JP2018195937A - 高周波フロントエンド回路 - Google Patents

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Abstract

【課題】高周波フロントエンド回路において、増幅回路によって増幅された送信信号が、受信回路の周波数帯域側に漏洩することを抑制する。
【解決手段】通信装置１００において、高周波フロントエンド回路１は、受信回路７０ａと、増幅回路１０ａを有する送信回路３０ａとを備える。増幅回路１０ａは、入力端子Ｐｉｎおよび出力端子Ｐｏｕｔと、入力端子Ｐｉｎと出力端子Ｐｏｕｔとを結ぶ経路上に設けられた増幅素子と、ＬＣ共振回路を有し、増幅素子と出力端子Ｐｏｕｔとの間に接続されたバイアス回路とを備えている。送信回路３０ａの周波数通過帯域は、受信回路７０ａの周波数通過帯域よりも低く、バイアス回路の共振周波数の値は、送信回路３０ａの周波数通過帯域幅の値よりも小さい。
【選択図】図２

Description

本発明は、受信回路と、増幅回路を有する送信回路とを備える高周波フロントエンド回路に関する。
携帯電話等の通信装置には、受信回路と送信回路とを備える高周波フロントエンド回路が設けられている。この種の高周波フロントエンド回路の送信回路一例として、特許文献１には、複数の電力増幅回路を有する送信回路が開示されている。この送信回路では、異なる周波数帯域の送信信号を、各送信信号に対応する電力増幅回路で増幅し、出力している。
特開２０１４−１１６８４４号公報
しかしながら、特許文献１に開示されている送信回路では、例えば、送信回路の周波数帯域に隣接して受信回路の周波数帯域が存在する場合に、電力増幅回路によって増幅された送信信号が、受信回路の周波数帯域側に漏洩し、受信回路の周波数特性が劣化するという問題がある。
そこで、本発明は、増幅回路によって増幅された送信信号が、受信回路の周波数帯域側に漏洩することを抑制する高周波フロントエンド回路を提供することを目的とする。
上記目的を達成するために、本発明の一態様に係る高周波フロントエンド回路は、受信回路と、増幅回路を有する送信回路とを備える高周波フロントエンド回路であって、前記増幅回路は、入力端子および出力端子と、前記入力端子と前記出力端子とを結ぶ経路上に設けられた増幅素子と、ＬＣ共振回路を有し、前記増幅素子と前記出力端子との間、および、前記入力端子と前記増幅素子との間の少なくとも一方に接続されたバイアス回路とを備え、前記送信回路の周波数通過帯域は、前記受信回路の周波数通過帯域よりも低く、前記バイアス回路の共振周波数の値は、前記送信回路の周波数通過帯域幅の値よりも小さい。
この構成によれば、送信信号の高周波数側にて発生する奇数次相互変調歪をキャンセルすることが可能となる。これにより、送信信号の高周波数側、すなわち、受信回路の周波数帯域側における漏洩電力の発生を抑制することができる。
また、本発明の一態様に係る高周波フロントエンド回路は、受信回路と、増幅回路を有する送信回路とを備える高周波フロントエンド回路であって、前記増幅回路は、入力端子および出力端子と、前記入力端子と前記出力端子とを結ぶ経路上に設けられた増幅素子と、ＬＣ共振回路を有し、前記増幅素子と前記出力端子との間、および、前記入力端子と前記増幅素子との間の少なくとも一方に接続されたバイアス回路とを備え、前記送信回路の周波数通過帯域は、前記受信回路の周波数通過帯域よりも高く、前記バイアス回路の共振周波数の値は、前記送信回路の周波数通過帯域幅の値よりも大きい。
この構成によれば、送信信号の低周波数側にて発生する奇数次相互変調歪をキャンセルすることが可能となる。これにより、送信信号の低周波数側、すなわち、受信回路の周波数帯域側における漏洩電力の発生を抑制することができる。
また、前記バイアス回路は、前記増幅素子と前記出力端子の間に接続されていてもよい。
これによれば、増幅回路から出力される信号に対してバイアス回路による作用を施すことができ、受信回路の周波数帯域側における漏洩電力の発生を効率的に抑制することができる。
