JP6590019B2 - 高周波フロントエンド回路 - Google Patents

Description

本発明は、高周波信号の送受信を行う高周波フロントエンド回路に関する。

従来、各種の高周波フロントエンド回路が考案されている。このような高周波フロントエンド回路には、特許文献１に示すように、送信フィルタと受信フィルタとを組合せたデュプレクサを備えたものがある。

デュプレクサでは、送信フィルタの受信フィルタの一方端同士は接続されて共通端子化されており、当該共通端子は、アンテナもしくはアンテナ側の回路に接続されている。送信フィルタの他方端は送信回路に接続され、受信フィルタの他方端は、受信回路に接続されている。

このような高周波フロントエンド回路では、送信フィルタと受信フィルタが接続されているので、送信信号が受信フィルタ側に回り込むことを抑制するため、送信信号の基本周波数において、送信フィルタ側から受信フィルタ側を見て開放になるように、インピーダンスが設定されている。

特開２００４−１２０２９５号公報

しかしながら、従来の高周波フロントエンド回路では、上述のように送信フィルタと受信フィルタとの間でアイソレーションを確保していても、受信フィルタに接続する受信回路における受信感度劣化が生じることが分かった。

したがって、本発明の目的は、受信感度劣化を抑制することができる高周波フロントエンド回路を提供することにある。

この発明の高周波フロントエンド回路では、分波回路、パワーアンプ、および位相調整回路を備える。分波回路は、第１送信信号の基本周波数帯域が通過帯域内に設定されている第１送信フィルタ、第１送信信号とは異なる第２送信信号の基本周波数帯域が通過帯域内に設定されている第２送信フィルタ、および第１受信信号の基本周波数帯域が通過帯域内に設定されている受信フィルタを備え、第１送信フィルタ、第２送信フィルタおよび受信フィルタの一方端が接続されている。パワーアンプは、第１送信フィルタの他方端および第２送信フィルタの他方端にそれぞれ接続されている。位相調整回路は、パワーアンプと第２送信フィルタとの間に接続されているか、または、第２送信フィルタに含まれている。第２送信信号の高調波周波数と第１受信信号の基本周波数とが近接している。

そして、位相調整回路は、次に示すように位相調整を行う。スミスチャートを、純抵抗を示す第１ラインと、該スミスチャートの外周における位相が９０°になる点と基準インピーダンスの点とを結ぶ第２ラインとによって四つに象限に分割する。位相調整回路は、第２送信信号の高調波周波数において、第２送信フィルタから見たパワーアンプの位相が入る象限と、パワーアンプから第２送信フィルタを見た位相が入る象限とが、共役の関係にならないようにする。

この構成では、パワーアンプと第２送信フィルタとの間で、第２送信信号の高調波周波数において、インピーダンスを不整合にしやすい。したがって、受信信号の基本周波数に近接する周波数を有する第２送信信号の高調波信号が受信フィルタ側に回り込むことが抑制される。

この発明によれば、受信信号帯域に対しても確実に送信側と受信側との間のアイソレーションを確保することができ、受信感度劣化を抑制することができる。

本発明の第１の実施形態に係る高周波フロントエンド回路のブロック図である。 本発明の第１の実施形態に係る高周波フロントエンド回路の原理を説明するためのスミスチャートである。 本発明の第１の実施形態に係る位相調整回路の一例を示す等価回路図である。 本発明の第１の実施形態に係る高周波フロントエンド回路を用いた場合と用いない場合の受信感度劣化率の特性を示すグラフである。 本発明の第１の実施形態に係る位相調整回路の別態様を示す等価回路図である。 本発明の第１の実施形態に係る高周波フロントエンド回路の別の態様の原理を説明するためのスミスチャートである。 本発明の第２の実施形態に係るフロントエンド回路のブロック図である。 本発明の第２の実施形態に係る位相調整回路付きＴｘフィルタの等価回路図である。 本発明の第３の実施形態に係る高周波フロントエンド回路のブロック図である。 本発明の第３の実施形態に係る高周波フロントエンド回路の原理を説明するためのスミスチャートである。

