CN114844477B - 一种三频带微带功率放大器 - Google Patents

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Abstract

本发明提供一种三频带微带功率放大器。其输出匹配网络设计为在环形谐波控制结构与基波匹配的串联结构，该结构整体上实现了对三个频点输出阻抗的匹配，从而取得了频带选择与谐波控制功能。且带外抑制较好，最终达到了三频带高效率工作的目的。实施例无论是在所选取频段，还是在效率和功率方面，在同类型放大器之间的优势较为明显。

Description

一种三频带微带功率放大器
技术领域
本发明属于通信技术领域，具体涉及一种具有三个工作频带的微带功率放大器。
背景技术
功率放大器是射频发射系统中的主要器件。信号经过功率放大器，获得足够大的射频输出功率，才能馈送到天线发射出去。在射频/微波等较高频段内，基于集总参数元件实现的功率放大器受限于器件难以实现。微带线具有体积小、重量轻、使用频带宽、可靠性高和制造成本低等优点，是应用广泛的一类高频传输线。微带线具有分布参数效应，其电气特性与结构尺寸紧密相关。因此，在射频/微波等较高频段内，微带功率放大器是一种重要的实现形式。微带功率放大器的主要技术指标是带宽、效率及输出功率等等。
发明内容
传统微带功率放大器主要针对单频带信号进行放大。随着多种通信体制的涌现，急需能同时工作在多个频带的微带功率放大器，从而带来体积缩小、降低成本的改善。本发明提供了一种新型的微带功率放大器，能够同时工作于三个频带。一方面，在保证工作频带内的高功率输出的同时，有效得抑制了频带外的输出功率；另外一方面，减小了器件尺寸，降低了成本。下面，简称为三频带微带功率放大器。
本发明所述的三频带微带功率放大器拓扑结构如图1所示，其特征在于：输入端口(input)连接到第一线节(L1)一端，第一线节(L1)另一端连接第一电容(C1)一端，第一电容(C1)另一端连接第二线节(L2)一端，第二线节(L2)另一端同时连接第三线节(L3)一端和第四线节(L4)一端；第四线节(L4)另一端连接第一拐角线节(H1)一端，第一拐角线节(H1)另一端连接第五线节(L5)一端，第五线节(L5)另一端开路；第三线节(L3)另一端同时连接第六线节(L6)一端和第七线节(L7)一端；第七线节(L7)另一端连接第二拐角线节(H2)一端，第二拐角线节(H2)另一端连接第八线节(L8)一端，第八线节(L8)另一端同时连接第九线节(L9)一端和第十线节(L10)一端，第十线节(L10)另一端开路；第九线节(L9)另一端连接第一电阻(R1)一端，第一电阻(R1)另一端加载栅极偏置电压(Vgs)，同时加载第二电容(C2)一端、第三电容(C3)一端和第四电容(C4)一端，第二电容(C2)另一端、第三电容(C3)另一端和第四电容(C4)另一端同时接地；第六线节(L6)另一端同时连接第二电阻(R2)一端和第五电容(C5)一端，第二电阻(R2)另一端和第五电容(C5)另一端连接第十一线节(L11)一端，第十一线节(L11)另一端连接晶体管(CGH40010F)栅极，晶体管(CGH40010F)源极接地，晶体管(CGH40010F)漏极连接第十二线节(L12)一端，第十二线节(L12)另一端同时连接第十三线节(L13)一端和第十四线节(L14)一端；第十四线节(L14)另一端连接第十五线节(L15)一端，第十五线节(L15)另一端连接第三拐角线节(H3)一端，第三拐角线节(H3)另一端连接第十六线节(L16)一端，第十六线节(L16)另一端连接第十七线节(L17)一端，第十七线节(L17)另一端加载漏级偏置电压(Vds)，同时加载第六电容(C6)一端、第七电容(C7)一端和第八电容(C8)一端，第六电容(C6)另一端、第七电容(C7)另一端和第八电容(C8)另一端同时接地；第十三线节(L13)另一端同时连接第四拐角线节(H4)一端和第十八线节(L18)一端；第四拐角线节(H4)另一端连接第二十五线节(L25)一端，第二十五线节(L25)另一端同时连接第二十六线节(L26)一端和第