また、さらに、前記増幅素子と前記出力端子とを結ぶ経路上に、出力整合回路を備え、前記バイアス回路は、前記増幅素子と前記出力整合回路との間に接続されていてもよい。
これによれば、増幅回路から出力された信号を、出力先の回路または素子と整合した状態で出力することが可能となる。
また、本発明の一態様に係る高周波フロントエンド回路は、受信回路と、多段接続された複数の増幅回路を有する送信回路とを備える高周波フロントエンド回路であって、前記複数の増幅回路のうち前記送信回路の出力側に最も近い増幅回路は、前述した段落にて示したいずれかの増幅回路である。
これによれば、複数の増幅回路のうち、最も後段に位置する増幅回路から出力される信号に対して、バイアス回路による作用を施すことができ、受信回路の周波数帯域側における漏洩電力の発生を効率的に抑制することができる。
また、前記複数の増幅回路のそれぞれは、前述した段落にて示したいずれかの増幅回路であってもよい。
このように、増幅回路のそれぞれにバイアス回路を設けることで、漏洩電力の発生を抑制するための制御因子を増やすことができ、漏洩電力の発生を精度よく抑制することができる。
本発明の高周波フロントエンド回路は、増幅回路によって増幅された送信信号が、受信回路の周波数帯域側に漏洩することを抑制できる。
比較例における高周波フロントエンド回路の送信回路の出力信号スペクトラムを示す模式図である。 実施の形態１に係る高周波フロントエンド回路の機能ブロック構成図である。 実施の形態１に係る高周波フロントエンド回路の送信回路に含まれる増幅回路の回路構成図である。 実施の形態１の増幅回路に含まれるバイアス回路のインピーダンス特性を示す模式図である。 実施の形態１の送信回路の出力信号スペクトラムを示す模式図である。 実施の形態２に係る高周波フロントエンド回路の機能ブロック構成図である。 実施の形態２に係る高周波フロントエンド回路の送信回路に含まれる増幅回路の回路構成図である。 実施の形態２の増幅回路に含まれるバイアス回路のインピーダンス特性を示す模式図である。 実施の形態２の送信回路の出力信号スペクトラムを示す模式図である。 実施の形態３に係る高周波フロントエンド回路の機能ブロック構成図である。 実施の形態４における増幅回路の回路構成図である。 その他の形態における増幅回路の回路構成図である。
まず、比較例の高周波フロントエンド回路を例示しながら説明する。
比較例の高周波フロントエンド回路は、受信回路と、増幅回路を有する送信回路とを備えている（図示省略）。比較例の高周波フロントエンド回路は、送信回路の周波数通過帯域が、受信回路の周波数通過帯域よりも低周波数側となるように設定されている。
図１は、比較例における高周波フロントエンド回路の送信回路の出力信号スペクトラムを示す模式図である。図１には、周波数通過帯域幅Δｆを有する送信回路の変調信号を増幅回路で増幅した場合の出力信号が表わされている。
一般に、送信回路の出力信号スペクトラムは、図１に示すように、送信信号の周波数通過帯域を基準として高周波数側と低周波数側とで対称となるように設定される。しかしながら、送信回路における増幅回路の入出力特性は非直線性を有しており、送信回路において使用する電力が大きくなると非線形歪が発生し、周波数通過帯域外に漏洩電力が発生する。そのため、例えば、送信信号の周波数帯域に対して受信信号の周波数帯域が隣接している場合、上記漏洩電力が受信信号の周波数帯域に入り、受信回路の受信品質が劣化するという問題がある。
そこで、本発明の実施の形態に係る高周波フロントエンド回路では、送信回路の出力信号スペクトラムを、送信信号の周波数通過帯域を基準として高周波数側と低周波数側とで非対称となるように設定する。例えば、送信信号の周波数通過帯域外における高周波数側の電力を小さくすることで、出力信号スペクトラムを非対称とする（図５参照）。これによって、高周波数側に存在する受信信号の周波数帯域に入る漏洩電力を小さくし、受信品質の劣化を抑制することができる。以下、送信回路の出力信号スペクトラムを非対称とするための構成について説明する。