本発明の第１の実施形態に係る高周波フロントエンド回路について、図を参照して説明する。図１は、本発明の第１の実施形態に係る高周波フロントエンド回路のブロック図である。

図１に示すように、高周波フロントエンド回路１０は、デュプレクサ２０、位相調整回路３０、およびパワーアンプＰＡを備える。デュプレクサ２０は、本願発明の「送信フィルタ」に対応するＴｘフィルタ２１、および、本願発明の「受信フィルタ」に対応するＲｘフィルタ２２を備える。

Ｔｘフィルタ２１の一方端とＲｘフィルタ２２の一方端とは、共通の接続点に接続されている。この接続点は、アンテナもしくはアンテナ側の回路（図示しない）に接続されている。このアンテナは、Ｔｘフィルタ２１を通過した送信信号を外部に送信し、外部からの受信信号を受信する。

Ｔｘフィルタ２１の通過帯域内に、所定の通信規格の送信信号の基本周波数が位置している。Ｔｘフィルタ２１は、所定の通信規格の受信信号の周波数に対しては所定の減衰量を得られるように設定されている。

Ｒｘフィルタ２２の通過帯域内に、所定の通信規格の受信信号の基本周波数が位置している。Ｒｘフィルタ２２の他方端は、受信回路９０のローノイズアンプＬＮＡに接続されている。この際、Ｒｘフィルタ２２とローノイズアンプＬＮＡとの間に、受信信号の周波数でインピーダンス整合を行う整合回路を備えてもよい。

Ｔｘフィルタ２１の他方端は、位相調整回路３０を介して、パワーアンプＰＡの出力端に接続されている。なお、パワーアンプＰＡの入力端は、送信信号生成回路（図示しない）に接続されている。

位相調整回路３０は、送信信号の基本周波数帯域におけるＴｘフィルタ２１とパワーアンプＰＡとの間でのインピーダンス整合を実現する回路構成からなる。さらに、位相調整回路３０は、次に示す原理により、回路構成が実現される。図２は、本発明の第１の実施形態に係る高周波フロントエンド回路の原理を説明するためのスミスチャートである。

図２に示すように、本発明の高周波フロントエンド回路１０では、スミスチャートを、次に示す４つの象限に区切り、当該４つの象限のいずれの象限にインピーダンスが存在するかを利用して、位相調整を行っている。なお、図２では、規格化されたスミスチャートを記載している。すなわち、図２では、インピーダンス５０Ωがインピーダンス１となるように記載されている。

まず、スミスチャートの象限の区切り方について説明する。スミスチャートにおける純抵抗ライン、すなわち、図２におけるインピーダンス０の点からインピーダンス１の点（基準インピーダンスの点）を通り、インピーダンス∞の点にいたるラインを第１ラインとする。次に、スミスチャートの外周における位相が９０°となる二点、およびインピーダンスが１の点（基準インピーダンスの点）を通るラインを第２ラインとする。これら直交する第１ラインと第２ラインとによって区分される４つの領域を第１、第２、第３、第４象限する。そして、第１象限は、誘導性リアクタンスを有し、インピーダンスが大きな領域であり、第２象限は、誘導性リアクタンスを有し、インピーダンスが小さな領域である。第３象限は、容量性リアクタンスを有し、インピーダンスが小さな領域であり、第４象限は、容量性リアクタンスを有し、インピーダンスが大きな領域である。

