KR101443963B1

KR101443963B1 - 전자 부품

Info

Publication number: KR101443963B1
Application number: KR1020120093470A
Authority: KR
Inventors: 테츠오 사지
Original assignee: 다이요 유덴 가부시키가이샤
Priority date: 2011-09-09
Filing date: 2012-08-27
Publication date: 2014-09-23
Also published as: US9041485B2; JP2013058990A; TW201312936A; US20130063224A1; CN103001655B; JP5758754B2; KR20130028656A; CN103001655A; TWI532313B

Abstract

<과제> 본 발명은 양호한 고립 특성을 확보하는 것이 가능한 전자 부품을 제공하는 것이다.
<해결 수단> 본 발명은 제1 신호의 입출력을 행하기 위한 제1 공통단(50)과, 제1 신호보다 높은 주파수를 가지는 제2 신호의 입출력을 행하기 위한 제2 공통단(52)과, 안테나(16)와 접속하기 위한 제3 공통단(54)에 접속된 제1 회로(10)와, 제1 공통단(50)과 제2 공통단(52)의 사이에 있어서 제1 회로(10)와 병렬 접속된 제2 회로(20)를 구비하고, 제3 공통단(54)은, LPF(12)와 HPF(14)의 사이에 위치하고, 제1 회로(10)는, 제1 신호를 통과시키고 또한 제2 신호를 반사하는 LPF(12), 및 제2 신호를 통과시키고 또한 제1 신호를 반사하는 HPF(14)를 포함하고, 제2 회로(20)는, 제1 송신 신호 및 제2 송신 신호를 반사하고, 제1 송신 신호 및 제2 송신 신호 각각의 일부를 통과시키고, 또한 제1 송신 신호 및 제2 송신 신호의 일부의 위상을 반전시키는 전자 부품이다.

Description

전자 부품{ELECTRONIC COMPONENT}

본 발명은 전자 부품에 관한 것이다.

최근 휴대전화 등의 통신 기기에는 음성과 함께 영상 등의 데이터를 통신하는 일이 있다. 이러한 용도에 대응하기 위해 통신 기기를 복수의 통신 방식에 대응시키는 것이 요구되고 있다. 통신 기기의 멀티밴드(multiband)화에 수반하여, 예를 들면 1대의 휴대전화 단말에는 복수의 듀플렉서(duplexer), 또는 증폭기 등의 고주파 신호에 대응한 고주파 소자가 탑재되는 일이 있다. 특허 문헌 1에는 수신 필터와 송신 필터로 안테나를 공유하는 기술이 기재되어 있다.

일본국 특허공개 2010－41141호 공보

멀티밴드화한 소형의 통신 기기에 있어서는 복수의 송수신기 사이에 있어서 양호한 고립 특성을 확보하는 것이 어려워지고 있다. 고립 특성이 불충분한 상태로 2개 이상의 송수신 회로가 동시에 송신을 행하면, 상호 변조 왜곡이 발생하는 일이 있다. 상호 변조 왜곡은 수신 감도의 저하 등의 원인으로 되는 일이 있다. 본 발명은 상기 과제를 감안하여 이루어진 것으로 양호한 고립 특성을 확보하는 것이 가능한 전자 부품을 제공하는 것을 목적으로 한다.

