JP2024070107A - 平衡不平衡変換回路及び増幅回路 - Google Patents

Abstract

【課題】受動素子のみを用いて妨害波を十分除去することが可能な平衡不平衡変換回路を提供する。【解決手段】主線路が、第１端及び第２端を有する伝送線路で構成されている。主線路に結合する副線路が、第３端及び第４端を有する伝送線路で構成されている。第１端に接続された不平衡ノードから、不平衡信号の入出力が行われる。第１平衡ノード及び第２平衡ノードから、平衡信号の入出力が行われる。主線路の第１端から第２端に向かう向きと、副線路の第３端から第４端に向かう向きとが同じ向きになるように、主線路と副線路とが結合している。第２端及び第３端が基準電位に接続されている。第１平衡ノード及び第２平衡ノードが、それぞれ不平衡ノード及び第４端に接続されている。さらに、第２端と基準電位との間、及び第３端と基準電位との間のどりらか一方に第１ＬＣ共振回路が接続されている。【選択図】図１

Description

本発明は、平衡不平衡変換回路及び増幅回路に関する。

下記の非特許文献１に、インピーダンス変換比１：１で平衡不平衡変換を行うチョークバランが開示されている。

Chris Trask, "Transmission Line Transformers: Theory, Design and Applications - Part 2", High Frequency Electronics, January 2006

妨害波を抑制することが可能な増幅回路に好適に用いることが可能な平衡不平衡変換回路が求められている。

本発明の目的は、妨害波を十分除去することが可能な平衡不平衡変換回路、及びこの平衡不平衡変換回路を含む増幅回路を提供することである。

本発明の一観点によると、
第１端及び第２端を有する伝送線路で構成された主線路と、
前記主線路に結合し、第３端及び第４端を有する伝送線路で構成された副線路と、
不平衡信号の入出力が行われ、前記第１端に接続された不平衡ノードと、
平衡信号の入出力が行われる第１平衡ノード及び第２平衡ノードと、
を備え、
前記主線路の前記第１端から前記第２端に向かう向きと、前記副線路の前記第３端から前記第４端に向かう向きとが同じ向きになるように、前記主線路と前記副線路とが結合しており、
前記第２端及び前記第３端が基準電位に接続されており、
前記第１平衡ノード及び前記第２平衡ノードが、それぞれ前記不平衡ノード及び前記第４端に接続されており、
さらに、前記第２端と基準電位との間、及び前記第３端と基準電位との間のどちらか一方に接続された第１ＬＣ共振回路を備えた平衡不平衡変換回路が提供される。

本発明の他の観点によると、
不平衡信号を平衡信号に変換する第１平衡不平衡変換回路と、
前記第１平衡不平衡変換回路から出力された平衡信号を増幅する差動増幅器と、
前記差動増幅器から出力された平衡信号を不平衡信号に変換する第２平衡不平衡変換回路と
を備え、
前記第１平衡不平衡変換回路及び前記第２平衡不平衡変換回路のうち一方は、上述の平衡不平衡変換回路であり、第１周波数及び第２周波数の一方の高周波信号に対して平衡不平衡変換回路として動作し、他方の高周波信号に対しては平衡不平衡変換回路として動作せず、
前記第１平衡不平衡変換回路及び前記第２平衡不平衡変換回路のうち他方は、前記第１周波数及び前記第２周波数の両方の高周波信号に対して平衡不平衡変換回路として動作する増幅回路が提供される。

この増幅回路は、受動素子のみを用いて妨害波を十分除去することが可能である。このため、コスト低減を図ることが可能である。

図１は、第１実施例によるバランの等価回路図である。 図２は、第２実施例によるバランの等価回路図である。 図３は、第２実施例によるバランの主線路及び副線路の概略斜視図である。 図４は、第２実施例によるバランのコモンモード除去比（ＣＭＲＲ）の周波数依存性の概略を示すグラフである。 図５は、第２実施例の変形例によるバランの等価回路図である。 図６は、第２実施例の変形例によるバランのコモンモード除去比（ＣＭＲＲ）の周波数依存性の概略を示すグラフである。 図７Ａ及び図７Ｂは、第２実施例の他の変形例によるバランの等価回路図である。 図８は、第３実施例によるバランの等価回路図である。 図９は、第４実施例によるバランの等価回路図である。 図１０は、第４実施例によるバランのＣＭＲＲの周波数依存性のシミュレーション結果を示すグラフである。 図１１は、第５実施例による増幅回路のブロック図である。 図１２は、第６実施例による増幅回路のブロック図である。

［第１実施例］
図１を参照して、第１実施例による平衡不平衡変換回路（バラン）について説明する。

図１は、第１実施例によるバランの等価回路図である。第１実施例によるバランは、伝送線路で構成された主線路１１及び副線路１２を含む。主線路１１及び副線路１２は、ルスロフ（Ｒｕｔｈｒｏｆｆ）型伝送線路トランスを構成する。主線路１１の一方の端部を第１端ＥＰ１といい、他方の端部を第２端ＥＰ２ということとする。副線路１２一方の端部を第３端ＥＰ３といい、他方の端部を第４端ＥＰ４ということとする。主線路１１の第１端ＥＰ１から第２端ＥＰ２に向かう向きが、副線路１２の第３端ＥＰ３から第４端ＥＰ４に向かう向きと同じ向きになるように、主線路１１及び副線路１２が相互に結合している。