以下、本発明の実施の形態について、実施の形態および図面を用いて詳細に説明する。なお、以下で説明する実施の形態は、いずれも包括的または具体的な例を示すものである。以下の実施の形態で示される数値、形状、材料、構成要素、構成要素の配置および接続形態などは、一例であり、本発明を限定する主旨ではない。以下の実施の形態における構成要素のうち、独立請求項に記載されていない構成要素については、任意の構成要素として説明される。また、図面に示される構成要素の大きさまたは大きさの比は、必ずしも厳密ではない。
（実施の形態１）
実施形態１に係る高周波フロントエンド回路１は、例えばＬＴＥ（Long Term Evolution）規格の高周波信号（７００ＭＨｚ〜２７００ＭＨｚの信号）を送受信するための回路である。
図２は、高周波フロントエンド回路１の機能ブロック構成図である。同図には、通信装置１００と、アンテナ素子２とが示されている。
通信装置１００は、高周波フロントエンド回路１と、ＲＦ信号処理回路（ＲＦＩＣ）３と、ベースバンド信号処理回路（ＢＢＩＣ）４とを備える。高周波フロントエンド回路１は、例えば、携帯電話のフロントエンド部に配置される。
高周波フロントエンド回路１は、増幅回路１０ａおよび送信用フィルタ２０を有する送信回路３０ａと、ローノイズアンプ回路５０および受信用フィルタ６０を有する受信回路７０ａとを備える。
本実施の形態では、送信回路３０ａの周波数通過帯域は、受信回路７０ａの周波数通過帯域よりも低く設定されている。例えば、送信回路３０ａの周波数通過帯域は、７０４ＭＨｚ以上７１６ＭＨｚ以下であり、受信回路７０ａの周波数通過帯域は、７３４ＭＨｚ以上７４６ＭＨｚ以下である。
増幅回路１０ａは、ＲＦ信号処理回路３から出力された高周波送信信号を増幅し、送信用フィルタ２０に向けて出力する電力増幅器を構成する。増幅回路１０ａは本発明の要部であり、後述にて、詳細に説明する。
送信用フィルタ２０は、増幅回路１０ａから出力された送信信号を、所定の通過帯域でフィルタリングし、アンテナ端子Ｐａｎｔを介してアンテナ素子２へ出力する送信用フィルタ素子である。送信用フィルタ２０は例えばＳＡＷ（Surface Acoustic Wave）フィルタである。
受信用フィルタ６０は、アンテナ素子２で受信した受信信号をアンテナ端子Ｐａｎｔを介して入力し、所定の通過帯域でフィルタリングしてローノイズアンプ回路５０へ出力する受信用フィルタ素子である。受信用フィルタ６０は、例えばＳＡＷフィルタである。
ローノイズアンプ回路５０は、受信用フィルタ６０から出力された高周波受信信号を増幅し、ＲＦ信号処理回路３へ出力する低雑音増幅器を構成する。
ＲＦ信号処理回路３は、例えば、ＲＦＩＣ（Ｒａｄｉｏ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ Ｃｉｒｃｕｉｔ）である。ＲＦ信号処理回路３は、ベースバンド信号処理回路４から入力された送信信号をアップコンバートなどにより信号処理し、当該信号処理して生成された高周波送信信号を増幅回路１０ａへ出力する。また、ＲＦ信号処理回路３は、アンテナ素子２から受信側信号経路を介して入力された高周波受信信号を、ダウンコンバートなどにより信号処理し、当該信号処理して生成された受信信号をベースバンド信号処理回路４へ出力する。
ベースバンド信号処理回路４は、高周波フロントエンド回路１における高周波信号よりも低周波の中間周波数帯域を用いて信号処理する回路である。
図３は、高周波フロントエンド回路１の送信回路３０ａに含まれる増幅回路１０ａの回路構成図である。
増幅回路１０ａは、入力端子Ｐｉｎと、入力整合回路１４と、増幅素子Ｔｒと、バイアス回路１３ａと、出力整合回路１５と、出力端子Ｐｏｕｔとを有している。
増幅素子Ｔｒは、入力端子Ｐｉｎと出力端子Ｐｏｕｔとを結ぶ経路上に設けられている。増幅素子Ｔｒは、入力端子Ｐｉｎ側から入力された送信信号を増幅して出力端子Ｐｏｕt側へ出力する電力増幅素子であり、例えば、ヘテロバイポーラトランジスタまたは電界効果型トランジスタである。