일실시예에 따른 본 발명은, 주파수가 다른 제1 송신 신호와 제1 수신 신호를 포함하는 제1 신호의 입출력을 행하기 위한 제1 공통단과, 주파수가 다른 제2 송신 신호와 제2 수신 신호를 포함하고 또한 상기 제1 신호보다 높은 주파수를 가지는 제2 신호의 입출력을 행하기 위한 제2 공통단과, 안테나와 접속하기 위한 제3 공통단에 접속된 제1 회로와, 상기 제1 공통단과 상기 제2 공통단의 사이에 있어서 상기 제1 회로와 병렬 접속된 제2 회로를 구비하고, 상기 제1 회로는, 상기 제1 신호를 통과시키고 또한 상기 제2 신호를 반사하는 제1 필터, 및 상기 제2 신호를 통과시키고 또한 상기 제1 신호를 반사하는 제2 필터를 포함하고, 상기 제1 필터는 상기 제1 공통단과 상기 제2 필터의 사이에 접속되고, 상기 제2 필터는 상기 제1 필터와 상기 제2 공통단의 사이에 접속되고, 상기 제3 공통단은, 상기 제1 필터와 상기 제2 필터의 사이에 위치하고, 상기 제2 회로는, 상기 제1 송신 신호를 반사시킴과 아울러 일부를 통과시키고 또한 제2 송신 신호를 통과시키는 제1 고역 통과 필터와, 상기 제2 송신 신호를 반사시킴과 아울러 일부를 통과시키고 또한 제1 송신 신호를 통과시키는 제1 저역 통과 필터를 포함함과 아울러, 상기 제1 송신 신호 및 제2 송신 신호의 위상을 반전시키는 전자 부품이다. 본 발명에 의하면 양호한 고립 특성을 확보할 수가 있다.
다른 실시예에 따른 본 발명은, 주파수가 다른 제1 송신 신호와 제1 수신 신호를 포함하는 제1 신호의 입출력을 행하기 위한 제1 공통단과, 주파수가 다른 제2 송신 신호와 제2 수신 신호를 포함하고 또한 상기 제1 신호보다 높은 주파수를 가지는 제2 신호의 입출력을 행하기 위한 제2 공통단과, 안테나와 접속하기 위한 제3 공통단에 접속된 제1 회로와, 상기 제1 공통단과 상기 제2 공통단의 사이에 있어서 상기 제1 회로와 병렬 접속된 제2 회로를 구비하고, 상기 제1 회로는, 상기 제1 신호를 통과시키고 또한 상기 제2 신호를 반사하는 제1 필터, 및 상기 제2 신호를 통과시키고 또한 상기 제1 신호를 반사하는 제2 필터를 포함하고, 상기 제1 필터는 상기 제1 공통단과 상기 제2 필터의 사이에 접속되고, 상기 제2 필터는 상기 제1 필터와 상기 제2 공통단의 사이에 접속되고, 상기 제3 공통단은, 상기 제1 필터와 상기 제2 필터의 사이에 위치하고, 상기 제2 회로는, 상기 제1 송신 신호 및 제2 송신 신호를 반사하고, 또한 상기 제1 송신 신호 및 제2 송신 신호의 일부를 통과시키는 밴드패스 필터를 포함함과 아울러, 상기 제1 송신 신호 및 제2 송신 신호의 위상을 반전시키는 전자 부품이다. 본 발명에 의하면, 양호한 고립 특성을 확보할 수가 있다.
상기 구성에 있어서, 상기 제2 회로는 상기 제1 송신 신호 및 제2 송신 신호의 위상을 반전시키는 위상 천이 회로를 포함하고, 상기 제1 고역 통과 필터와 상기 1 저역 통과 필터와 상기 위상 천이 회로는 직렬로 접속되어 있다.

상기 구성에 있어서, 상기 제1 공통단에는 상기 제1 송신 신호와 상기 제1 수신 신호를 분파하는 제1 듀플렉서가 접속되고, 상기 제2 공통단에는 상기 제2 송신 신호와 상기 제2 수신 신호를 분파하는 제2 듀플렉서가 접속되는 구성으로 할 수가 있다.

상기 구성에 있어서, 상기 제1 공통단으로의 상기 제1 송신 신호의 입력과 상기 제1 공통단으로부터의 상기 제1 수신 신호의 출력은 동시에 행해지거나, 또는 상기 제2 공통단으로의 상기 제2 송신 신호의 입력과 상기 제2 공통단으로부터의 상기 제2 수신 신호의 출력은 동시에 행해지는 구성으로 할 수가 있다.

