗値が実質的にゼロの点と、前記スミスチャートで抵抗値が実質的にゼロの定レジスタンス円と前記スミスチャートでリアクタンスが実質的にｊ４Ωの定リアクタンス円弧の交点と前記抵抗値が実質的にゼロの前記点との間に位置する動作点である
   ことを特徴とするＲＦ電力増幅器。
2. 請求項１において、
   前記ＲＦ入力信号は、ＬＴＥ方式の携帯電話端末から基地局への送信信号であり、
   前記所定の周波数帯域を有する前記第１周波数帯域は、ＬＴＥ方式のバンド３であり、
   前記所定の周波数帯域よりも高い周波数の周波数帯域を有する前記第２周波数帯域は、ＬＴＥ方式のバンド１であり、
   前記ＲＦ入力信号の前記複数のＲＦ周波数帯域は、ＬＴＥ方式のバンド２である周波数帯域を有する第３周波数帯域を更に含み、
   前記出力整合回路は、前記第３周波数帯域の実質的に２倍の周波数を有する第３の二次高調波成分の終端処理を実行する
   ことを特徴とするＲＦ電力増幅器。
3. 請求項１において、
   前記ＲＦ電力増幅器は、他のＲＦ増幅回路と、他の二次高調波終端回路と、他の出力整合回路を更に具備して、
   前記他のＲＦ増幅回路の入力端子に他の複数のＲＦ周波数帯域を有する他のＲＦ入力信号が供給されることによって、前記他のＲＦ増幅回路は前記他のＲＦ入力信号の電力増幅を実行して、
   前記複数のＲＦ周波数帯域は、ＬＴＥ方式のバンド５の周波数帯域とＬＴＥ方式のバンド８の周波数帯域とを含み、
   前記他の二次高調波終端回路は、前記他のＲＦ増幅回路の出力端子と前記接地電位との間に直列接続された他の容量と他のインダクタとを含み、
   前記他の出力整合回路の入力端子は前記他のＲＦ増幅回路の前記出力端子と接続され、前記他の出力整合回路の出力端子は前記アンテナと接続可能とされ、前記他の出力整合回路は前記他のＲＦ増幅回路の前記出力端子のインピーダンスから前記アンテナのインピーダンスへのインピーダンス変換を実行する
   ことを特徴とするＲＦ電力増幅器。
4. 請求項３において、
   前記他の出力整合回路は、他のフィルタインダクタと他のフィルタ容量とを少なくとも含んだ他のローパスフィルタ型出力整合回路である
   ことを特徴とするＲＦ電力増幅器。

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