TWI634741B

TWI634741B - 匹配電路

Info

Publication number: TWI634741B
Application number: TW106120990A
Authority: TW
Inventors: 田中佑介; 庄內大貴
Original assignee: 村田製作所股份有限公司
Priority date: 2016-10-12
Filing date: 2017-06-23
Publication date: 2018-09-01
Also published as: CN207304530U; JP2018064261A; TW201815060A

Abstract

本發明提出一種能夠充分衰減放大訊號的高諧波成分的匹配電路。匹配電路10對放大輸入訊號RFin並輸出放大訊號RFout1的放大器60的輸出阻抗進行匹配。匹配電路10具備低通濾波器40和高通濾波器50。低通濾波器40的接地與高通濾波器50的接地相分離。由此，能夠抑制低通濾波器40和高通濾波器50之間的干涉，充分地使放大訊號RFout1的高諧波成分衰減。

Description

匹配電路

本發明係有關一種匹配電路。

在行動電話等移動通信終端中，使用對發送給基站的RF(Radio Frequency：射頻訊號)訊號進行放大的功率放大模組。作為這種功率放大模組，在專利第5858280號公報中提出了下述功率放大模組，該功率放大模組具備對從放大器輸出的RF訊號的第2高諧波成分進行衰減的終端電路、以及進行放大器的輸出阻抗匹配的匹配電路。

[先行技術文獻] [專利文獻]

專利文獻1：日本專利第5858280號公報

但是，經過本發明者的深入研究，新發現了若共用構成匹配電路的各電路元件的接地，則RF訊號的高諧波成分會因電路元件間的干涉而無法充分地得到衰減。

因此，本發明的課題是提供一種能夠充分地對放大訊號的高諧波成分進行衰減的匹配電路。

為了解決上述問題，本發明的匹配電路，係對放大輸入訊號並輸出放大訊號的放大器的輸出阻抗進行匹配的匹配電路，具備低通濾波器和高通濾波器，且低通濾波器的接地和高通濾波器的接地相分離。