図２において、ＺＲＸ（ｆｒ０）は、位相調整回路３０を用いない状態での受信信号の基本周波数におけるＴｘフィルタ２１からパワーアンプＰＡ側を見たインピーダンスである。ＺＴＸ（ｆｒ０）は、位相調整回路３０を用いない状態での受信信号の基本周波数におけるパワーアンプＰＡからＴｘフィルタ２１側を見たインピーダンスである。ＺＴＸｃ１（ｆｒ０）は、位相調整回路３０を用いた状態での受信信号の基本周波数におけるパワーアンプＰＡからＴｘフィルタ２１側を見た第１のインピーダンスである。ＺＴＸｃ２（ｆｒ０）は、位相調整回路３０を用いた状態での受信信号の基本周波数におけるパワーアンプＰＡからＴｘフィルタ２１側を見た第２のインピーダンスである。ＺＴＸ（ｆｔ０）は、位相調整回路３０を用いない状態での送信信号の基本周波数におけるパワーアンプＰＡからＴｘフィルタ２１側を見たインピーダンスである。ＺＴＸｃ２（ｆｔ０）は、位相調整回路３０を用いた状態での送信信号の基本周波数におけるパワーアンプＰＡからＴｘフィルタ２１側を見たインピーダンスである。

図２に示すように、位相調整回路３０は、受信信号の基本周波数において、Ｔｘフィルタ２１からパワーアンプＰＡ側を見たインピーダンスＺＲＸ（ｆｒ０）の位相と、受信信号の基本周波数におけるパワーアンプＰＡからＴｘフィルタ２１側を見たインピーダンスＺＴＸ（ｆｒ０）の位相とが、共役の象限にある場合に、位相をシフトさせる。これにより、インピーダンスＺＴＸｃ１（ｆｒ０）やインピーダンスＺＴＸｃ２（ｆｒ０）に示すように、インピーダンスＺＲＸ（ｆｒ０）のある象限に対して、共役でない象限にインピーダンスをシフトさせることができる。

これにより、受信信号の基本周波数において、パワーアンプＰＡとＴｘフィルタ２１とは、インピーダンス不整合となる。したがって、受信信号の基本周波数と同じ周波数のノイズが、パワーアンプＰＡからＴｘフィルタ２１に入力されない。この結果、当該ノイズが、Ｔｘフィルタ２１を介してＲｘフィルタ２２に流れ込まず、受信感度劣化の発生を抑制することができる。

さらに、図２に示すように、位相調整回路３０を備えることで、送信信号の基本周波数のインピーダンスを基準インピーダンス（５０Ω）に、より近づけることができる。これにより、送信信号の伝送損失をさらに低減することができ、送信特性を向上させることができる。

このような位相シフトを行うため、位相調整回路３０は、例えば、図３に示すような回路構成を有する。図３は、本発明の第１の実施形態に係る位相調整回路の一例を示す等価回路図である。

位相調整回路３０は、インダクタ３０１およびキャパシタ３０２を備える。インダクタ３０１は、パワーアンプＰＡとＴｘフィルタ２１に接続されている。キャパシタ３０２は、インダクタ３０１のＴｘフィルタ２１側と、グランドとの間に接続されている。インダクタ３０１のインダクタンスと、キャパシタ３０２のキャパシタンスは、図２に示す位相シフトを実現できるように設定されている。

なお、インダクタ３０１やキャパシタ３０２は、基板に形成した電極パターンで実現してもよく、実装型電子部品で実現してもよい。インダクタ３０１やキャパシタ３０２を電極パターンで実現する場合には、位相調整回路３０を簡素な構成にでき、ひいては高周波フロントエンド回路１０を簡素な構成で実現できる。一方、インダクタ３０１やキャパシタ３０２を実装型電子部品で実現する場合には、実装型電子部品を付け替えるだけでインダクタンスやキャパシタンスを変更できるので、インダクタンスやキャパシタンスを調整しやすい。したがって、所望とする位相シフト量を、より正確に実現することができる。

図４は、本発明の第１の実施形態に係る高周波フロントエンド回路を用いた場合と用いない場合の受信感度劣化率の特性を示すグラフである。図４の横軸は、パワーアンプＰＡが発する受信信号の基本周波数のノイズのレベルを示す。図４の縦軸は受信感度劣化率を示す。また、実線は、本実施形態に示した位相調整回路３０を有する場合を示し、破線は、本実施形態に示した位相調整回路３０を有さない場合を示す。