상기 구성에 있어서, 상기 제1 공통단으로부터 상기 제2 공통단을 향해 상기 제2 회로를 통과하는 상기 제1 송신 신호는, 상기 제1 공통단으로부터 상기 제2 공통단을 향해 상기 제1 회로를 통과하는 상기 제1 송신 신호와 비교하여 동일 크기 및 역위상을 가지고, 상기 제2 공통단으로부터 상기 제1 공통단을 향해 상기 제2 회로를 통과하는 상기 제2 송신 신호는, 상기 제2 공통단으로부터 상기 제1 공통단을 향해 상기 제1 회로를 통과하는 상기 제2 송신 신호와 비교하여 동일 크기 및 역위상을 가지는 구성으로 할 수가 있다. 이 구성에 의하면, 효과적으로 양호한 고립 특성을 확보할 수가 있다.

삭제

상기 구성에 있어서, 상기 제1 고역통과 필터는, 상기 제1 위상 천이 회로와 상기 제1 저역통과 필터의 사이에 접속되고, 상기 제1 저역통과 필터는, 상기 제2 공통단과 상기 제1 고역통과 필터의 사이에 접속되고, 상기 위상 천이 회로는 상기 제1 공통단과 상기 제1 고역통과 필터의 사이에 접속되고, 상기 제2 회로는, 상기 제1 저역통과 필터와 상기 제1 고역통과 필터의 접속점과 접지 사이에 접속된 전기적 부하를 포함하는 구성으로 할 수가 있다.

상기 구성에 있어서, 상기 제1 필터는 제2 저역통과 필터이고, 상기 제2 필터는 제2 고역통과 필터이고, 상기 제1 저역통과 필터와 상기 제2 저역통과 필터는 동일한 통과 특성을 가지고, 상기 제1 고역통과 필터와 상기 제2 고역통과 필터는 동일한 통과 특성을 가지는 구성으로 할 수가 있다.

상기 구성에 있어서, 상기 제1 수신 신호 및 상기 제2 수신 신호의 적어도 일방의 주파수는, 상기 제1 송신 신호 및 상기 제2 송신 신호 각각의 주파수보다 높거나 또는 낮은 구성으로 할 수가 있다.

상기 구성에 있어서, 상기 제1 신호는 LTE　Band 13 방식의 송신 대역의 주파수를 가지는 신호 및 수신 대역의 주파수를 가지는 신호를 포함하고, 상기 제2 신호는 W－CDMA　Band 5 방식의 송신 대역의 주파수를 가지는 신호 및 수신 대역의 주파수를 가지는 신호를 포함하는 구성으로 할 수가 있다.

상기 구성에 있어서, 상기 제1 공통단에 접속되고, 상기 제1 송신 신호와 상기 제1 수신 신호를 분파하는 듀플렉서를 포함하는 제1 송수신 회로와, 상기 제2 공통단에 접속되고, 상기 제2 송신 신호와 상기 제2 수신 신호를 분파하는 듀플렉서를 포함하는 제2 송수신 회로를 구비하는 구성으로 할 수가 있다.

본 발명에 의하면 양호한 고립 특성을 확보하는 것이 가능한 전자 부품을 제공할 수가 있다.