根據本發明，由於低通濾波器的接地和高通濾波器的接地相分離，因此能夠抑制低通濾波器和高通濾波器間的干涉，能夠充分地使放大訊號的高諧波成分衰減。

10、20、30、100‧‧‧匹配電路

11、21、31、71‧‧‧輸入節點

12、22、32、72‧‧‧輸出節點

13、23、33、73‧‧‧訊號線路

40‧‧‧低通濾波器

50‧‧‧高通濾波器

60‧‧‧並聯諧振電路

70‧‧‧放大器

301、302‧‧‧配線圖案

41、51‧‧‧接地

Tr‧‧‧電晶體

L1、L2、L3、L4‧‧‧電感器元件

C1、C2、C3、C4‧‧‧電容器元件

圖1是表示本發明的實施形態1的匹配電路的電路構成的說明圖。

圖2是表示本發明的實施形態1的匹配電路的配線布局的示意圖。

圖3是表示比較例的匹配電路的電路構成的說明圖。

圖4是表示本發明的實施形態1的匹配電路和比較例的匹配電路的訊號損耗的類比結果的圖表。

圖5是表示本發明的實施形態1的匹配電路和比較例的匹配電路的訊號損耗的類比結果的圖表。

圖6是表示本發明的實施形態1的匹配電路和比較例的匹配電路的訊號損耗的類比結果的圖表。

圖7是表示本發明的實施形態1的匹配電路的電路構成的說明圖。

圖8是表示本發明的實施形態2的匹配電路的電路構成的說明圖。

圖9是表示本發明的實施形態1的匹配電路和實施形態2的匹配電路的訊號損耗的類比結果的圖表。

圖10是表示本發明的實施形態1的匹配電路和實施形態2的匹配電路的訊號損耗的類比結果的圖表。

圖11是表示本發明的實施形態1的匹配電路和實施形態2的匹配電路的訊號損耗的類比結果的圖表。

圖12是表示本發明的實施形態1的匹配電路和實施形態2的匹配電路的訊號損耗的類比結果的圖表。

圖13是表示本發明的實施形態1的匹配電路和實施形態2的匹配電路的訊號損耗的類比結果的圖表。

圖14是表示本發明的實施形態1的匹配電路和實施形態2的匹配電路的訊號損耗的類比結果的圖表。

圖15是表示本發明的實施形態2的匹配電路的電路構成的說明圖。

圖16是表示本發明的實施形態3的匹配電路的電路構成的說明圖。

圖17是表示本發明的實施形態3的匹配電路的訊號損耗的類比結果的圖表。

圖18是表示本發明的實施形態3的匹配電路的訊號損耗的類比結果的圖表。

圖19是表示本發明的實施形態3的匹配電路的訊號損耗的類比結果的圖表。

圖20是表示本發明的實施形態3的匹配電路的訊號損耗的類比結果的圖表。

圖21是表示本發明的實施形態3的匹配電路的訊號損耗的類比結果的圖表。

圖22是表示本發明的實施形態3的匹配電路的訊號損耗的類比結果的圖表。

圖23是表示本發明的實施形態3的匹配電路的訊號損耗的類比結果的圖表。

圖24是表示本發明的實施形態3的匹配電路的訊號損耗的類比結果的圖表。

圖25是表示構成本發明的實施形態3的匹配電路的電容器元件的電容器元件的個數和訊號損耗的關係的圖表。

下面，參照圖式對本發明的實施形態進行說明。這裡，使相同標號表示相同的電路元件，並省略重複說明。

圖1是表示本發明的實施形態1的匹配電路10的電路構成的說明圖。匹配電路10設置在放大器70與後級的電路(例如，開關元件)之間，使放大器70的輸出阻抗與後級的電路的輸入阻抗相匹配。放大器70例如對輸入到輸入節點71的輸入訊號RFin進行放大，從輸出節點72輸出放大訊號RFout1。放大器70具備發射極接地電晶體Tr，對通過輸入節點71輸入基極端子的輸入訊號RFin進行放大，並將其作為放大訊號RFout1從集電極端子輸出。輸入訊號RFin例如是規定的通信頻帶的RF訊號。放大器70例如具備連接在訊號線路73與接地之間的終端電路74。訊號線路73將從電晶體Tr的集電極端子輸出的放大訊號RFout1傳輸給輸出節點72。終端電路74對放大訊號RFout1的第2高諧波成分進行衰減。終端電路74例如是具備電容器元件C4和電感器元件L4的串聯諧振電路。對電容器元件C4的電容值和電感器元件L4的電感值進行選定，以使放大訊號RFout1的第2高諧波的頻率與串聯諧振頻率一致。由此，放大訊號RFout1的第2高諧波成分的大部分從訊號線路73通過終端電路74流至接地，因此能夠使從輸出節點72輸出的放大訊號RFout1的第2高諧波成分的大部分衰減。另外，電晶體Tr例如是異質結雙極電晶體。但是，電晶體Tr並不限於雙極電晶體，例如也可以是場效應電晶體。

匹配電路10具備低通濾波器40、高通濾波器50、輸入節點11、輸出節點12、以及訊號線路13。匹配電路10進行放大器70的輸出阻抗匹配，並對輸入輸入節點11的放大訊號RFout1的高諧波成分進行衰減，將其作為放大訊號RFout2從輸出節點12輸出。訊號線路13連接輸入節點11與輸出節點12之間。低通濾波器40具備串聯連接至訊號線路13的電感器元件L1、以及並聯連接在訊號線路13與接地之間的電容器元件C1。高通濾波器50具備串聯連接至訊號線路13的電容器元件C2、以及並聯連接在訊號線路13與接地之間的電感器元件L2。低通濾波器40中，與低頻側的阻抗的變化相比，高頻側的阻抗的變化較大。另一方面，在高通濾波器50中，與高頻側的阻抗的變化相比，低頻側的阻抗的變化較大。因此，通過組合低通濾波器40和高通濾波器50，能夠使彼此的阻抗變化相抵消。由此，在放大訊號RFout1的載波頻帶(載波的基本頻率頻帶)中，能夠使匹配電路10的阻抗寬頻帶化。低通濾波器40對放大訊號RFout1的高諧波成分(例如，第2高諧波成分、第3高諧波成分、或其以上的高諧波成分)進行衰減。