図４に示すように、本実施形態の構成を用いることで、受信感度劣化率を低減することができる。

なお、位相調整回路は、次に示す回路構成であってもよい。図５は、本発明の第１の実施形態に係る位相調整回路の別態様を示す等価回路図である。位相調整回路３０’は、インダクタ３０３を備える。インダクタ３０３は、パワーアンプＰＡとＴｘフィルタ２１を接続する接続ラインとグランドとの間に接続されている。

このような構成では、図６に示すように、位相のシフト方向が、図２の場合と逆になる。図６は、本発明の第１の実施形態に係る高周波フロントエンド回路の別の態様の原理を説明するためのスミスチャートである。この場合であっても、図６に示すように、受信信号の基本周波数において、Ｔｘフィルタ２１からパワーアンプＰＡ側を見たインピーダンスＺＲＸ（ｆｒ０）の位相と、受信信号の基本周波数におけるパワーアンプＰＡからＴｘフィルタ２１側を見たインピーダンスＺＴＸ（ｆｒ０）の位相とが、共役の象限にある場合に、位相をシフトさせる。これにより、インピーダンスＺＴＸｃ１’（ｆｒ０）に示すように、インピーダンスＺＲＸ（ｆｒ０）のある象限に対して、共役でない象限にインピーダンスをシフトさせることができる。

このような位相シフトを行っても、同様に受信感度劣化率を低下させることができる。

なお、受信信号の基本周波数において、Ｔｘフィルタ２１からパワーアンプＰＡ側を見たインピーダンスの位相と、パワーアンプＰＡからＴｘフィルタ２１側を見たインピーダンスの位相は、純抵抗ライン（第１ライン）に対して同じ側の象限であり、第２ラインに対して対向する象限にあることが好ましい。このような関係にすることで、受信信号の基本周波数におけるＴｘフィルタ２１とパワーアンプＰＡとのインピーダンス不整合を大きく取ることができる。したがって、Ｒｘフィルタ２２へのノイズの漏洩をより確実に抑制し、受信感度劣化率をさらに低下させることができる。

次に、本発明の第２の実施形態に係る高周波フロントエンド回路について、図を参照して説明する。図７は、本発明の第２の実施形態に係るフロントエンド回路のブロック図である。本実施形態の高周波フロントエンド回路１０Ａは、第１の実施形態に示した位相調整回路３０の機能がＴｘフィルタに含まれて、位相調整回路付きＴｘフィルタ２１Ａとして実現されている。他の構成は、第１の実施形態に係る高周波フロントエンド回路１０と同じである。したがって、第１の実施形態に係る高周波フロントエンド回路１０と異なる箇所のみを具体的に説明する。

高周波フロントエンド回路１０Ａは、デュプレクサ２０Ａ、およびパワーアンプＰＡを備える。デュプレクサ２０Ａは、位相調整回路付きＴｘフィルタ２１ＡおよびＲｘフィルタ２２を備える。位相調整回路付きＴｘフィルタ２１Ａの一方端と、Ｒｘフィルタ２２の一方端は、接続されている。位相調整回路付きＴｘフィルタ２１Ａの他方端は、パワーアンプＰＡに接続されている。

位相調整回路付きＴｘフィルタ２１Ａは、送信信号の基本周波数を通過帯域内とし、受信信号の基本周波数においてパワーアンプＰＡに対して上述のようにインピーダンス不整合となるように設定されている。言い換えれば、位相調整回路付きＴｘフィルタ２１Ａは、受信信号の基本周波数におけるパワーアンプＰＡ側を見たインピーダンスの位相が、パワーアンプＰＡから位相調整回路付きＴｘフィルタ２１Ａを見たインピーダンスの位相と少なくとも逆相にならないように設定されている。さらには、位相調整回路付きＴｘフィルタ２１Ａは、受信信号の基本周波数におけるパワーアンプＰＡ側を見たインピーダンスの位相が、パワーアンプＰＡから位相調整回路付きＴｘフィルタ２１Ａを見たインピーダンスの位相と同相になるように設定されているとよい。