主線路１１の第１端ＥＰ１が、不平衡信号の入出力が行われる不平衡ノード２１に接続されている。主線路１１の第２端ＥＰ２は基準電位（グランド電位）に接続されている。ここで、「接続されている」とは、直接接続されている場合、及び受動素子を介して接続されている場合の両方を含む。第２端ＥＰ２と基準電位との間に、ＬＣ共振回路３０が接続されている。ＬＣ共振回路３０は、少なくとも１つのインダクタと少なくとも１つのキャパシタとを含み、少なくとも１つの共振周波数を有する。

主線路１１の第１端ＥＰ１は、さらに平衡信号の入出力が行われる一対の平衡ノードの一方である第１平衡ノード２２Ａに接続されている。他方の平衡ノードである第２平衡ノード２２Ｂは、副線路１２の第４端ＥＰ４に接続されている。副線路１２の第３端ＥＰ３は基準電位に接続されている。

出力インピーダンスＺ_Ｓを有する高周波信号源１５から不平衡ノード２１に不平衡信号が入力される。第１平衡ノード２２Ａと第２平衡ノード２２Ｂとの間に、負荷１８が接続される。不平衡ノード２１から流入した電流は、主線路１１に向かう経路と副線路１２に向かう経路とに分岐される。

高周波信号源１５の出力電圧をＶ_Ｓと標記し、不平衡ノード２１から負荷側を見た入力インピーダンスをＺｉｎと標記する。負荷１８の負荷インピーダンスをＺ_Ｌと標記する。第１平衡ノード２２Ａ及び第２平衡ノード２２Ｂから入力側を見た出力インピーダンスをＺｏｕｔと標記する。

次に、第１実施例によるバランの動作について説明する。まず、不平衡ノード２１に入力される高周波信号の周波数において、ＬＣ共振回路３０がほぼ短絡されているとみなすことができる場合について説明する。

不平衡ノード２１からバランに流入する電流をＩと標記する。主線路１１に高周波電流が流れると、副線路１２にオッドモードの誘導電流が流れる。副線路１２を流れる誘導電流の大きさは、主線路１１を流れる高周波電流の大きさと等しく、副線路１２を流れる誘導電流の位相は、主線路１１を流れる高周波電流の位相に対して反転している。このため、不平衡ノード２１に入力された高周波電流Ｉは、主線路１１と副線路１２とに等分に分岐される。すなわち、主線路１１及び副線路１２を流れる電流の大きさは、Ｉ／２に等しい。

主線路１１の第１端ＥＰ１の電位をＶと標記する。ＬＣ共振回路３０がほぼ短絡されているとみなせる場合、主線路１１の第２端ＥＰ２の電位は０である。すなわち、主線路１１の両端の電位差はＶに等しい。このとき、副線路１２の両端の電位差もＶに等しくなる。副線路１２の第３端ＥＰ３の電位が０であるため、第４端の電位は－Ｖに等しい。すなわち、第１平衡ノード２２Ａの電位がＶであり、第２平衡ノード２２Ｂの電位が－Ｖである。また、負荷１８を流れる電流はＩ／２に等しい。

不平衡ノード２１の電位がＶ、不平衡ノード２１から流入する電流がＩであるとき、第１平衡ノード２２Ａと第２平衡ノード２２Ｂとの電位差が２Ｖ、負荷１８を流れる電流がＩ／２になる。このため、出力インピーダンスＺｏｕｔは入力インピーダンスＺｉｎの４倍になる。第１実施例によるバランは、不平衡ノード２１から入力される不平衡信号を平衡信号に変換し、第１平衡ノード２２Ａ及び第２平衡ノード２２Ｂから出力するとともに、インピーダンス変換を行う。

なお、第１平衡ノード２２Ａ及び第２平衡ノード２２Ｂを入力ノードとして使用し、不平衡ノード２１を出力ノードとして使用してもよい。この場合、第１実施例によるバランは、第１平衡ノード２２Ａ及び第２平衡ノード２２Ｂから入力される平衡信号を不平衡信号に変換し、不平衡ノード２１から出力するとともに、インピーダンス変換を行う。

次に、不平衡ノード２１に入力される高周波信号の周波数において、ＬＣ共振回路３０が短絡されているとみなすことができない場合について説明する。例えば、不平衡ノード２１に入力される高周波信号の周波数において、ＬＣ共振回路３０のインピーダンスが無限大または非常に大きい場合について説明する。

このとき、主線路１１の第２端ＥＰ２がグランド電位に短絡されているとみなすことができなくなる。このため、第１実施例によるバランは、平衡不平衡変換機能を示さなくなる。例えば、バランのＣＭＲＲが２０ｄＢ以下であるとき、バランは平衡不平衡変換機能を示さないということができる。このように、第１実施例によるバランの平衡不平衡変換機能が周波数依存性を持つことになる。言い換えると、第１実施例によるバランのコモンモード除去比（ＣＭＲＲ）が周波数依存性を持つことになる。

次に、第１実施例の優れた効果について説明する。
第１実施例では、ＬＣ共振回路３０の共振周波数を調整することにより、バランのＣＭＲＲに、所望の周波数依存性を持たせることができる。