圖2是表示實施形態1的匹配電路10的配線布局的示意圖。同一圖中，標號301、302表示匹配電路10的配線圖案。標號41表示低通濾波器40的接地，標號51表示高通濾波器50的接地。由此，低通濾波器40的接地41與高通濾波器50的接地51相分離。

圖3是表示比較例的匹配電路30的電路構成的說明圖。匹配電路30具備低通濾波器40、高通濾波器50、輸入節點31、輸出節點32、以及訊號線路33。訊號線路33連接輸入節點31與輸出節點32之間。低通濾波器40具備串聯連接至訊號線路33的電感器元件L1、以及並聯連接在訊號線路33與接地之間的電容器元件C1。高通濾波器50具備串聯連接至訊號線路33的電容器元件C2、以及並聯連接在訊號線路33與接地之間的電感器元件L2。匹配電路30在低通濾波器40的接地與高通濾波器50的接地共用這一點上與匹配電路10不同。

圖4表示各個匹配電路10、30的訊號損耗的類比(以下，稱為“第1模擬”)的結果。圖4的橫軸表示放大訊號RFout1的頻率〔GHz〕，縱軸表示訊號損耗〔dB〕。第1類比中，將放大訊號RFout1的載波頻帶設為1.710GHz以上2.025GHz以下。在第1類比中，假設各個匹配電路10、30的低通濾波器40使放大訊號RFout1的第3高諧波成分衰減的情況。標號401表示第1類比中匹配電路10的訊號損耗的類比結果。標號402表示第1類比中匹配電路30的訊號損耗的類比結果。圖5是放大訊號RFout1的第2高諧波的頻帶附近的圖4的模擬結果的放大圖。圖6是放大訊號RFout1的第3高諧波的頻帶附近的圖4的模擬結果的放大圖。根據圖4至圖6所示的第1模擬結果可知，通過分離低通濾波器40的接地41和高通濾波器50的接地51，能夠對第2高諧波成分和第3高諧波成分的訊號損耗具有約0.6dB到6.0dB程度的改善。這可認為是由於下述原因而獲得的效果，即：由於低通濾波器40的接地41和高通濾波器50的接地51相分離，從而能夠抑制低通濾波器40與高通濾波器50之間的干涉。另外，可以明確的是，即使在各匹配電路10、30的低通濾波器40使放大訊號RFout1的第2高諧波成分或第4高諧波成分以上的高諧波成分衰減的情況下，匹配電路10的訊號損耗與匹配電路30的訊號損耗相比更進一步得以改善。

另外，如圖7所示那樣，匹配電路10的低通濾波器40還可以具備高頻終端電路80。高頻終端電路80是具備串聯連接在訊號線路13和接地之間的電容器元件C1和電感器元件L5的LC串聯諧振電路。該LC串聯諧振電路的串聯諧振頻率與放大訊號RFout1的高諧波成分(例如，第2高諧波成分、第3高諧波成分、或其以上的高諧波成分)的頻率一致。由此，高頻終端電路80能夠對放大訊號RFout1的高諧波成分進行衰減。

根據實施形態1的匹配電路10，由於低通濾波器40的接地41與高通濾波器50的接地51相分離，因此能夠抑制低通濾波器40與高通濾波器50之間的干涉。若共用接地41、51，則會產生沒有通過低通濾波器40的訊號經由接地41、51輸入高通濾波器50的問題。並且，連接至接地41、51的電路元件越是增加，接地41、51的阻抗增加，從而也會產生無法獲得理想的接地的問題。因此，通過對接地41、51進行分離，能夠消除沒有通過低通濾波器40的訊號輸入到高通濾波器50的問題。並且，由於接地41、51的分離，能夠減少連接至接地41、51的電路元件的數量，能夠使接地41、51接近於理想的接地。由此，能夠充分得衰減放大訊號RFout1的高諧波成分。