具体的には、位相調整回路付きＴｘフィルタ２１Ａは、次のような回路構成からなる。図８は、本発明の第２の実施形態に係る位相調整回路付きＴｘフィルタの等価回路図である。位相調整回路付きＴｘフィルタ２１Ａは、複数の共振器２１Ａ１，２１Ａ２，２１Ａ３，２１Ａ４を備える。共振器２１Ａ１，２１Ａ２は、直列接続されており、共振器２１Ａ１はパワーアンプＰＡに接続され、共振器２１Ａ２はＲｘフィルタ２２に対する接続点に接続されている。共振器２１Ａ１のパワーアンプＰＡ側とグランドとの間には、共振器２１Ａ３が接続されている。共振器２１Ａ１，２１Ａ２を接続する接続ラインとグランドとの間には、共振器２１Ａ４が接続されている。

ここで、パワーアンプＰＡに最も近い共振器２１Ａ３の特性を調整することで、上述の受信信号の基本周波数に対するインピーダンス不整合を実現する。このような構成とすることで、より効果的に、受信信号の基本周波数におけるパワーアンプＰＡと位相調整回路付きＴｘフィルタ２１Ａとの間のインピーダンス不整合を実現できる。

このような構成を備えることで、第１の実施形態と同様に受信感度劣化率を低下させることができる。さらに、本実施形態の構成では、位相調整回路とＴｘフィルタが一体化されているので、高周波フロントエンド回路の回路構成を簡素化できる。

次に、本発明の第３の実施形態に係る高周波フロントエンド回路について、図を参照して説明する。図９は、本発明の第３の実施形態に係る高周波フロントエンド回路のブロック図である。なお、本実施形態では、第２送信信号の３次高調波周波数と、第１受信信号の基本周波数とが近接する態様を示し、第２送信信号の送信と第１受信信号の受信を同時に行うキャリアアグリゲーション（Ｃａｒｒｉｅｒ Ａｇｇｒｅｇａｔｉｏｎ）を行う場合を示す。

図９に示すように、本実施形態の高周波フロントエンド回路は、第１、第２の実施形態に示したデュプレクサ構成ではなく、トリプレクサ構成を備える。

図９に示すように、高周波フロントエンド回路１０Ｂは、トリプレクサ２０Ｂ、位相調整回路３０Ｂ、およびパワーアンプＰＡ１，ＰＡ２を備える。トリプレクサ２０Ｂは、本願発明の「第１送信フィルタ」に対応するＴｘ１フィルタ２１１、本願発明の「第２送信フィルタ」に対応するＴｘ２フィルタ２１２、および、本願発明の「第１受信フィルタ」に対応するＲｘ１フィルタ２２１を備える。

Ｔｘ１フィルタ２１１の一方端、Ｔｘ２フィルタ２１２の一方端、およびＲｘ１フィルタ２２１の一方端は、接続されている。この接続点は、アンテナもしくはアンテナ側の回路（図示しない）に接続されている。このアンテナは、Ｔｘ１フィルタ２１１もしくはＴｘ２フィルタ２１２を通過した送信信号を外部に送信し、外部からの受信信号を受信するアンテナである。

Ｔｘ１フィルタ２１１は、第１送信信号の基本周波数が通過帯域内に入るように設定されている。Ｔｘ１フィルタ２１１は、第１受信信号および第２送信信号の周波数に対しては所定の減衰量を得られるように設定されている。

Ｔｘ２フィルタ２１２は、第２送信信号の基本周波数が通過帯域内に入るように設定されている。Ｔｘ２フィルタ２１１は、第１送信信号および第１受信信号の周波数に対しては所定の減衰量を得られるように設定されている。

Ｒｘ１フィルタ２２１は、第１受信信号の基本周波数が通過帯域内に入るように設定されている。Ｒｘ１フィルタ２２１の他方端は、受信回路９０のＬＮＡに接続されている。この際、Ｒｘ１フィルタ２２１とＬＮＡとの間に、受信信号の周波数でインピーダンス整合を行う整合回路を備えてもよい。