［第２実施例］
次に、図２、図３、及び図４を参照して第２実施例によるバランについて説明する。以下、第１実施例によるバラン（図１）と共通の構成については説明を省略する。

図２は、第２実施例によるバランの等価回路図である。第１実施例（図１）では、ＬＣ共振回路３０の具体的な構成について示していない。第２実施例では、ＬＣ共振回路３０がＬＣ並列共振回路で構成される。ＬＣ共振回路３０の共振周波数において、主線路１１の第２端ＥＰ２とグランド電位との間がほぼオープンになる。このため、第２実施例によるバランは、平衡不平衡変換機能を示さなくなる。共振周波数から離れた周波数域では、第２実施例によるバランは、平衡不平衡変換機能を示す。

図３は、主線路１１及び副線路１２の概略斜視図である。主線路１１及び副線路１２は、基板５０の一方の面である上面の上に配置された多層配線構造内の配線で構成される。主線路１１と副線路１２とは、相互に異なる配線層に配置されており、例えば、基板５０の上面を高さの基準として、副線路１２は主線路１１より低い位置に配置されている。また、平面視において、主線路１１と副線路１２とは相互に平行である。

主線路１１の線路長、幅、及び高さを、それぞれＬ、Ｗ、Ｈと標記する。副線路１２の線路長、幅、及び高さは、それぞれ主線路１１の長さ、幅、及び高さと等しい。副線路１２は主線路１１に対して幅方向にオフセットして配置されている。このオフセット量をＯｆｆと標記する。主線路１１と副線路１２との高さ方向の間隔をＧと標記する。図３では、主線路１１及び副線路１２が直線状に延びているが、両者をスパイラル形状にしてもよい。

図４は、第２実施例によるバランのコモンモード除去比（ＣＭＲＲ）の周波数依存性の概略を示すグラフである。横軸は周波数を表し、縦軸はＣＭＲＲを表す。ＬＣ共振回路３０（図２）の共振周波数ｆｒにおいて、ＬＣ共振回路３０がオープンになり、バランは平衡不平衡変換機能を示さなくなる。このため、ＣＭＲＲ除去比が低下する。共振周波数ｆｒから離れた周波数域では、第２実施例によるバランが平衡不平衡変換機能を示すため、ＣＭＲＲが大きくなる。

次に、第２実施例の優れた効果について説明する。
第２実施例によるバランは、ＬＣ共振回路３０の共振周波数及びその近傍の周波数帯でバランとして機能しなくなる。このように、バランとしての機能に周波数選択性を持たせることができる。例えば、入力信号が含まれる周波数帯においてバランとして機能し、妨害波の周波数帯ではバランとして機能しないように、バランに周波数選択性を持たせることができる。後述するように、この機能を用いて、入力信号を増幅し、妨害波は減衰させるような増幅回路を構成することが可能である。

次に、図５及び図６を参照して第２実施例の変形例によるバランについて説明する。
図５は、第２実施例の変形例によるバランの等価回路図である。第２実施例（図２）では、ＬＣ共振回路３０としてＬＣ並列共振回路が用いられているが、図５に示した第２実施例の変形例では、ＬＣ共振回路３０としてＬＣ直列共振回路が用いられている。ＬＣ共振回路３０は、共振周波数において短絡状態になるため、第３実施例によるバランは、ＬＣ共振回路３０の共振周波数においてバランとして機能し、共振周波数から離れた周波数域においては、平衡不平衡変換機能を示さなくなる。

図６は、第２実施例の変形例によるバランのコモンモード除去比（ＣＭＲＲ）の周波数依存性の概略を示すグラフである。横軸は周波数を表し、縦軸はＣＭＲＲを表す。ＬＣ共振回路３０（図５）の共振周波数ｆｒにおいて、バランが平衡不平衡変換機能を示すため、ＣＭＲＲ除去比が大きくなる。共振周波数ｆｒから離れた周波数域では、第２実施例によるバランが平衡不平衡変換機能を示さなくなるため、ＣＭＲＲが低下する。

図５及び図６に示した第２実施例の変形例においても、バランとしての機能に周波数選択性を持たせることができる。例えば、入力信号が含まれる周波数帯においてバランとして機能し、妨害波の周波数帯ではバランとして機能しないように、バランに周波数選択性を持たせることができる。後述するように、この機能を用いて、入力信号を増幅し、妨害波は減衰させるような増幅回路を構成することが可能である。

次に、図７Ａ及び図７Ｂを参照して、第２実施例の他の変形例について説明する。図７Ａ及び図７Ｂは、第２実施例の他の変形例によるバランの等価回路図である。第２実施例（図２）では、主線路１１の第２端ＥＰ２と基準電位との間にＬＣ共振回路３０が接続されている。これに対して図７Ａ及び図７Ｂに示した変形例では、副線路１２の第３端ＥＰ３と基準電位との間にＬＣ共振回路３１が接続されており、第２端ＥＰ２は基準電位に短絡されている。図７Ａに示した変形例では、ＬＣ共振回路３１としてＬＣ直列共振回路が用いられ、図７Ｂに示した変形例では、ＬＣ共振回路３１としてＬＣ並列共振回路が用いられている。