圖8是表示本發明的實施形態2的匹配電路20的電路構成的說明圖。實施形態2的匹配電路20在具備並聯諧振電路60這一點上與實施形態1的匹配電路10不同。匹配電路20具備低通濾波器40、高通濾波器50、輸入節點21、輸出節點22、以及訊號線路23。訊號線路23連接輸入節點21與輸出節點22之間。低通濾波器40具備串聯連接至訊號線路23的電感器元件L1、以及並聯連接在訊號線路23與接地之間的電容器元件C1。高通濾波器50具備串聯連接至訊號線路23的電容器元件C2、以及並聯連接在訊號線路23與接地之間的電感器元件L2。並聯諧振電路60具備串聯連接至訊號線路23的電感器元件L3、以及串聯連接至訊號線路23的電容器元件C3。電感器元件L3和電容器元件C3並聯連接。並聯諧振電路60對放大訊號RFout1的高諧波成分(例如，第2高諧波成分、第3高諧波成分、或其以上的高諧波成分)進行衰減。並聯諧振電路60也可以對低通濾波器40進行衰減的高諧波成分不同的高諧波成分進行衰減。實施形態2的匹配電路20在低通濾波器40的接地與高通濾波器50的接地相分離這一點上與實施形態1的匹配電路10是相同的。

圖9表示各個匹配電路10、20的訊號損耗的類比(以下，稱為第2模擬)的結果。”圖9的橫軸表示放大訊號RFout1的頻率〔GHz〕，縱軸表示訊號損耗〔dB〕。第2類比中，將放大訊號RFout1的載波頻帶設為1.710GHz以上2.025GHz以下。在第2類比中，假設各個匹配電路10、20的低通濾波器40使放大訊號RFout1的第3高諧波成分衰減的情況。並且，在第2類比中，假設並聯諧振電路60使放大訊號RFout1的第2高諧波成分衰減的情況。標號801表示第2類比中實施形態2的匹配電路20的訊號損耗的類比結果。標號802表示第2類比中實施形態1的匹配電路10的訊號損耗的類比結果。圖10是放大訊號RFout1的第2高諧波的頻帶附近的圖9的模擬結果的放大圖。圖11是放大訊號RFout1的第3高諧波的頻帶附近的圖9的模擬結果的放大圖。根據圖9至圖11所示的第2模擬的結果可知，使用並聯諧振電路60能夠使第2高諧波成分急劇地進行衰減，使用低通濾波器40能夠使第3高諧波成分平緩地進行衰減。尤其可知，通過增加並聯諧振電路60，能夠對第2高諧波成分的訊號損耗進行約5dB到12dB程度的改善。此外，根據實施形態2的匹配電路20，能夠減少載波頻帶的訊號損耗。

圖12表示各個匹配電路10、20的訊號損耗的其他類比(以下，稱為“第3模擬”)的結果。圖12的橫軸表示放大訊號RFout1的頻率〔GHz〕，縱軸表示訊號損耗〔dB〕。第3類比中，將放大訊號RFout1的載波頻帶設為1.710GHz以上2.025GHz以下。在第3類比中，假設匹配電路10、20的低通濾波器40使放大訊號RFout1的第2高諧波成分衰減的情況。並且，在第3類比中，假設並聯諧振電路60使放大訊號RFout1的第3高諧波成分衰減的情況。標號1101表示第3類比中實施形態2的匹配電路20的訊號損耗的類比結果。標號1102表示第3類比中實施形態1的匹配電路10的訊號損耗的類比結果。圖13是放大訊號RFout1的第2高諧波的頻帶附近的圖12的模擬結果的放大圖。圖14是放大訊號RFout1的第3高諧波的頻帶附近的圖11的模擬結果的放大圖。根據圖12至圖14所示的第3模擬的結果可知，實施形態2的匹配電路20與實施形態1的匹配電路10 相比，能夠在寬頻帶中對第2高諧波成分和第3高諧波成分進行衰減。

另外，如圖15所示那樣，匹配電路20的低通濾波器40還可以具備高頻終端電路80。高頻終端電路80是具備串聯連接在訊號線路13和接地之間的電容器元件C1和電感器元件L5的LC串聯諧振電路。該LC串聯諧振電路的串聯諧振頻率與放大訊號RFout1的高諧波成分(例如，第2高諧波成分、第3高諧波成分、或其以上的高諧波成分)的頻率一致。由此，高頻終端電路80能夠對放大訊號RFout1的高諧波成分進行衰減。例如，低通濾波器40的高頻終端電路80對放大訊號RFout1的第3高諧波成分進行衰減，並聯諧振電路60對放大訊號RFout1的第2高諧波成分進行衰減。或者，低通濾波器40的高頻終端電路80對放大訊號RFout1的第2高諧波成分進行衰減，並聯諧振電路60對放大訊號RFout1的第3高諧波成分進行衰減。