入力整合回路１４は、入力端子Ｐｉｎと増幅素子Ｔｒとを結ぶ経路上に設けられている。入力整合回路１４は、ＲＦ信号処理回路３側と増幅素子Ｔｒ側とのインピーダンスを整合する回路であり、例えば、キャパシタおよびインダクタを有している。
出力整合回路１５は、増幅素子Ｔｒと出力端子Ｐｏｕｔとを結ぶ経路上に設けられている。出力整合回路１５は、増幅素子Ｔｒ側と送信用フィルタ２０側とインピーダンスを整合する回路であり、例えば、キャパシタおよびインダクタを有している。
バイアス回路１３ａは、増幅素子Ｔｒと出力整合回路１５との間に位置する接続点ｃｐに接続され、増幅素子Ｔｒにバイアス電圧を供給する回路である。バイアス回路１３ａは、インダクタＬ１とキャパシタＣ１とが直列接続されることで構成されたＬＣ共振回路ＬＣ１を有している。ＬＣ共振回路ＬＣ１のインダクタＬ１は接続点ｃｐに接続され、キャパシタＣ１はグランドに接続され、インダクタＬ１とキャパシタＣ１との間には電源電圧Ｖｃｃが供給される。
図４は、増幅回路１０ａに含まれるバイアス回路１３ａのインピーダンス特性を示す模式図である。図５は、送信回路３０ａの出力信号スペクトラムを示す模式図である。なお、図４および図５において、送信信号の周波数通過帯域幅Δｆは、Δｆ＝ｆ２−ｆ１である。以下、周波数通過帯域幅Δｆを帯域幅Δｆと呼ぶ。
ＬＣ共振回路ＬＣ１を有するバイアス回路１３ａの共振周波数ｆｒは、ｆｒ＝１／（２π√ＬＣ）で表わされる。そのため図４に示すように、バイアス回路１３ａのインピーダンスは、共振周波数ｆｒにて最小となり、共振周波数ｆｒよりも高い周波数側に向かうにしたがって右上がりとなる。
本実施の形態では、バイアス回路１３ａの共振周波数ｆｒの値が、送信回路３０ａの帯域幅Δｆの値よりも小さくなるように設定される。言い換えれば、帯域幅Δｆの値は共振周波数ｆｒの値よりも大きく、バイアス回路１３ａのインピーダンスは、インダクタ成分が支配的となった状態にて大きな値をとる。バイアス回路１３ａにおいてこのようなインピーダンス設定をすることで、送信信号の周波数通過帯域外の低周波数側（例えば、ｆ２−ｆ１）にて発生する偶数次歪成分を、送信信号の高周波数側（例えば、２ｆ２−ｆ１）にて発生する奇数次相互変調歪に重畳することが可能となる。この歪成分の利用により、送信信号の奇数次相互変調歪がキャンセルされ、図５に示すように、送信信号の高周波数側に発生する漏洩電力を抑制することができる。
例えば、共振周波数ｆｒの値と帯域幅Δｆの値とを同じ値にした場合は、図１に示すように出力信号スペクトラムは対称となって表れ、送信信号の高周波数側にて発生する漏洩電力が大きくなる。それに対し、本実施の形態のように、共振周波数ｆｒの値を帯域幅Δｆの値よりも小くした場合は、送信信号の高周波数側の奇数次相互変調歪がキャンセルされ、出力信号スペクトラムは非対称となって表れる。これにより、送信信号の高周波数側に存在する受信信号の周波数帯域にて発生する漏洩電力を抑制することができる。
すなわち、本実施の形態に係る高周波フロントエンド回路１は、受信回路７０ａと、増幅回路１０ａを有する送信回路３０ａとを備え、増幅回路１０ａは、入力端子Ｐｉｎおよび出力端子Ｐｏｕｔと、入力端子Ｐｉｎと出力端子Ｐｏｕｔとを結ぶ経路上に設けられた増幅素子Ｔｒと、ＬＣ共振回路ＬＣ１を有し、増幅素子Ｔｒと出力端子Ｐｏｕｔとの間に接続されたバイアス回路１３ａとを備えている。そして、送信回路３０ａの周波数通過帯域は、受信回路７０ａの周波数通過帯域よりも低く、バイアス回路１３ａの共振周波数ｆｒの値は、送信回路３０ａの帯域幅Δｆの値よりも小さい。
高周波フロントエンド回路１が上記構成を有することで、送信信号の周波数通過帯域外の低周波数側にて発生する偶数次歪成分を利用して、送信信号の高周波数側にて発生する奇数次相互変調歪をキャンセルすることが可能となる。これにより、送信信号の高周波数側、すなわち、受信回路の周波数帯域側における漏洩電力の発生を抑制することができる。
（実施の形態２）
実施の形態２に係る高周波フロントエンド回路１Ａでは、送信信号の周波数帯域に対して受信信号の周波数帯域が低周波数側に存在するように設定されている。