図７Ａ及び図７Ｂに示した変形例のように、副線路１２の第３端ＥＰ３と基準電位との間にＬＣ共振回路３１を接続しても、第２実施例（図２）と同様に、バランに周波数選択性を持たせることができる。

［第３実施例］
次に、図８を参照して第３実施例によるバランについて説明する。以下、図２から図４までの図面を参照して説明した第２実施例によるバランと共通の構成については説明を省略する。

図８は、第３実施例によるバランの等価回路図である。第２実施例（図２）では、主線路１１の第２端ＥＰ２と基準電位との間にＬＣ共振回路３０が接続されている。また、図７Ａ及び図７Ｂに示した第２実施例の変形例では、副線路１２の第３端ＥＰ３と基準電位との間にＬＣ共振回路３１が接続されている。これに対して第３実施例では、第２端ＥＰ２と基準電位との間、及び第３端ＥＰ３と基準電位との間に、それぞれＬＣ共振回路３０、３１が接続されている。ＬＣ共振回路３０、３１として、ＬＣ並列共振回路が用いられる。

次に、第３実施例の優れた効果について説明する。
２つのＬＣ共振回路３０、３１の共振周波数が同一である場合、バランの持つ周波数選択性を高めることができる。例えば、図４に示した共振周波数ｆｒにおけるＣＭＲＲのピークを鋭くすることができる。

２つのＬＣ共振回路３０、３１の共振周波数が異なる場合、複数の周波数帯でバランに周波数選択性を持たせることができる。例えば、図４に示したＣＭＲＲの周波数依存性を示すグラフにおいて、周波数軸上の２箇所でＣＭＲＲが小さくなるような特性を持たせることができる。

次に、第３実施例の変形例について説明する。
第３実施例（図８）では、２つのＬＣ共振回路３０、３１をともにＬＣ並列共振回路で構成しているが、一方をＬＣ直列共振回路で構成してもよい。ＬＣ直列共振回路の共振周波数から離れた周波数域において、図６に示すようにＣＭＲＲが小さくなる。ＬＣ並列共振回路の共振周波数において、図４に示すように、ＣＭＲＲが小さくなるため、図６に示したＣＭＲＲのグラフにおいて、ＬＣ並列共振回路の共振周波数においてＣＭＲＲをより小さくすることができる。

２つのＬＣ共振回路３０、３１をともにＬＣ直列共振回路で構成し、両者の共振周波数を一致させてもよい。この場合、図６に示したグラフにおいて、共振周波数ｆｒの位置に現れるＣＭＲＲのピークをより鋭くすることができる。

［第４実施例］
次に、図９及び図１０を参照して、第４実施例によるバランについて説明する。以下、図２から図４までの図面を参照して説明した第２実施例によるバランと共通の構成については説明を省略する。

図９は、第４実施例によるバランの等価回路図である。第２実施例（図２）では、第１平衡ノード２２Ａが主線路１１の不平衡ノード２１に直接接続されている。これに対して第４実施例では、第１平衡ノード２２Ａと不平衡ノード２１との間にＬＣ共振回路３５が接続されている。ＬＣ共振回路３５は、不平衡ノード２１から主線路１１に向かう電流と副線路１２に向かう電流との分岐点において、両者の位相の不均衡を補償する機能を有する。

例えば、ＬＣ共振回路３５の位置にインダクタまたはキャパシタを接続すると、特定の周波数において適切な位相補償を行うことができる。ところが、他の周波数においては、充分な位相補償を行うことができない。ＬＣ共振回路３５は、共振周波数より低周波数側で誘導性インピーダンスを示し、高周波数側で容量性インピーダンスを示す。誘導性インピーダンスを示す周波数範囲及び容量性を示す周波数範囲の２箇所において、適切な位相補償を行うことが可能になる。

図１０は、第４実施例によるバランのＣＭＲＲの周波数依存性のシミュレーション結果を示すグラフである。横軸は周波数を単位［ＧＨｚ］で表し、縦軸はＣＭＲＲを単位［ｄＢ］で表す。シミュレーション対象のバランの構成は、以下の通りである。

主線路１１及び副線路１２（図３）のそれぞれの線路長Ｌは２１００μｍ、幅Ｗは５μｍ、高さＨは３．４μｍである。主線路１１と副線路１２との高さ方向の間隔Ｇは０．６７μｍである。主線路１１と副線路１２とのオフセット量Ｏｆｆは４μｍである。ＬＣ共振回路３０のキャパシタンスは５．２ｐＦ、インダクタンスは０．６ｎＨであり、共振周波数は２．８５ＧＨｚである。すなわち、第４実施例によるバランは、周波数２．８５ＧＨｚを含む周波数帯ｆｉにおいてバランとして動作しない。

ＬＣ共振回路３５のキャパシタンスは３．０ｐＦ、インダクタンスは０．６ｎＨである。ＬＣ共振回路３５の共振周波数は３．７５ＧＨｚである。すなわち、第４実施例によるバランは、周波数３．７５ＧＨｚより低い周波数帯ｆｉ及び高い周波数帯ｆｃにおいて、バランとして機能するように設計されている。