도 1은 비교예와 관련되는 전자 부품을 예시하는 도이다.
도 2(a)는 저역통과 필터 및 고역통과 필터의 통과 대역을 예시하는 모식도이고, 도 2(b)는 비교예와 관련되는 전자 부품에 있어서 사용되는 주파수 대역을 예시하는 모식도이다.
도 3은 실시예 1과 관련되는 전자 부품, 및 전자 부품을 흐르는 제1 송신 신호를 예시하는 도이다.
도 4는 실시예 1과 관련되는 전자 부품을 흐르는 제2 송신 신호를 예시하는 도이다.
도 5는 비교예와 관련되는 전자 부품이 구비하는 다이플렉서(diplexer)의 등가 회로를 예시하는 회로도이다.
도 6은 실시예 1과 관련되는 전자 부품이 구비하는 다이플렉서의 등가 회로를 예시하는 회로도이다.
도 7(a)은 비교예에 있어서의 포트 P1~P2 사이의 통과 특성의 계산 결과이고, 도 7(b)은 비교예에 있어서의 통과 특성의 계산 결과이다.
도 8(a)은 실시예 1에 있어서의 포트 P1~P2 사이의 통과 특성의 계산 결과이고, 도 8(b)은 실시예 1에 있어서의 통과 특성의 계산 결과이다.
도 9는 실시예 1의 변형예와 관련되는 전자 부품을 예시하는 도이다.
도 10은 실시예 2와 관련되는 전자 부품을 예시하는 도이다.
도 11은 실시예 2와 관련되는 전자 부품이 구비하는 다이플렉서의 등가 회로를 예시하는 회로도이다.
도 12(a)는 실시예 2에 있어서의 포트 P1~P2 사이의 통과 특성의 계산 결과이고, 도 12(b)는 실시예 2에 있어서의 통과 특성의 계산 결과이다.
도 13은 실시예 2의 변형예와 관련되는 전자 부품이 구비하는 다이플렉서의 등가 회로를 예시하는 회로도이다.
도 14(a)는 실시예 2의 변형예에 있어서의 포트 P1~P2 사이의 통과 특성의 계산 결과이고, 도 14(b)는 실시예 2의 변형예에 있어서의 통과 특성의 계산 결과이다.

우선, 비교예에 대해서 설명한다. 이하에 설명하는 전자 부품은 신호의 송수신을 행하기 위한 것으로, 예를 들면 휴대전화 등의 통신 기기에 탑재된다. 도 1은 비교예와 관련되는 전자 부품을 예시하는 도이다. 도 1 중의 화살표는 제1 송신 신호 S_T1(이하 S_T1)을 나타낸다. 흰색의 화살표는 제2 송신 신호 S_T2(이하 S_T2)를 나타낸다. 또 파선의 화살표는 리크(leak)한 제1 송신 신호 S_T1(이하 S_T1′)을 나타낸다. 파선의 흰색의 화살표는 리크한 제2 송신 신호 S_T2(이하 S_T2′)을 나타낸다.

도 1에 나타내듯이, 비교예와 관련되는 전자 부품(100r)은 제1 회로(110), 제1 프론트엔드(front end)(130) 및 제2 프론트엔드(140)를 구비한다. 제1 회로(110)와 제1 프론트엔드(130)는 제1 공통단(150)을 통해 접속되어 있다. 제1 회로(110)와 제2 프론트엔드(140)는 제2 공통단(152)을 통해 접속되어 있다. 제1 회로(110)와 안테나(116)는 제3 공통단(154)을 통해 접속되어 있다. 제1 프론트엔드(130)와 전용선 접속 시스템 회로(미도시)가 제1 송수신 회로를 형성한다. 제2 프론트엔드(140)와 전용선 접속 시스템 회로가 제2 송수신 회로를 형성한다. 전용선 접속 시스템 회로는 수신 신호의 회복 및 송신 신호의 변조를 행하는 회로이다.

제1 회로(110)는 다이플렉서로서 기능한다. 제1 회로(110)는, 저역통과 필터(이하 LPF)(112)와 고역통과 필터(이하 HPF)(114)를 포함한다. LPF(112)와 HPF(114)는 제1 공통단(150)과 제2 공통단(152)의 사이에 있어서 직렬 접속되어 있다. LPF(112)의 일단은 제1 공통단(150)에 접속되어 있다. LPF(112)의 타단은 HPF(114)의 일단과 접속되어 있다. HPF(114)의 타단은 제2 공통단(152)에 접속되어 있다. 제3 공통단(154)은 LPF(112)의 타단과 HPF(114)의 일단의 사이에 위치한다.