図６は、高周波フロントエンド回路１Ａの機能ブロック構成図である。同図には、通信装置１００と、アンテナ素子２とが示されている。
通信装置１００は、高周波フロントエンド回路１Ａと、ＲＦ信号処理回路（ＲＦＩＣ）３と、ベースバンド信号処理回路（ＢＢＩＣ）４とを備える。高周波フロントエンド回路１Ａは、例えば、携帯電話のフロントエンド部に配置される。
高周波フロントエンド回路１Ａは、増幅回路１０ｂおよび送信用フィルタ２０を有する送信回路３０ｂと、ローノイズアンプ回路５０および受信用フィルタ６０を有する受信回路７０ｂとを備える。
本実施の形態では、送信回路３０ｂの周波数通過帯域は、受信回路７０ｂの周波数通過帯域よりも高く設定されている。具体的には、高周波フロントエンド回路１Ａでは、送信信号の周波数帯域に対して受信信号の周波数帯域が低周波数側に隣接して存在している。
増幅回路１０ｂは、ＲＦ信号処理回路３から出力された高周波送信信号を増幅し、送信用フィルタ２０に向けて出力する電力増幅回路である。
送信用フィルタ２０は、増幅回路１０ｂから出力された送信信号を、所定の通過帯域でフィルタリングし、アンテナ端子Ｐａｎｔを介してアンテナ素子２へ出力する送信用フィルタ素子である。
受信用フィルタ６０は、アンテナ素子２で受信した受信信号をアンテナ端子Ｐａｎｔを介して入力し、所定の通過帯域でフィルタリングしてローノイズアンプ回路５０へ出力する受信用フィルタ素子である。
ローノイズアンプ回路５０は、受信用フィルタ６０から出力された高周波受信信号を増幅し、ＲＦ信号処理回路３へ出力する高周波増幅回路である。
ＲＦ信号処理回路３は、ベースバンド信号処理回路４から入力された送信信号をアップコンバートなどにより信号処理し、当該信号処理して生成された高周波送信信号を増幅回路１０ｂへ出力する。また、ＲＦ信号処理回路３は、アンテナ素子２から受信側信号経路を介して入力された高周波受信信号を、ダウンコンバートなどにより信号処理し、当該信号処理して生成された受信信号をベースバンド信号処理回路４へ出力する。
ベースバンド信号処理回路４は、高周波フロントエンド回路１Ａにおける高周波信号よりも低周波の中間周波数帯域を用いて信号処理する回路である。
図７は、高周波フロントエンド回路１Ａの送信回路３０ｂに含まれる増幅回路１０ｂの回路構成図である。
増幅回路１０ｂは、入力端子Ｐｉｎと、入力整合回路１４と、増幅素子Ｔｒと、バイアス回路１３ｂと、出力整合回路１５と、出力端子Ｐｏｕｔとを有している。
増幅素子Ｔｒは、入力端子Ｐｉｎと出力端子Ｐｏｕｔとを結ぶ経路上に設けられている。増幅素子Ｔｒは、入力端子Ｐｉｎ側から入力された送信信号を増幅して出力端子Ｐｏｕt側へ出力する電力増幅素子である。
入力整合回路１４は、入力端子Ｐｉｎと増幅素子Ｔｒとを結ぶ経路上に設けられている。入力整合回路１４は、ＲＦ信号処理回路３側と増幅素子Ｔｒ側とのインピーダンスを整合する回路である。
出力整合回路１５は、増幅素子Ｔｒと出力端子Ｐｏｕｔとを結ぶ経路上に設けられている。出力整合回路１５は、増幅素子Ｔｒ側と送信用フィルタ２０側とインピーダンスを整合する回路である。
バイアス回路１３ｂは、増幅素子Ｔｒと出力整合回路１５との間に位置する接続点ｃｐに接続され、増幅素子Ｔｒにバイアス電圧を供給する回路である。バイアス回路１３ｂは、インダクタＬ２とキャパシタＣ２とが直列接続されることで構成されたＬＣ共振回路ＬＣ２を有している。ＬＣ共振回路ＬＣ２のインダクタＬ２は接続点ｃｐに接続され、キャパシタＣ２はグランドに接続され、インダクタＬ２とキャパシタＣ２との間には電源電圧Ｖｃｃが供給される。
図８は、増幅回路１０ｂに含まれるバイアス回路１３ｂのインピーダンス特性を示す模式図である。図９は、送信回路３０ｂの出力信号スペクトラムを示す模式図である。なお、図８および図９において、送信信号の帯域幅Δｆは、Δｆ＝ｆ２−ｆ１である。
ＬＣ共振回路ＬＣ２を有するバイアス回路１３ｂの共振周波数ｆｒは、ｆｒ＝１／（２π√ＬＣ）で表わされる。そのため図８に示すように、バイアス回路１３ｂのインピーダンスは、共振周波数ｆｒにて最小となり、共振周波数ｆｒよりも低い周波数側に向かうにしたがって左上がりとなる。