図１０に示したグラフの太い実線は、図９に示した第４実施例によるバランのＣＭＲＲを示す。比較のために、ＬＣ共振回路３０が接続された箇所を短絡させた構成（参考例１）のＣＭＲＲを細い実線で示し、ＬＣ共振回路３０が接続された箇所を短絡させ、かつＬＣ共振回路３５に代えてインダクタを接続した構成（参考例２）のＣＭＲＲを破線で示す。

ＬＣ共振回路３５の箇所にインダクタを接続した場合には、図１０に破線で示したように、周波数帯ｆｃにおいて、他の周波数域よりＣＭＲＲが高くなっている。これに対してＬＣ共振回路３５を接続した場合には、図１０に細い実線で示したように、周波数帯ｆｉ及び８．５ＧＨｚの近傍の２つの周波数域において、他の周波数域よりＣＭＲＲが高くなっている。すなわち、ＬＣ共振回路３５を接続したバランは、周波数帯ｆｃ及び８，５ＧＨｚの近傍の２つの周波数域においてバランとして機能する。

ＬＣ共振回路３０、３５の両方を接続した場合は、図１０において太い実線で示すように、ＬＣ共振回路３０の影響を受けて、周波数帯ｆｉでＣＭＲＲが低下している。すなわち、第４実施例によるバランは、周波数帯ｆｃにおいてバランとして機能し、周波数帯ｆｉにおいてはバランとして機能しない。なお、ＣＭＲＲの最大値は、周波数が８ＧＨｚの近傍に現れているが、それよりも低い周波数帯ｆｃにおいても、十分高いＣＭＲＲが得られている。

次に、第４実施例の優れた効果について説明する。
第４実施例によるバランは、特定の周波数帯、例えば図１０に示した周波数帯ｆｃでバランとして機能し、特定の他の周波数帯、例えば図１０に示した周波数帯ｆｉでバランとして機能しない。このように、バランに周波数選択性を付与することができる。さらに、ＬＣ共振回路３５を接続することにより、第２実施例（図４）、第２実施例の変形例（図６）に比べて、周波数選択性の自由度を高めることができる。

［第５実施例］
次に、図１１を参照して第５実施例による増幅回路について説明する。第５実施例による増幅回路は、第２実施例、第３実施例、または第４実施例によるバランを含む。

図１１は、第５実施例による増幅回路のブロック図である。第５実施例による増幅回路は、入力バラン４１、差動増幅器４３、及び出力バラン４２を含む。入力端子ＲＦｉｎから入力された不平衡信号が入力バラン４１の不平衡ノード４１ｉに入力される。入力バラン４１は、不平衡周波信号を平衡信号に変換する。変換された平衡信号が、一対の平衡ノード４１ｏａ、４１ｏｂから出力される。入力バラン４１から出力された平衡信号が差動増幅器４３で増幅され、出力バラン４２の平衡ノード４２ｉａ、４２ｉｂに入力される。出力バラン４２は、平衡信号を不平衡信号に変換する。変換された不平衡信号が、不平衡ノード４２ｏから出力される。出力バラン４２の不平衡ノードが出力端子ＲＦｏｕｔに接続されている。

入力バラン４１として、第２実施例、第３実施例、または第４実施例によるバランが用いられる。入力バラン４１の不平衡ノード４１ｉ、一対の平衡ノード４１ｏａ、４１ｏｂが、それぞれ図９に示した第４実施例によるバランの不平衡ノード２１、第１平衡ノード２２Ａ、第２平衡ノード２２Ｂに対応する。入力バラン４１は、例えば図１０において太い実線で示すように、周波数帯ｆｃの高周波信号に対してバランとして動作するが、周波数帯ｆｃの１／２の周波数帯ｆｉの高周波信号に対してはバランとして動作しない。

出力バラン４２は、周波数帯ｆｃ、及び周波数帯ｆｃの１／２の周波数帯ｆｉのいずれにおいてもバランとして動作する。例えば、出力バラン４２として、図１０において細い実線で示すように、周波数帯ｆｉ、ｆｃの両方でバランとして動作する参考例１によるバランが用いられる。

図１１において、入力端子ＲＦｉｎと入力バラン４１との間、入力バラン４１と差動増幅器４３との間、差動増幅器４３と出力バラン４２との間、及び出力バラン４２と出力端子ＲＦｏｕｔとの間に表示されたグラフは、周波数帯ｆｉ及びｆｃの高周波信号の大きさ及び位相を模式的に示したものである。横軸は周波数を表す。縦軸は信号の大きさを表す。上向きの矢印と下向きの矢印とは、位相が相互に反転していることを意味する。

次に、第５実施例による増幅回路の動作について説明する。入力バラン４１に、周波数帯ｆｃの入力信号Ｓが入力される。なお、入力信号Ｓの他に、周波数帯ｆｉの妨害波Ｓｊも入力される。例えば、妨害波Ｓｊの周波数帯ｆｉの周波数は、入力信号Ｓの周波数帯ｆｃの周波数の１／２である。