二十四线节(L24)一端，第二十六线节(L26)另一端开路；第二十四线节(L24)另一端连接第七拐角线节(H7)一端，第七拐角线节(H7)另一端第二十三线节(L23)一端；第十八线节(L18)另一端连接第五拐角线节(H5)一端，第五拐角线节(H5)另一端连接第十九线节(L19)一端，第十九线节(L19)另一端同时连接第二十线节(L20)一端和第二十一线节(L21)一端；第二十一线节(L21)另一端连接第九电容(C9)一端，第九电容(C9)另一端接地；第二十线节(L20)另一端连接第六拐角线节(H6)一端，第六拐角线节(H6)另一端连接第二十二线节(L22)一端；第二十二线节(L22)另一端和第二十三线节(L23)另一端同时连接第二十七线节(L27)一端，第二十七线节(L27)另一端同时连接第二十八线节(L28)一端和第十电容(C10)一端，第二十八线节(L28)另一端开路；第十电容(C10)另一端连接负载(Zload)一端，负载(Zload)另一端接地。
三频带微带功率放大器的输出匹配网络示意图见图2所示。为简化分析，忽略第四拐角线节(H4)、第五拐角线节(H4)、第六拐角线节(H4)和第七拐角线节(H7)。其中，ZA1和θA1表示第二十五线节(L25)的特征阻抗和电长度，ZA2和θA2表示第二十四线节(L24)的特征阻抗和电长度，ZA3和θA3表示第二十六线节(L26)的特征阻抗和电长度，ZB1和θB1表示第十九线节(L19)的特征阻抗和电长度，ZB2和θB2表示第二十线节(L20)的特征阻抗和电长度，ZB3和θB3表示第二十一线节(L21)的特征阻抗和电长度，ZC1和θC1表示第二十七线节(L27)的特征阻抗和电长度，ZC2和θC2表示第二十八线节(L28)的特征阻抗和电长度，ZD和θD表示第十五线节(L15)、第三拐角线节(H3)、第十六线节(L16)和第十七线节(L17)的特征阻抗和总电长度。
输出匹配网络由环形谐波控制网络(虚线框I所示)和基波匹配网络(虚线框II所示)级联，再并联偏置网络(虚线框III所示)而成。下面将使用网络理论推导其输入阻抗Zin，并应用到三频带微带功率放大器的设计之中。首先，导出环形谐波控制网络I的ABCD矩阵。环形谐波控制网络所包含的部分网络M，如图3所示。部分网络M可看作第二十五线节(L25)、第二十六线节(L26)和第二十四线节(L24)三者级联。于是，部分网络M的ABCD矩阵[ABCD]M表示为三者ABCD矩阵相乘。
Figure BDA0003574449580000021
环形谐波控制网络I的部分网络N如图4所示。部分网络N可看作第十九线节(L19)、第二十一线节(L21)和第二十线节(L20)三者级联。部分网络N的ABCD矩阵[ABCD]N可以由三者的ABCD矩阵相乘来得到。
Figure BDA0003574449580000022
其中，输入阻抗Zin4的表达式为
Figure BDA0003574449580000023
通过下式，将这两个网络的ABCD矩阵分别转化为导纳矩阵。
Figure BDA0003574449580000031
Figure BDA0003574449580000032
由于部分网络M与部分网络N是并联，最终可得环形谐波控制网络I的导纳矩阵如下：
Figure BDA0003574449580000033
通过下式，将环形谐波控制网络I的导纳矩阵转换为ABCD矩阵。
Figure BDA0003574449580000034
对于基波匹配网络II，如图5所示。它可以看作第二十七线节(L27)、第二十八线节(L28)和第十电容(C10)的级联。基波匹配网络II的ABCD矩阵记做[ABCD]II，由下式计算得到。
Figure BDA0003574449580000035
于是，可得输入阻抗Zin2为
Figure BDA0003574449580000036
结合公式(6)，可以计算得到输入阻抗Zin1为
Figure BDA0003574449580000037
对于偏置网络III，如图6所示。于是，输出匹配网络的输入阻抗Zin表示为