제1 공통단(150)은 제1 회로(110)와 제1 프론트엔드(130)의 사이에 있어서 제1 신호의 입출력을 행하기 위한 것이다. 제1 신호는 서로 주파수가 다른 S_T1 및 제1 수신 신호 S_R1(이하 S_R1, 미도시)을 포함한다. 제2 공통단(152)은 제1 회로(110)와 제2 프론트엔드(140)의 사이에 있어서 제2 신호의 입출력을 행하기 위한 것이다. 제2 신호는 서로 주파수가 다른 S_T2 및 제2 수신 신호 S_R2(이하 S_R2, 미도시)를 포함한다. 신호의 송수신에 대해서는 후술한다.

도 1에 나타내듯이, 제1 프론트엔드(130)는 제1 듀플렉서(132), 파워업(이하 PA)(134) 및 저잡음 증폭기(이하 LNA)(136)를 구비한다. 제1 듀플렉서(132)는 송신 필터(132T) 및 수신 필터(132R)를 포함한다. 송신 필터(132T) 및 수신 필터(132R)는 대역통과 필터(이하 BPF)이고, 예를 들면 탄성 표면파(SAW : Surface Acoustic Wave) 필터, 탄성 경계파 필터, FBAR(Film Bulk Acoustic Resonator : 압전 박막 공진자) 등으로 이루어진다. 송신 필터(132T)의 임피던스는 수신 필터(132R)의 통과 대역의 주파수에 있어서 높아진다. 수신 필터(132R)의 임피던스는 송신 필터(132T)의 통과 대역의 주파수에 있어서 높아진다. 송신 필터(132T)는 PA(134)의 출력 단자로부터 입력된 신호 중에서 주파수가 통과 대역 내인 신호를 통과시켜 제1 공통단(150)으로 출력하고, 주파수가 통과 대역 외인 신호를 억압한다. 제1 공통단(150)에 출력되는 신호는 S_T1이다. 수신 필터(132R)는 제1 공통단(150)으로부터 입력된 신호 중에서 주파수가 통과 대역 내인 신호를 통과시켜 LNA(136)의 입력 단자로 출력하고, 주파수가 통과 대역 외인 신호를 억압한다.

제2 프론트엔드(140)는 제2 듀플렉서(142), PA(144) 및 LNA(146)를 구비한다. 제2 듀플렉서(142)는 송신 필터(142T)) 및 수신 필터(142R))를 포함한다. 제1 프론트엔드(130)의 수신 필터(132T)와 마찬가지로, 수신 필터(142T))는 S_T2를 제1 공통단(150)으로 출력한다. 수신 필터(132R)와 마찬가지로, 수신 필터(142R))는 LNA(146)의 입력 단자로 신호를 출력한다.

다음에 도 1 및 도 2(a)를 이용하여 신호의 송수신에 대해서 설명한다. 송신 필터(132T)의 통과 대역 Tx1은 LTE(Long Term Evolution)　Band 13 방식의 송신 대역(776~786㎒)을 포함한다. 수신 필터(132R)의 통과 대역 Rx1은 LTE　Band 13 방식의 수신 대역(746~756㎒)을 포함한다. 제1 프론트엔드(130)를 포함하는 제1 송수신 회로의 송수신 대역(제1 송수신 대역)은 LTE　Band 13 방식의 송수신 대역이다. 송신 필터(142T))의 통과 대역 Tx2는 W－CDMA(Wideband Code Division Multiple Access)　Band 5 방식의 송신 대역(824~849㎒)을 포함한다. 수신 필터(142R))의 통과 대역 Rx2는 W－CDMA　Band 5 방식의 수신 대역(869~894㎒)을 포함한다. 제2 프론트엔드(140)를 포함하는 제2 송수신 회로의 송수신 대역(제2 송수신 대역)은 W－CDMA　Band 5 방식의 송수신 대역이다. S_T1의 주파수 f_ST1은 Tx1에 포함된다. S_T2의 주파수 f_ST2는 Tx2에 포함된다. S_R1의 주파수 f_SR1은 Rx1에 포함된다. S_R2의 주파수 f_SR2는 Rx2에 포함된다. 이와 마찬가지로, 전자 부품(100r)은 음성 신호의 통신을 예를 들면 W－CDMA　Band 5 방식으로 행하고, 영상 신호 등의 통신을 예를 들면 LTE　Band 13 방식으로 행하기 위한 것이다. 다음에 필터의 통과 특성에 대해서 설명한다. 도 2(a)는 LPF 및 HPF의 통과 대역을 예시하는 모식도이다.