一例として、ＷｉＦｉのバンドＵＮＩＩ－１（５１５０ＭＨｚ以上５２５０ＭＨｚ以下）及びバンドＵＮＩＩ－２（５２５０ＭＨｚ以上５３５０ＭＨｚ以下）の周波数の１／２の周波数帯と、セルラーバンドＢ４１（周波数２４９６ＭＨｚ以上２６９０ＭＨｚ以下）とが重複する。このため、ＷｉＦｉのバンドＵＮＩＩ－１、ＵＮＩＩ－２の高周波信号に対して、セルラーバンドＢ４１の高周波信号が妨害波となり得る。また、ＷｉＦｉのバンドＵＮＩＩ－７（６５２５ＭＨｚ以上６８７５ＭＨｚ以下）及びバンドＵＮＩＩ－８（６８７５ＭＨｚ以上７１２５ＭＨｚ以下）の周波数の１／２の周波数帯と、セルラーバンドＮ７７（周波数３３００ＭＨｚ以上４２００ＭＨｚ以下）とが重複する。このため、ＷｉＦｉのバンドＵＮＩＩ－７、ＵＮＩＩ－８の高周波信号に対して、セルラーバンドＮ７７の高周波信号が妨害波となり得る。

入力信号Ｓは入力バラン４１によって平衡信号に変換され、平衡ノード４１ｏａ、４１ｏｂからそれぞれ高周波信号Ｓａ、Ｓｂが出力される。高周波信号Ｓａ、Ｓｂの位相は、相互に反転している。妨害波Ｓｊの周波数帯ｆｉにおいては、入力バラン４１がバランとして動作しないため２つの平衡ノード４１ｏａ、４１ｏｂから、それぞれ同相の妨害波Ｓｊａ、Ｓｊｂが出力される。

高周波信号Ｓａ及び妨害波Ｓｊａが差動増幅器４３の一方の増幅器で増幅され、増幅された高周波信号Ｓａ及び妨害波Ｓｊａが出力される。高周波信号Ｓｂ及び妨害波Ｓｊｂが差動増幅器４３の他方の増幅器で増幅され、増幅された高周波信号Ｓｂ及び妨害波Ｓｊｂが出力される。差動増幅器４３を構成する２つの増幅器のゲイン及び位相特性は等しい。このため、増幅された高周波信号ＳａとＳｂとの大きさは等しく、増幅された高周波信号Ｓｂの位相は、高周波信号Ｓａの位相に対して反転したままである。増幅された妨害波ＳｊａとＳｊｂとの大きさは等しく、両者は同相のままである。

さらに、差動増幅器４３の非線形性により、妨害波Ｓｊａ、Ｓｊｂの２次高調波Ｓｈａ、Ｓｈｂが現れる。妨害波Ｓｊａ、Ｓｊｂの偶数次の高調波の位相は、妨害波Ｓｊａ、Ｓｊｂの位相関係によらず同相になる。このため、２次高調波Ｓｈａ、Ｓｈｂは同相である。

差動増幅器４３から出力された高周波信号Ｓａ、妨害波Ｓｊａ、２次高調波Ｓｈａが、出力バラン４２の一方の平衡ノード４２ｉａに入力され、高周波信号Ｓｂ、妨害波Ｓｊｂ、２次高調波Ｓｈｂが、出力バラン４２の他方の平衡ノード４２ｉｂに入力される。これらの信号が、出力バラン４２によって不平衡信号に変換される。出力バラン４２は、周波数帯ｆｉ、ｆｃのいずれの信号に対してもバランとして動作する。このため、一方の平衡ノード４２ｉａに入力される高周波信号Ｓａ、妨害波Ｓｊａ、２次高調波Ｓｈａの位相は反転せず、他方の平衡ノード４２ｉｂに入力される高周波信号Ｓｂ、妨害波Ｓｊｂ、２次高調波Ｓｈｂは、位相が反転して出力される。

出力バラン４２の不平衡ノード４２ｏから出力された妨害波Ｓｊａ、Ｓｊｂは、位相が相互に反転しているため打ち消し合う。出力バラン４２の不平衡ノード４２ｏから出力された２次高調波Ｓｈａ、Ｓｈｂも、位相が相互に反転しているため打ち消し合う。出力バラン４２の不平衡ノード４２ｏから出力された高周波信号Ｓａ、Ｓｂは同相になるため、足し合わされる。

次に、第５実施例の優れた効果について説明する。
第５実施例による増幅回路においては、妨害波Ｓｊａ、Ｓｊｂが相殺され、２次高調波Ｓｈａ、Ｓｈｂも相殺される。このため、雑音指数の劣化増加を抑制することが可能である。これにより、妨害波Ｓｊの影響を受けにくい増幅器、例えば高周波増幅器を実現することが可能である。さらに、差動増幅器４３の入力側の回路に妨害波抑制のためのフィルタを挿入する必要がなくなることから、フィルタの挿入損失が生じなくなる。その結果、差動増幅器４３の必要ゲインが小さくなり、消費電流を低減させることが可能になる。

［第６実施例］
次に、図１２を参照して第６実施例による増幅回路について説明する。以下、図１１を参照して説明した第５実施例による増幅回路と共通の構成については説明を省略する。

図１２は、第６実施例による増幅回路のブロック図である。第５実施例（図１１）では、入力バラン４１が、周波数帯ｆｃでバランとして動作し、周波数帯ｆｉではバランとして動作しない。これに対して第６実施例では、入力バラン４１は、周波数帯ｆｃ、及び周波数帯ｆｃの１／２の周波数帯ｆｉのいずれにおいてもバランとして動作する。例えば、入力バラン４１として、図１０において細い実線で示すように、周波数帯ｆｉ、ｆｃの両方でバランとして動作する参考例１によるバランが用いられる。