根據實施形態2的匹配電路20，低通濾波器40對放大訊號RFout1的第3高諧波成分進行衰減，並聯諧振電路60對放大訊號RFout1的第2高諧波成分進行衰減。由此，能夠急劇地對第2高諧波成分進行衰減，並且能夠平緩地對第3高諧波成分進行衰減，由此能夠在寬頻帶內使高諧波成分衰減。並且，還能減少載波頻帶中的訊號損耗。根據實施形態2的匹配電路20，低通濾波器40對放大訊號RFout1的第2高諧波成分進行衰減，並聯諧振電路60也可對放大訊號RFout1的第3高諧波成分進行衰減。由此，能夠在寬頻帶內對第2高諧波成分和第3高諧波成分進行衰減。

圖16是表示本發明的實施形態3的匹配電路100的電路構成的說明圖。實施形態3的匹配電路100與實施形態1的匹配電路10的不同點在於，構成低通濾波器40的電容器元件C1由N個電容器元件C11，C12，…，C1N的並聯連接電路構成。這裡，N為2以上的整數。複數個電容器元件C11，C12，…，C1N並聯連接在低通濾波器40的接地與訊號線路13之間，它們可等效地看作是單一的電容器元件C1。這裡，實施形態3的匹配電路100的各電容器元件C11、C12、…、C1N的電容值被選擇為使得複數個電容器元件C11、C12、…、C1N的合成電容值與實施形態1的匹配電路10的電容器元件C1的電容值等效。例如，各電容器元件C11、C12、…、C1N的電容值是實施形態1的匹配電路10的電容器元件C1的電容值的1/N。

圖17表示匹配電路10、100的訊號損耗的類比結果。圖17的橫軸表示放大訊號RFout1的頻率[GHz]，縱軸表示訊號損耗[dB]。在該類比中，將放大訊號RFout1的載波頻帶設為1.710GHz以上2.025GHz以下。標號1701表示實施形態1的匹配電路10的訊號損耗的類比結果。標號1702表示N=2時的實施形態3的匹配電路100的訊號損耗的類比結果。圖18是載波頻帶附近的圖17的模擬結果的放大圖。根據這些類比結果可知，與由單一的電容器元件構成電容器元件C1的情況相比，通過利用電容值相等的兩個電容器元件構成電容器元件C1能夠對載波頻帶下的訊號損耗進行0.101dB的改善。這可認為是由於下述原因而獲得的效果，即：通過利用電容值相等的兩個電容器元件構成電容器元件C1，低通濾波器40的插入損耗減少，Q值(Quality factor：品質因數)提高。

圖19表示N=2、3時的匹配電路100的訊號損耗的類比結果。圖19的橫軸表示放大訊號RFout1的頻率[GHz]，縱軸表示訊號損耗[dB]。在該類比中，將放大訊號RFout1的載波頻帶設為1.710GHz以上2.025GHz 以下。標號1703表示N=3時的實施形態3的匹配電路100的訊號損耗的類比結果。圖20是載波頻帶附近的圖19的模擬結果的放大圖。根據這些類比結果可知，與由電容值相等的兩個電容器元件構成電容器元件C1的情況相比，利用電容值相等的三個電容器元件構成電容器元件C1能夠對載波頻帶下的訊號損耗進行0.015dB的改善。

圖21表示N=3、4時的匹配電路100的訊號損耗的類比結果。圖21的橫軸表示放大訊號RFout1的頻率[GHz]，縱軸表示訊號損耗[dB]。在該類比中，將放大訊號RFout1的載波頻帶設為1.710GHz以上2.025GHz以下。標號1704表示N=4時的實施形態3的匹配電路100的訊號損耗的類比結果。圖22是載波頻帶附近的圖21的模擬結果的放大圖。根據這些類比結果可知，與由電容值相等的三個電容器元件構成電容器元件C1的情況相比，利用電容值相等的四個電容器元件構成電容器元件C1能夠對載波頻帶下的訊號損耗進行0.016dB的改善。