本実施の形態では、バイアス回路１３ｂの共振周波数ｆｒの値が、送信回路３０ｂの帯域幅Δｆの値よりも大きくなるように設定される。言い換えれば、帯域幅Δｆの値は共振周波数ｆｒの値よりも小さく、バイアス回路１３ｂのインピーダンスは、キャパシタ成分が支配的となった状態にて大きな値をとる。バイアス回路１３ｂにおいてこのようにインピーダンス設定することで、送信信号の周波数通過帯域外の低周波数側（例えば、ｆ２−ｆ１）にて発生する偶数次歪成分を、送信信号の低周波数側（例えば、２ｆ１−ｆ２）にて発生する奇数次相互変調歪に重畳することが可能となる。この歪成分の利用により、送信信号の低周波数側の奇数次相互変調歪がキャンセルされ、図９に示すように、送信信号の低周波数側に発生する漏洩電力を抑制することができる。
例えば、共振周波数ｆｒの値と帯域幅Δｆの値とを同じ値にした場合は、図１に示すように出力信号スペクトラムは対称となって表れ、送信信号の低周波数側にて発生する漏洩電力が大きくなる。それに対し、本実施の形態のように、共振周波数ｆｒの値を帯域幅Δｆの値よりも大きくした場合は、送信信号の低周波数側にて発生する奇数次相互変調歪がキャンセルされ、出力信号スペクトラムは非対称となって表れる。これにより、送信信号の低周波数側に存在する受信信号の周波数帯域にて発生する漏洩電力を抑制することができる。
すなわち、本実施の形態に係る高周波フロントエンド回路１Ａは、受信回路７０ｂと、増幅回路１０ｂを有する送信回路３０ｂとを備え、増幅回路１０ｂは、入力端子Ｐｉｎおよび出力端子Ｐｏｕｔと、入力端子Ｐｉｎと出力端子Ｐｏｕｔとを結ぶ経路上に設けられた増幅素子Ｔｒと、ＬＣ共振回路ＬＣ２を有し、増幅素子Ｔｒと出力端子Ｐｏｕｔとの間に接続されたバイアス回路１３ｂとを備えている。そして、送信回路３０ｂの周波数通過帯域は、受信回路７０ｂの周波数通過帯域よりも高く、バイアス回路１３ｂの共振周波数ｆｒの値は、送信回路３０ｂの帯域幅Δｆの値よりも大きい。
高周波フロントエンド回路１Ａが上記構成を有することで、送信信号の周波数通過帯域外の低周波数側にて発生する偶数次歪成分を利用して、送信信号の低周波数側にて発生する奇数次相互変調歪をキャンセルすることが可能となる。これにより、送信信号の低周波数側、すなわち、受信回路の周波数帯域側における漏洩電力の発生を抑制することができる。
（実施の形態３）
実施の形態３に係る高周波フロントエンド回路１Ｂは、実施の形態１に示す高周波フロントエンド回路１の回路構成と、実施の形態２に示す高周波フロントエンド回路１Ａの回路構成とを有し、マルチバンド化に対応する構成となっている。
図１０は、高周波フロントエンド回路１Ｂの機能ブロック構成図である。
高周波フロントエンド回路１Ｂは、実施の形態１の送信回路３０ａおよび受信回路７０ａと、実施の形態２の送信回路３０ｂおよび受信回路７０ｂとを備える。
実施の形態３では、送信回路３０ａの周波数通過帯域は、受信回路７０ａの周波数通過帯域よりも低く設定され、また、送信回路３０ｂの周波数通過帯域は、受信回路７０ｂの周波数通過帯域よりも高く設定されている。
また、高周波フロントエンド回路１Ｂは、スイッチＳＷ１およびＳＷ２を備える。スイッチＳＷ１は、送信回路３０ａの増幅回路１０ａと送信用フィルタ２０とを結ぶ経路上、および、送信回路３０ｂの増幅回路１０ｂと送信用フィルタ２０とを結ぶ経路上に設けられている。スイッチＳＷ２は、送信回路３０ａの送信用フィルタ２０および受信回路７０ａの受信用フィルタ６０で構成されるデュプレクサとアンテナ端子Ｐａｎtとを結ぶ経路上、ならびに、送信回路３０ｂの送信用フィルタ２０および受信回路７０ｂの受信用フィルタ６０で構成されるデュプレクサとアンテナ端子Ｐａｎｔとを結ぶ経路上に設けられている。
スイッチＳＷ２およびスイッチＳｗ１のそれぞれを切り替えることで、送信回路３０ａおよび受信回路７０ａ、ならびに、送信回路３０ｂおよび受信回路７０ｂのうちのいずれか一方が選択される。選択された送信回路および受信回路は、高周波フロントエンド回路１Ｂでの帯域処理回路として使用される。これらの切り替えは、例えば、高周波フロントエンド回路１Ｂに実装される制御ＩＣからの制御信号に基づいて行われる。