第５実施例（図１１）では、出力バラン４２が、周波数帯ｆｉ、ｆｃの両方でバランとして動作する。これに対して第６実施例では、出力バラン４２として、第２実施例、第３実施例、または第４実施例によるバランが用いられる。出力バラン４２は、例えば図１０において太い実線で示すように、周波数帯ｆｃの高周波信号に対してバランとして動作するが、周波数帯ｆｃの１／２の周波数帯ｆｉの高周波信号に対してはバランとして動作しない。

第５実施例（図１１）では、入力バラン４１が周波数帯ｆｉでバランとして動作しないため、一対の平衡ノード４１ｏａ、４１ｏｂから出力された妨害波Ｓｊａ、Ｓｊｂは同相である。これに対して第６実施例では、入力バラン４１が周波数帯ｆｉでもバランとして動作する。このため、一方の平衡ノード４１ｏｂから出力された妨害波Ｓｊｂの位相は、他方の平衡ノード４１ｏａから出力された妨害波Ｓｊａの位相に対して反転している。差動増幅器４３で増幅された妨害波Ｓｊｂの位相も、妨害波Ｓｊａの位相に対して反転している。

妨害波Ｓｊａ、Ｓｊｂの位相が相互に反転した関係であっても、妨害波Ｓｊａ、Ｓｊｂの２次高調波Ｓｈａ、Ｓｈｂは同相になる。

出力バラン４２は、周波数帯ｆｉにおいてバランとして動作しないため、出力バラン４２の不平衡ノード４２ｏから出力される妨害波Ｓｊｂの位相は、妨害波Ｓｊａの位相に対して反転したままである。出力バラン４２は、周波数帯ｆｃにおいてバランとして動作するため、出力バラン４２に入力された同相の妨害波Ｓｊａ、Ｓｊｂは、不平衡ノード４２ｏから出力されると、両者の位相は相互に反転した関係になる。高周波信号Ｓａ、Ｓｂの位相関係は、第５実施例による増幅回路（図１１）のこれらの信号の位相関係と同一である。

次に、第６実施例の優れた効果について説明する。第６実施例においても第５実施例と同様に、不平衡ノード４２ｏから出力された妨害波Ｓｊａ、Ｓｊｂが相互に打ち消しあい、２次高調波Ｓｈａ、Ｓｈｂも相互に打ち消しあう。このため、雑音指数の劣化や消費電流の増加を抑制することが可能である。これにより、妨害波Ｓｊの影響を受けにくい増幅器、例えば高周波増幅器を実現することが可能である。

上述の各実施例は例示であり、異なる実施例で示した構成の部分的な置換または組み合わせが可能であることは言うまでもない。複数の実施例の同様の構成による同様の作用効果については実施例ごとには逐次言及しない。さらに、本発明は上述の実施例に制限されるものではない。例えば、種々の変更、改良、組み合わせ等が可能なことは当業者に自明であろう。

本明細書に記載した上記実施例に基づき、以下の発明を開示する。
＜１＞
第１端及び第２端を有する伝送線路で構成された主線路と、
前記主線路に結合し、第３端及び第４端を有する伝送線路で構成された副線路と、
不平衡信号の入出力が行われ、前記第１端に接続された不平衡ノードと、
平衡信号の入出力が行われる第１平衡ノード及び第２平衡ノードと、
を備え、
前記主線路の前記第１端から前記第２端に向かう向きと、前記副線路の前記第３端から前記第４端に向かう向きとが同じ向きになるように、前記主線路と前記副線路とが結合しており、
前記第２端及び前記第３端が基準電位に接続されており、
前記第１平衡ノード及び前記第２平衡ノードが、それぞれ前記不平衡ノード及び前記第４端に接続されており、
さらに、前記第２端と基準電位との間、及び前記第３端と基準電位との間のどちらか一方に接続された第１ＬＣ共振回路を備えた平衡不平衡変換回路。

＜２＞
前記第１ＬＣ共振回路は、ＬＣ直列共振回路である＜１＞に記載の平衡不平衡変換回路。

＜３＞
前記第１ＬＣ共振回路は、ＬＣ並列共振回路である＜１＞に記載の平衡不平衡変換回路。

＜４＞
前記第２端と基準電位との間、及び前記第３端と基準電位との間のうち前記第１ＬＣ共振回路が接続されていない方に接続された第２ＬＣ共振回路を、さらに備えた＜１＞乃至＜３＞のいずれか１つに記載の平衡不平衡変換回路。

＜５＞
前記第２ＬＣ共振回路は、ＬＣ並列共振回路である＜４＞に記載の平衡不平衡変換回路。

＜６＞
不平衡信号を平衡信号に変換する第１平衡不平衡変換回路と、
前記第１平衡不平衡変換回路から出力された平衡信号を増幅する差動増幅器と、
前記差動増幅器から出力された平衡信号を不平衡信号に変換する第２平衡不平衡変換回路と
を備え、
前記第１平衡不平衡変換回路及び前記第２平衡不平衡変換回路のうち一方は、＜１＞乃至＜４＞のいずれか１つに記載の平衡不平衡変換回路であり、第１周波数及び第２周波数の一方の高周波信号に対して平衡不平衡変換回路として動作し、他方の高周波信号に対しては平衡不平衡変換回路として動作せず、
前記第１平衡不平衡変換回路及び前記第２平衡不平衡変換回路のうち他方は、前記第１周波数及び前記第２周波数の両方の高周波信号に対して平衡不平衡変換回路として動作する増幅回路。