Figure BDA0003574449580000038
三频带微带功率放大器的设计步骤如下：
1)选择合适的晶体管，确定偏置电压Vgs和Vds；
2)根据三频带微带功率放大器技术指标，通过源负载牵引方法，找到晶体管源和负载端三个中心频率点的基波f1、f2和f3及二次谐波2f1、2f2和2f3的高效率阻抗空间；
3)通过上述电路设计公式(1)至(10)，确定电路各部分参数，根据公式(10)得到Zin在三中心频率f1、f2和f3的基波及二次谐波2f1、2f2和2f3的阻抗值，使其分别在所牵引的中心频率的高效率阻抗空间内，由此得到初步输入输出匹配网络；
4)加入稳定电路、隔直电容等结构优化电路，对整体电路模型进行仿真，适当调整电路参数以保证达到最优。
本发明所述三频带微带功率放大器的有益效果是：高效率工作在三频带，对工作频带内的信号具有放大作用；对工作频带外的信号基本无放大，具有优秀的频率选择性。
附图说明
图1：三频带微带功率放大器示意图；
图2：输出匹配网络示意图；
图3：部分网络M示意图；
图4：部分网络N示意图；
图5：基波匹配网络II示意图；
图6：偏置网络III示意图；
图7(a)：实施例的漏极效率(DE)仿真结果图；
图7(b)：实施例的增益(Gain)仿真结果图；
图8(a)：实施例在0.89～0.92GHz内的仿真测试结果图；
图8(b)：实施例在2.50～2.70GHz内的仿真测试结果图；
图8(c)：实施例在3.50～3.60GHz内的仿真测试结果图。
具体实施方式
为了体现本发明的创造性和新颖性，下面借助于实施例进行深入技术方案的实施和效果。在分析过程中，将结合附图和具体实施例进行阐述，但本发明的实施方式不限于此。
不失一般性，实施例选用一款常用微带基片，其相对介电常数为3.66，基片厚度为0.508mm。
实施例仿真结果如图7所示。在0.89～0.92GHz频带内的漏极效率(DE)在68.41％～72.47％之间，输出功率(Pout)大于40.4dBm，增益(Gain)大于12.4dB；在2.5～2.7GHz频带内的漏极效率介于71.51％～75.80％之间，输出功率在大于39.0dBm之间，增益大于11.0dB；在3.5～3.6GHz频带内的漏极效率在72.26％～74.69％之间，输出功率大于40.9dBm，增益大于12.9dB。
实施例的测试结果如图8所示，在0.89～0.92GHz频带内的漏极效率(DE)在62.19％～67.35％之间，输出功率(Pout)在39.52～40.61dBm之间，增益(Gain)在12.12～13.46dB之间；在2.50～2.70GHz频带内的漏极效率介于66.62％～75.57％之间，输出功率介于39.56～40.56dBm之间，增益介于11.7～12.85dB之间；在3.50～3.60GHz频带内的漏极效率在67.27％～71.83％之间，输出功率在41.02～41.58dBm之间，增益在10～11.18dB之间。测试结果与仿真结果吻合很好。
实施例选择2G和5G应用频段0.89～0.92GHz、2.50～2.70GHz和3.50～3.60GHz，通过源负载牵引找出各频率基波及二次谐波高效率阻抗空间，确定设计电路结构的参数，最终得到具体电路模型。其中输出匹配网络设计为在环形谐波控制结构与基波匹配的串联结构，该结构整体上实现了对三个频点输出阻抗的匹配，从而取得了频带选择与谐波控制功能，且带外抑制较好，最终达到了三频带高效率工作的目的。实施例无论是在所选取频段，还是在效率和功率方面，在同类型放大器之间的优势较为明显。
以上所列举的实施例充分说明，本发明所述的三频带微带功率放大器在所选取频段、效率和功率方面，在同类型放大器之间的优势较为明显，体现出显著的技术进步。本领域的普通技术人员将会意识到，这里所述的实施例是为了帮助读者理解本发明的原理，应被理解为本发明的保护范围并不局限于这样的特别陈述和实施例。本领域的普通技术人员可以根据本发明公开的这些技术启示做出各种不脱离本发明实质的其它各种具体变形和组合，这些变形和组合仍然在本发明的保护范围内。

Claims (3)