Ｔｘ１フィルタ２１１の他方端は、パワーアンプＰＡ１の出力端に接続されている。なお、パワーアンプＰＡ１の入力端は、送信信号生成回路（図示しない）に接続されている。

Ｔｘ２フィルタ２１２の他方端は、位相調整回路３０Ｂを介して、パワーアンプＰＡ２の出力端に接続されている。なお、パワーアンプＰＡ２の入力端は、送信信号生成回路（図示しない）に接続されている。また、パワーアンプＰＡ１，ＰＡ２は、一体であってもよい。

位相調整回路３０Ｂは、第２送信信号の基本周波数帯域におけるＴｘ２フィルタ２１２とパワーアンプＰＡ２との間でのインピーダンス整合を実現する回路構成からなる。さらに、位相調整回路３０Ｂは、次に示す原理により、回路構成が実現される。図１０は、本発明の第３の実施形態に係る高周波フロントエンド回路の原理を説明するためのスミスチャートである。図１０に示すスミスチャートは、図２に示すスミスチャートと同じであり、図２と同じ概念により４つの象限に区切られている。

図１０において、ＺＲＸ１（ｆｒ０）は、位相調整回路３０Ｂを用いない状態での第１受信信号の基本周波数におけるＴｘ２フィルタ２１２からパワーアンプＰＡ２側を見たインピーダンスである。ＺＴＸ２（ｆｔ３）は、位相調整回路３０Ｂを用いない状態での第２送信信号の３次高調波周波数におけるパワーアンプＰＡ２からＴｘフィルタ２１２側を見たインピーダンスである。ＺＴＸ２ｃ１（ｆｔ３）は、位相調整回路３０Ｂを用いた状態での第２送信信号の３次高調波周波数におけるパワーアンプＰＡ２からＴｘフィルタ２１２側を見た第１のインピーダンスである。ＺＴＸ２ｃ２（ｆｔ３）は、位相調整回路３０Ｂを用いた状態での第２送信信号の３次高調波周波数におけるパワーアンプＰＡ２からＴｘフィルタ２１２側を見た第２のインピーダンスである。ＺＴＸ２（ｆｔ０）は、位相調整回路３０Ｂを用いない状態での第２送信信号の基本周波数におけるパワーアンプＰＡ２からＴｘフィルタ２１２側を見たインピーダンスである。ＺＴＸ２ｃ２（ｆｔ０）は、位相調整回路３０Ｂを用いた状態での第２送信信号の基本周波数におけるパワーアンプＰＡ２からＴｘフィルタ２１２側を見たインピーダンスである。

図１０に示すように、位相調整回路３０Ｂは、第１受信信号の基本周波数におけるＴｘフィルタ２１２からパワーアンプＰＡ２側を見たインピーダンスＺＲＸ１（ｆｒ０）の位相と、第２送信信号の３次高調波周波数におけるパワーアンプＰＡ２からＴｘフィルタ２１２側を見たインピーダンスＺＴＸ２（ｆｔ３）の位相とが、共役の象限にある場合に、インピーダンスＺＴＸ２（ｆｔ３）の位相をシフトさせる。これにより、インピーダンスＺＴＸ２ｃ１（ｆｔ３）やインピーダンスＺＴＸ２ｃ２（ｆｔ３）に示すように、インピーダンスＺＲＸ１（ｆｒ０）のある象限に対して、共役でない象限にインピーダンスをシフトさせることができる。

これにより、第１受信信号の基本周波数や第２送信信号の３次高調波周波数において、パワーアンプＰＡ２とＴｘフィルタ２１２とは、インピーダンス不整合となる。したがって、第２送信信号の３次高調波信号が、パワーアンプＰＡ２からＴｘフィルタ２１２に入力されない。この結果、第２送信信号の３次高調波信号が、Ｔｘフィルタ２１２を介してＲｘ１フィルタ２２１に流れ込まず、キャリアアグリゲーションを行っても、第１受信信号に対する受信感度劣化の発生を抑制することができる。