１１ 主線路
１２ 副線路
１５ 高周波信号源
１８ 負荷
２１ 不平衡ノード
２２Ａ 第１平衡ノード
２２Ｂ 第２平衡ノード
３０、３１、３５ ＬＣ共振回路
４１ 入力バラン
４１ｉ 不平衡ノード
４１ｏａ 平衡ノード
４１ｏｂ 平衡ノード
４２ 出力バラン
４２ｉａ 平衡ノード
４２ｉｂ 平衡ノード
４２ｏ 不平衡ノード
４３ 差動増幅器
５０ 基板

Claims (8)

1. 第１端及び第２端を有する伝送線路で構成された主線路と、
   前記主線路に結合し、第３端及び第４端を有する伝送線路で構成された副線路と、
   不平衡信号の入出力が行われ、前記第１端に接続された不平衡ノードと、
   平衡信号の入出力が行われる第１平衡ノード及び第２平衡ノードと、
   を備え、
   前記主線路の前記第１端から前記第２端に向かう向きと、前記副線路の前記第３端から前記第４端に向かう向きとが同じ向きになるように、前記主線路と前記副線路とが結合しており、
   前記第２端及び前記第３端が基準電位に接続されており、
   前記第１平衡ノード及び前記第２平衡ノードが、それぞれ前記不平衡ノード及び前記第４端に接続されており、
   さらに、前記第２端と基準電位との間、及び前記第３端と基準電位との間のどちらか一方に接続された第１ＬＣ共振回路を備えた平衡不平衡変換回路。
2. 前記第１ＬＣ共振回路は、ＬＣ直列共振回路である請求項１に記載の平衡不平衡変換回路。
3. 前記第１ＬＣ共振回路は、ＬＣ並列共振回路である請求項１に記載の平衡不平衡変換回路。
4. 前記第２端と基準電位との間、及び前記第３端と基準電位との間のうち前記第１ＬＣ共振回路が接続されていない方に接続された第２ＬＣ共振回路を、さらに備えた請求項１乃至３のいずれか１項に記載の平衡不平衡変換回路。
5. 前記第２ＬＣ共振回路は、ＬＣ並列共振回路である請求項４に記載の平衡不平衡変換回路。
6. 不平衡信号を平衡信号に変換する第１平衡不平衡変換回路と、
   前記第１平衡不平衡変換回路から出力された平衡信号を増幅する差動増幅器と、
   前記差動増幅器から出力された平衡信号を不平衡信号に変換する第２平衡不平衡変換回路と
   を備え、
   前記第１平衡不平衡変換回路及び前記第２平衡不平衡変換回路のうち一方は、請求項１乃至３のいずれか１項に記載の平衡不平衡変換回路であり、第１周波数及び第２周波数の一方の高周波信号に対して平衡不平衡変換回路として動作し、他方の高周波信号に対しては平衡不平衡変換回路として動作せず、
   前記第１平衡不平衡変換回路及び前記第２平衡不平衡変換回路のうち他方は、前記第１周波数及び前記第２周波数の両方の高周波信号に対して平衡不平衡変換回路として動作する増幅回路。
7. 不平衡信号を平衡信号に変換する第１平衡不平衡変換回路と、
   前記第１平衡不平衡変換回路から出力された平衡信号を増幅する差動増幅器と、
   前記差動増幅器から出力された平衡信号を不平衡信号に変換する第２平衡不平衡変換回路と
   を備え、
   前記第１平衡不平衡変換回路及び前記第２平衡不平衡変換回路のうち一方は、請求項４に記載の平衡不平衡変換回路であり、第１周波数及び第２周波数の一方の高周波信号に対して平衡不平衡変換回路として動作し、他方の高周波信号に対しては平衡不平衡変換回路として動作せず、
   前記第１平衡不平衡変換回路及び前記第２平衡不平衡変換回路のうち他方は、前記第１周波数及び前記第２周波数の両方の高周波信号に対して平衡不平衡変換回路として動作する増幅回路。
8. 不平衡信号を平衡信号に変換する第１平衡不平衡変換回路と、
   前記第１平衡不平衡変換回路から出力された平衡信号を増幅する差動増幅器と、
   前記差動増幅器から出力された平衡信号を不平衡信号に変換する第２平衡不平衡変換回路と
   を備え、
   前記第１平衡不平衡変換回路及び前記第２平衡不平衡変換回路のうち一方は、請求項５に記載の平衡不平衡変換回路であり、第１周波数及び第２周波数の一方の高周波信号に対して平衡不平衡変換回路として動作し、他方の高周波信号に対しては平衡不平衡変換回路として動作せず、
   前記第１平衡不平衡変換回路及び前記第２平衡不平衡変換回路のうち他方は、前記第１周波数及び前記第２周波数の両方の高周波信号に対して平衡不平衡変換回路として動作する増幅回路。
   

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