1.一种三频带微带功率放大器，其特征在于：输入端口(input)连接到第一线节(L1)一端，第一线节(L1)另一端连接第一电容(C1)一端，第一电容(C1)另一端连接第二线节(L2)一端，第二线节(L2)另一端同时连接第三线节(L3)一端和第四线节(L4)一端；第四线节(L4)另一端连接第一拐角线节(H1)一端，第一拐角线节(H1)另一端连接第五线节(L5)一端，第五线节(L5)另一端开路；第三线节(L3)另一端同时连接第六线节(L6)一端和第七线节(L7)一端；第七线节(L7)另一端连接第二拐角线节(H2)一端，第二拐角线节(H2)另一端连接第八线节(L8)一端，第八线节(L8)另一端同时连接第九线节(L9)一端和第十线节(L10)一端，第十线节(L10)另一端开路；第九线节(L9)另一端连接第一电阻(R1)一端，第一电阻(R1)另一端加载栅极偏置电压(Vgs)，同时加载第二电容(C2)一端、第三电容(C3)一端和第四电容(C4)一端，第二电容(C2)另一端、第三电容(C3)另一端和第四电容(C4)另一端同时接地；第六线节(L6)另一端同时连接第二电阻(R2)一端和第五电容(C5)一端，第二电阻(R2)另一端和第五电容(C5)另一端连接第十一线节(L11)一端，第十一线节(L11)另一端连接晶体管(CGH40010F)栅极，晶体管(CGH40010F)源极接地，晶体管(CGH40010F)漏极连接第十二线节(L12)一端，第十二线节(L12)另一端同时连接第十三线节(L13)一端和第十四线节(L14)一端；第十四线节(L14)另一端连接第十五线节(L15)一端，第十五线节(L15)另一端连接第三拐角线节(H3)一端，第三拐角线节(H3)另一端连接第十六线节(L16)一端，第十六线节(L16)另一端连接第十七线节(L17)一端，第十七线节(L17)另一端加载漏级偏置电压(Vds)，同时加载第六电容(C6)一端、第七电容(C7)一端和第八电容(C8)一端，第六电容(C6)另一端、第七电容(C7)另一端和第八电容(C8)另一端同时接地；第十三线节(L13)另一端同时连接第四拐角线节(H4)一端和第十八线节(L18)一端；第四拐角线节(H4)另一端连接第二十五线节(L25)一端，第二十五线节(L25)另一端同时连接第二十六线节(L26)一端和第二十四线节(L24)一端，第二十六线节(L26)另一端开路；第二十四线节(L24)另一端连接第七拐角线节(H7)一端，第七拐角线节(H7)另一端第二十三线节(L23)一端；第十八线节(L18)另一端连接第五拐角线节(H5)一端，第五拐角线节(H5)另一端连接第十九线节(L19)一端，第十九线节(L19)另一端同时连接第二十线节(L20)一端和第二十一线节(L21)一端；第二十一线节(L21)另一端连接第九电容(C9)一端，第九电容(C9)另一端接地；第二十线节(L20)另一端连接第六拐角线节(H6)一端，第六拐角线节(H6)另一端连接第二十二线节(L22)一端；第二十二线节(L22)另一端和第二十三线节(L23)另一端同时连接第二十七线节(L27)一端，第二十七线节(L27)另一端同时连接第二十八线节(L28)一端和第十电容(C10)一端，第二十八线节(L28)另一端开路；第十电容(C10)另一端连接负载(Zload)一端，负载(Zload)另一端接地。
2.根据权利要求1所述的三频带微带功率放大器，其输出匹配网络由环形谐波控制网络和基波匹配网络级联，再并联偏置网络而成；为简化分析，忽略第四拐角线节(H4)、第五拐角线节(H5)、第六拐角线节(H6)和第七拐角线节(H7)；其中，ZA1和θA1表示第二十五线节(L25)的特征阻抗和电长度，ZA2和θA2表示第二十四线节(L24)的特征阻抗和电长度，ZA3和θA3表示第二十六线节(L26)的特征阻抗和电长度，ZB1和θB1表示第十九线节(L19)的特征阻抗和电长度，ZB2和θB2表示第二十线节(L20)的特征阻抗和电长度，ZB3和θB3表示第二十一线节(L21)的特征阻抗和电长度，ZC1和θC1表示第二十七线节(L27)的特征阻抗和电长度，ZC2和θC2表示第二十八线节(L28)的特征阻抗和电长度，ZD和θD表示第十五线节(L15)、第三拐角线节(H3)、第十六线节(L16)和第十七线节(L17)的特征阻抗和总电长度；部分网络M的ABCD矩阵[ABCD]M为