さらに、図１０に示すように、位相調整回路３０Ｂを備えることで、第２送信信号の基本周波数のインピーダンスを基準インピーダンス（５０Ω）に、より近づけることができる。これにより、第２送信信号の伝送損失をさらに低減することができ、送信特性を向上させることができる。

なお、上述の説明では、第１受信信号の基本周波数と第２送信信号の３次高調波周波数が近接する場合を示したが、第２送信信号の他の高調波周波数と第１受信信号の基本周波数とが近接する場合にも、上述の構成を適用できる。

このように、本実施形態の構成を用いることで、キャリアアグリゲーションを行う送信信号の高調波周波数と受信信号の基本周波数とが近接していても、受信信号の受信感度劣化率を低下させることができる。

１０，１０Ａ，１０Ｂ：高周波フロントエンド回路
２０，２０Ａ：デュプレクサ
２０Ｂ：トリプレクサ
２１：Ｔｘフィルタ
２１１：Ｔｘ１フィルタ
２１２：Ｔｘ２フィルタ
２２：Ｒｘフィルタ
２２１：Ｒｘ１フィルタ
２１Ａ：位相調整回路付きＴｘフィルタ
３０，３０’，３０Ｂ：位相調整回路
９０：受信回路
２１Ａ１，２１Ａ２，２１Ａ３，２１Ａ４：共振器
３０１，３０３：インダクタ
３０２：キャパシタ
ＰＡ，ＰＡ１，ＰＡ２：パワーアンプ

Claims (5)

1. 第１送信信号の基本周波数帯域が通過帯域内に設定されている第１送信フィルタ、前記第１送信信号とは異なる第２送信信号の基本周波数帯域が通過帯域内に設定されている第２送信フィルタ、および第１受信信号の基本周波数帯域が通過帯域内に設定されている受信フィルタを備え、前記第１送信フィルタの一方端、前記第２送信フィルタの一方端および前記受信フィルタの一方端が共通の接続点を介して電気的に接続された分波回路と、
   前記第１送信フィルタの他方端および前記第２送信フィルタの他方端にそれぞれ電気的に接続されたパワーアンプと、
   前記パワーアンプと前記第２送信フィルタとの間に接続されるか、または、前記第２送信フィルタに含まれた位相調整回路と、
   を備え、
   前記第２送信信号の高調波周波数と、前記第１受信信号の基本周波数とが近接しており、
   スミスチャートを、純抵抗を示す第１ラインと、該スミスチャートの外周における位相が９０°になる点と基準インピーダンスの点とを結ぶ第２ラインとによって四つの象限に分割して、
   前記位相調整回路は、
   前記第２送信信号の高調波周波数において、前記第２送信フィルタから見た前記パワーアンプのインピーダンスが入る象限と、前記パワーアンプから前記第２送信フィルタを見たインピーダンスが入る象限とが、共役の関係にならないように位相を調整する、
   高周波フロントエンド回路。
2. 前記位相調整回路は、
   前記第１受信信号の基本周波数において、前記第２送信フィルタから見た前記パワーアンプのインピーダンスが入る象限と、前記パワーアンプから前記第２送信フィルタを見たインピーダンスが入る象限とが、前記第２ラインを挟んで配置されるように位相調整されている、
   請求項１に記載の高周波フロントエンド回路。
3. 前記位相調整回路は、
   前記第２送信信号の基本周波数におけるインピーダンスを前記基準インピーダンスに近づけるように位相調整を行う、
   請求項１または請求項２に記載の高周波フロントエンド回路。
4. 前記位相調整回路は、
   リアクタンス成分を有する実装型電子部品を少なくとも１つ備える、
   請求項１乃至請求項３のいずれかに記載の高周波フロントエンド回路。
5. 前記位相調整回路は、
   基板に形成した電極パターンによって実現される、
   請求項１乃至請求項３のいずれかに記載の高周波フロントエンド回路。

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