本実施の形態では、送信回路３０ａの周波数通過帯域が受信回路７０ａの周波数通過帯域よりも低く、増幅回路１０ａのバイアス回路１３ａの共振周波数ｆｒの値が、送信回路３０ａの帯域幅Δｆの値よりも小さくなっている。これにより、スイッチＳＷ１およびＳＷ２によって、送信回路３０ａおよび受信回路７０ａが選択された場合には、送信信号の周波数帯域の高周波数側における漏洩電力の発生を抑制することができる。
また、本実施の形態では、送信回路３０ｂの周波数通過帯域が受信回路７０ｂの周波数通過帯域よりも高く、増幅回路１０ｂのバイアス回路１３ｂの共振周波数ｆｒの値が、送信回路３０ｂの帯域幅Δｆの値よりも大きくなっている。これにより、スイッチＳＷ１およびＳＷ２によって、送信回路３０ｂおよび受信回路７０ｂが選択された場合には、送信信号の周波数帯域の低周波数側における漏洩電力の発生を抑制することができる。
（実施の形態４）
実施の形態４に係る高周波フロントエンド回路１は、増幅回路１０Ａが多段の増幅回路で構成されている。
図１１は、実施の形態４における増幅回路１０Ａの回路構成図である。
増幅回路１０Ａは、多段接続された増幅回路１０ａおよび増幅回路１０ｃを有する。増幅回路１０ｃは、増幅回路１０ａよりも後段に位置している。
増幅回路１０ｃは、入力端子Ｐｉｎと、入力整合回路１４と、増幅素子Ｔｒと、バイアス回路１３ｃと、出力整合回路１５と、出力端子Ｐｏｕｔとを有している。増幅回路１０ｃの入力端子Ｐｉｎは、前段に位置する増幅回路１０ａの出力端子Ｐｏｕｔに接続される。増幅回路１０ｃの出力端子Ｐｏｕｔは、送信用フィルタ２０に接続される。なお、増幅回路１０ａの出力整合回路１５と増幅回路１０ｃの入力整合回路１４とを、いずれか一方ににまとめて整合回路を形成してもよい。
バイアス回路１３ｃは、増幅素子Ｔｒと出力整合回路１５との間に位置する接続点ｃｐに接続され、増幅素子Ｔｒにバイアス電圧を供給する。バイアス回路１３ｃは、インダクタＬ３とキャパシタＣ３とが直列接続されることで構成されたＬＣ共振回路ＬＣ３を有している。ＬＣ共振回路ＬＣ３のインダクタＬ３は接続点ｃｐに接続され、キャパシタＣ３はグランドに接続され、インダクタＬ３とキャパシタＣ３との間には電源電圧Ｖｃｃが供給される。バイアス回路１３ｃは、送信回路３０ａの出力側に最も近い位置に設けられている。
本実施の形態に係る高周波フロントエンド回路１は、受信回路７０ａと、増幅回路１０Ａを有する送信回路３０ａとを備える。増幅回路１０Ａは、多段接続された増幅回路１０ａおよび増幅回路１０ｃで構成されている。そして、送信回路３０ａの周波数通過帯域は、受信回路７０ａの周波数通過帯域よりも低く、バイアス回路１３ａの共振周波数ｆｒの値は、送信回路３０ａの周波数通過帯域幅Δｆの値よりも大きい。また、バイアス回路１３ｃの共振周波数ｆｒの値は、送信回路３０ａの帯域幅Δｆの値よりも大きい。
高周波フロントエンド回路１が上記構成を有することで、送信信号の周波数通過帯域外の低周波数側にて発生する偶数次歪成分を利用して、送信信号の高周波数側にて発生する奇数次相互変調歪をキャンセルすることが可能となる。これにより、送信信号の高周波数側、すなわち、受信回路の周波数帯域側における漏洩電力の発生を抑制することができる。
（その他の形態など）
以上、本発明の実施の形態に係る高周波フロントエンド回路１、１Ａ、１Ｂについて説明したが、本発明は、上記実施の形態には限定されない。例えば上記実施の形態に次のような変形を施した態様も、本発明に含まれ得る。
例えば、図１２に示す増幅回路１０ｄのように、バイアス回路１３ａは増幅素子Ｔｒの入力側に設けられていてもよい。具体的には、バイアス回路１３ａが、入力整合回路１４と増幅素子Ｔｒとの間に位置する接続点ｃｐ１に接続されていてもよい。インダクタＬ１とキャパシタＣ１との間には入力側バイアス電圧Ｖｂが供給される。この増幅回路１０ｄを高周波フロントエンド回路１の増幅回路１０ａに替えて用いた場合でも、実施の形態１に準ずる効果を得ることができる。