Figure QLYQS_1
部分网络N的ABCD矩阵[ABCD]N为
Figure QLYQS_2
其中，输入阻抗Zin4的表达式为
Figure QLYQS_3
通过下式，将这两个网络的ABCD矩阵分别转化为导纳矩阵
Figure QLYQS_4
Figure QLYQS_5
由于部分网络M与部分网络N是并联，最终可得环形谐波控制网络I的导纳矩阵如下：
Figure QLYQS_6
通过下式，将环形谐波控制网络I的导纳矩阵转换为ABCD矩阵：
Figure QLYQS_7
基波匹配网络II的ABCD矩阵记做[ABCD]II表示为
Figure QLYQS_8
于是，可得输入阻抗Zin2为
Figure QLYQS_9
进而得到输入阻抗Zin1为
Figure QLYQS_10
最终，输出匹配网络的输入阻抗Zin表示为
Figure QLYQS_11
3.一种三频带微带功率放大器的设计步骤，其应用于如权利要求1所述的三频带微带功率放大器，设计步骤如下：
1)选择合适的晶体管，确定偏置电压Vgs和Vds；
2)根据三频带微带功率放大器技术指标，通过源负载牵引方法，找到晶体管源和负载端三个中心频率点的基波f1、f2和f3及二次谐波2f1、2f2和2f3的高效率阻抗空间；
3)环形谐波控制网络I的部分网络M可看作第二十五线节(L25)、第二十六线节(L26)和第二十四线节(L24)三者级联，部分网络M的ABCD矩阵[ABCD]M表示为三者ABCD矩阵相乘，即
Figure QLYQS_12
其中，ZA1和θA1表示第二十五线节(L25)的特征阻抗和电长度，ZA2和θA2表示第二十四线节(L24)的特征阻抗和电长度，ZA3和θA3表示第二十六线节(L26)的特征阻抗和电长度；环形谐波控制网络I的部分网络N可看作第十九线节(L19)、第二十一线节(L21)和第二十线节(L20)三者级联，部分网络N的ABCD矩阵[ABCD]N可以由三者的ABCD矩阵相乘来得到，即
Figure QLYQS_13
其中，ZB1和θB1表示第十九线节(L19)的特征阻抗和电长度，ZB2和θB2表示第二十线节(L20)的特征阻抗和电长度，ZB3和θB3表示第二十一线节(L21)的特征阻抗和电长度，输入阻抗Zin4的表达式为
Figure QLYQS_14
通过下式，将这两个网络的ABCD矩阵分别转化为导纳矩阵，
Figure QLYQS_15
Figure QLYQS_16
由于部分网络M与部分网络N是并联，最终可得环形谐波控制网络I的导纳矩阵如下，
Figure QLYQS_17
通过下式，将环形谐波控制网络I的导纳矩阵转换为ABCD矩阵，
Figure QLYQS_18
基波匹配网络II可以看作第二十七线节(L27)、第二十八线节(L28)和第十电容(C10)的级联，基波匹配网络II的ABCD矩阵记做[ABCD]II，由下式计算得到：
Figure QLYQS_19
其中，ZC1和θC1表示第二十七线节(L27)的特征阻抗和电长度，ZC2和θC2表示第二十八线节(L28)的特征阻抗和电长度，C10是第十电容(C10)的值；于是，可得输入阻抗Zin2为
Figure QLYQS_20
结合公式(6)，可以计算得到输入阻抗Zin1为
Figure QLYQS_21
于是，输出匹配网络的输入阻抗Zin表示为
Figure QLYQS_22
通过上述电路设计公式(1)至(10)，确定电路各部分参数，根据公式(10)得到Zin在三中心频率f1、f2和f3的基波及二次谐波2f1、2f2和2f3的阻抗值，使其分别在所牵引的中心频率的高效率阻抗空间内，由此得到初步输入输出匹配网络；
4)加入稳定电路、隔直电容等结构优化电路，对整体电路模型进行仿真，适当调整电路参数以保证达到最优。
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