圖23表示N=4、5時的匹配電路100的訊號損耗的類比結果。圖23的橫軸表示放大訊號RFout1的頻率[GHz]，縱軸表示訊號損耗[dB]。在該類比中，將放大訊號RFout1的載波頻帶設為1.710GHz以上2.025GHz以下。標號1705表示N=5時的實施形態3的匹配電路100的訊號損耗的類比結果。圖24是載波頻帶附近的圖23的模擬結果的放大圖。根據這些類比結果可知，無論是利用電容值相等的四個電容器元件構成電容器元件C1的情況，還是利用電容值相等的五個電容器元件構成電容器元件C1的情況，載波頻帶下的訊號損耗幾乎沒有改變。

表1表示構成電容器C1的電容器元件的個數從1變化到5 時的載波頻帶(1.71GHz、1.86GHz、1.91GHz、2.01GHz)的訊號損耗[dB]。圖25將表1的結果表示為圖表。圖25的橫軸表示構成電容器元件C1的電容器元件的個數，縱軸表示訊號損耗[dB]。

另外，構成實施形態2的匹配電路20的低通濾波器40的電容器元件C1也可以由N個電容器元件C11、C12、…、C1N的並聯連接電路構成。該情況下，也可以設為低通濾波器40對放大訊號RFout1的第3高諧波成分進行衰減，並聯諧振電路60對放大訊號RFout1的第2高諧波成分進行衰減。或者，還可以設為低通濾波器40對放大訊號RFout1的第2高諧波成分進行衰減，並聯諧振電路60對放大訊號RFout1的第3高諧波成分進行衰減。

此外，構成低通濾波器40的電感器元件L1可以由被等效地看作為單一的電感器元件L1的複數個電感器元件的並聯連接電路構成。同樣地，構成高通濾波器50的電容器元件C2也可以由被等效地看作為單一的電容器元件C2的複數個電容器元件的並聯連接電路構成。同樣地，構成高通濾波器50的電感器元件L2還可以由被等效地看作為單一的電感器元件L2的複數個電感器元件的並聯連接電路構成。

以上所說明的實施形態用於方便理解本發明，而並不用於限定並解釋本發明。本發明在不脫離其發明思想的前提下，可以進行變更或改良，並且本發明中也包含其等效發明。即，本領域技術人員對實施形態進行了適當設計變更後得到的發明，只要具備本發明的特徵，那麼也包含在本發明的範圍中。實施形態所具備的各電路元件及其配置等並不限於例示的情況，可適當進行變更。例如，“電路元件A連接至電路元件B”不只包含電路元件A直接與電路元件B連接的情況，還包含在電路元件A與電路元件B之間經由電路元件C(例如開關元件)選擇性地確立訊號路徑的情況。此外，實施形態所具備的各電路元件只要在技術上能夠實現就可進行組合，組合這些電路元件而得到的構成只要包含本發明的特徵，那麼也包含在本發明的範圍內。

Claims

一種匹配電路，對放大輸入訊號並輸出放大訊號的放大器的輸出阻抗進行匹配，其特徵在於，具備：低通濾波器；以及高通濾波器；所述低通濾波器的接地與所述高通濾波器的接地相分離。
如申請專利範圍第1項之匹配電路，其進一步具備並聯諧振電路，所述低通濾波器對所述放大訊號的第3高諧波成分進行衰減，所述並聯諧振電路對所述放大訊號的第2高諧波成分進行衰減。
如申請專利範圍第2項之匹配電路，其中，所述低通濾波器具備對所述放大訊號的第3高諧波成分進行衰減的LC串聯諧振電路。
如申請專利範圍第1項之匹配電路，其進一步具備並聯諧振電路，所述低通濾波器對所述放大訊號的第2高諧波成分進行衰減，所述並聯諧振電路對所述放大訊號的第3高諧波成分進行衰減。
如申請專利範圍第4項之匹配電路，其中，所述低通濾波器具備對所述放大訊號的第2高諧波成分進行衰減的LC串聯諧振電路。
如申請專利範圍第1、2、4項中任一項之匹配電路，其中，所述低通濾波器具備串聯連接至所述低通濾波器的訊號線路的電感器元件、以及並聯連接在所述低通濾波器的接地與所述訊號線路之間的複數個電容器元件、亦即可等效看作為單一的電容器元件的複數個電容器元件。