도 2(a)에 나타내는 A는 LPF(112)의 통과 특성을 나타낸다. B는 HPF(114)의 통과 특성을 나타낸다. LPF(112)의 통과 대역과 HPF(114)의 통과 대역은 겹치지 않는다. LPF(112)의 통과 대역은 Rx1 및 Tx1을 포함한다. HPF(114)의 통과 대역은 Rx2 및 Tx2를 포함한다.

송신에 대해서 설명한다. 도 1에 화살표로 나타낸 S_T1은 제1 공통단(150)을 통해 제1 회로(110)에 입력된다. S_T1은 LPF(112)를 통과한다. S_T1의 일부는 제3 공통단(154)을 통해 안테나(116)에 입력한다. S_T1의 다른 일부는 HPF(114)에 도달한다.

HPF(114)에 도달한 S_T1은 HPF(114)에 반사된다. HPF(114)에 도달한 S_T1 중에서 일부 S_T1′는 HPF(114)로부터 리크(leak)한다. HPF(114)에 있어서 반사된 S_T1은 안테나(116)에 입력되어 안테나(116)를 통해서 휴대전화의 외부로 송신된다. 리크한 S_T1′에 대해서는 후술한다.

S_T1과 마찬가지로, S_T2는 HPF(114)를 통과한다. S_T2의 일부는 제3 공통단(154)을 통해 안테나(116)에 입력된다. S_T2의 다른 일부는 LPF(112)에 도달한다. S_T2의 대부분은 안테나(116)를 통해서 휴대전화의 외부로 송신된다. S_T2의 일부 S_T2′는 LPF(112)로부터 리크한다. S_T1의 송신과 S_T2의 송신은 동시에 행해진다.

다음에 수신에 대해서 설명한다. 안테나(116)는 휴대전화의 외부로부터 신호를 수신한다. 수신된 신호는 제3 공통단(154)을 통해 제1 회로(110)에 입력된다. 주파수가 낮은 신호는 HPF(114)에 의해 반사되어 LPF(112)를 통과한다. 주파수가 높은 신호는 LPF(112)에 의해 반사되어 HPF(114)를 통과한다. LPF(112)를 통과한 신호가 S_R1이다. HPF(114)를 통과한 신호가 S_R2이다.

S_R1은 제1 공통단(150)을 통해 제1 프론트엔드(130)에 입력된다. 기술한 것처럼, S_R1은 송신 필터(132T)에 의해 반사되고 또한 수신 필터(132R)를 통과한다. 수신 필터(132R)를 통과한 S_R1은 LNA(136)의 입력 단자에 입력되고, 출력 단자로부터 출력된다. S_R1과 마찬가지로, S_R2는 제2 공통단(152)을 통해 제2 프론트엔드(140)에 입력되고, LNA(146)의 출력 단자로부터 출력된다.

다음에, 상호 변조 왜곡에 대해서 설명한다. 도 1에 파선의 화살표로 나타내듯이, HPF(114)에 도달한 S_T1의 일부 S_T1′는 HPF(114)로부터 리크하여 제2 공통단(152)을 통과한다. S_T1′와 S_T2가 제2 듀플렉서(142)에 있어서 혼합된다. 이 때에 제2 듀플렉서(142)의 비선형성에 의해 3차 상호 변조 왜곡(IMD 3 : Inter Modulation Distortion 3)이 발생한다. IMD 3의 주파수가 f_SR2와 겹치는 경우 제2 송수신 회로의 수신 감도는 저하한다.