また、図３に示すバイアス回路１３ａでは、ＬＣ共振回路ＬＣ１におけるインダクタＬ１とキャパシタＣ１とが直列接続されているが、それに限られず、インダクタＬ１とキャパシタＣ１が並列接続されることでＬＣ共振回路が構成されてもよい。
また、高周波フロントエンド回路１〜１Ｂは、ＬＴＥ規格以外の規格（例えばＷ−ＣＤＭＡ規格）で信号を送受信する送信回路および受信回路を備えてもよい。また、送信用フィルタおよび受信用フィルタは、ＳＡＷフィルタに限られず、ＢＡＷ（Bulk Acoustic Wave）フィルタであってもよい。
本発明は、増幅回路によって増幅された送信信号が、隣接する周波数帯域に漏洩することを抑制できる高周波フロントエンド回路として、携帯電話および基地局などの通信機器に広く利用できる。
１、１Ａ、１Ｂ 高周波フロントエンド回路
２ アンテナ素子
３ ＲＦ信号処理回路
４ ベースバンド信号処理回路
１０ａ、１０ｂ、１０ｃ、１０Ａ、１０Ｂ 増幅回路
１３ａ、１３ｂ、１３ｃ バイアス回路
１４ 入力整合回路
１５ 出力整合回路
２０ 送信用フィルタ
３０ａ、３０ｂ 送信回路
５０ ローノイズアンプ回路
６０ 受信用フィルタ
７０ａ、７０ｂ 受信回路
１００ 通信装置
ｆｒ 共振周波数
Δｆ 周波数通過帯域幅
Ｃ１、Ｃ２、Ｃ３ キャパシタ
Ｌ１、Ｌ２、Ｌ３ インダクタ
ＬＣ１、ＬＣ２、ＬＣ３ ＬＣ共振回路
ｃｐ、ｃｐ１ 接続点
Ｐｉｎ 入力端子
Ｐｏｕｔ 出力端子
Ｐａｎｔ アンテナ端子
ＳＷ１、ＳＷ２ スイッチ
Ｔｒ 増幅素子
Ｖｃｃ 電源電圧

Claims (6)

  1. 受信回路と、増幅回路を有する送信回路とを備える高周波フロントエンド回路であって、
    前記増幅回路は、
    入力端子および出力端子と、
    前記入力端子と前記出力端子とを結ぶ経路上に設けられた増幅素子と、
    ＬＣ共振回路を有し、前記増幅素子と前記出力端子との間、および、前記入力端子と前記増幅素子との間の少なくとも一方に接続されたバイアス回路と
    を備え、
    前記送信回路の周波数通過帯域は、前記受信回路の周波数通過帯域よりも低く、
    前記バイアス回路の共振周波数の値は、前記送信回路の周波数通過帯域幅の値よりも小さい
    高周波フロントエンド回路。
  2. 受信回路と、増幅回路を有する送信回路とを備える高周波フロントエンド回路であって、
    前記増幅回路は、
    入力端子および出力端子と、
    前記入力端子と前記出力端子とを結ぶ経路上に設けられた増幅素子と、
    ＬＣ共振回路を有し、前記増幅素子と前記出力端子との間、および、前記入力端子と前記増幅素子との間の少なくとも一方に接続されたバイアス回路と
    を備え、
    前記送信回路の周波数通過帯域は、前記受信回路の周波数通過帯域よりも高く、
    前記バイアス回路の共振周波数の値は、前記送信回路の周波数通過帯域幅の値よりも大きい
    高周波フロントエンド回路。
  3. 前記バイアス回路は、前記増幅素子と前記出力端子の間に接続されている
    請求項１または２に記載の高周波フロントエンド回路。
  4. さらに、
    前記増幅素子と前記出力端子とを結ぶ経路上に、出力整合回路を備え、
    前記バイアス回路は、前記増幅素子と前記出力整合回路との間に接続されている
    請求項３に記載の高周波フロントエンド回路。
  5. 受信回路と、多段接続された複数の増幅回路を有する送信回路とを備える高周波フロントエンド回路であって、
    前記複数の増幅回路のうち前記送信回路の出力側に最も近い増幅回路は、請求項１〜４のいずれか１項に記載の増幅回路である
    高周波フロントエンド回路。
  6. 前記複数の増幅回路のそれぞれは、請求項１〜４のいずれか１項に記載の増幅回路である
    請求項５に記載の高周波フロントエンド回路。
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