도 1에 파선의 흰색 화살표로 나타내듯이, LPF(112)에 도달한 S_T2의 일부 S_T2′는, LPF(112)로부터 리크하여 제1 공통단(150)을 통과한다. S_T2′와 S_T1이 제1 듀플렉서(132)에 있어서 혼합되어 IMD 3이 발생한다. IMD 3의 주파수가 f_SR1과 겹치는 경우, 제1 송수신 회로의 수신 감도는 저하한다.

송신 대역, 수신 대역 및 IMD 3의 주파수에 대해서 설명한다. 도 2(b)는 비교예와 관련되는 전자 부품에 있어서 사용되는 주파수 대역을 예시하는 모식도이다. 가로축은 주파수를 나타낸다. 격자 사선으로 나타낸 영역은 IMD 3을 나타낸다.

IMD 3의 주파수 중에서 특히 문제가 되는 것은, 2f_ST1－f_ST2, 및 2f_ST2－f_ST1이다. 도 2(b)의 예에 있어서, 이들 IMD 3은 703~748㎒의 대역, 및 862~922㎒의 대역에 발생한다. 저주파수측의 IMD 3은 Rx1 및 f_SR1과 겹친다. 이 결과, 제1 송수신 회로의 수신 감도가 저하한다. 또 고주파수측의 IMD 3은 Rx2 및 f_SR2와 겹친다. 이 결과, 제2 송수신 회로의 수신 감도가 저하한다. 특히, 제1 프론트엔드(130) 및 제2 프론트엔드(140)의 양방 또는 일방이 송신과 수신을 동시에 행하는 경우, IMD 3과 수신 신호가 혼합되어 수신 감도가 저하한다. 또, 제1 프론트엔드(130)와 제2 프론트엔드(140)가 동시에 송신을 행하는 경우, 송신 신호에 의한 IMD 3이 발생하기 쉽다.

상기와 마찬가지로, S_T1′ 및 S_T2′에 의해 IMD 3이 발생한다. 따라서, S_T1 및 S_T2 각각의 리크를 줄임으로써 IMD 3을 억제할 수가 있다. 리크를 줄이기 위해서는 제1 프론트엔드(130)와 제2 프론트엔드(140)의 고립을 높이면 좋다. 그러나, 도 2에 나타낸 것처럼, 송신 대역의 주파수가 가까운 경우, 고립을 높이는 것은 어렵다. 예를 들면 LPF(112)의 억압 특성을 높임으로써, S_T2의 리크를 억제하여 고립을 높일 수가 있다. 그러나, 억압 특성을 높인 경우, LPF(112)에 있어서의 신호의 손실이 증대한다. 이와 마찬가지로, 고립과 양호한 통과 특성을 양립하는 것은 어렵다.

또, 전자 부품(100r)은 2개의 송수신 회로가 1개의 안테나(116)를 공용하는 것이다. 안테나의 공용은 통신 기기의 소형화 및 비용 절감에 기여한다. 그러나, 안테나를 공용한 경우, S_T1 및 S_T2 각각이 큰 전력을 가진 상태로 혼합되는 일이 있다. 이 결과, IMD 3의 진폭이 증대하고 수신 감도는 크게 저하한다. 다음에 실시예 1에 대해서 설명한다.

<실시예 1>

우선 실시예 1과 관련되는 전자 부품의 구성에 대해서 설명한다. 도 3은 실시예 1과 관련되는 전자 부품, 및 전자 부품을 흐르는 제1 송신 신호를 예시하는 도이다. 도 1에 나타낸 구성과 마찬가지의 구성에 대해서는 설명을 생략한다.

도 3에 나타내듯이, 실시예 1과 관련되는 전자 부품(100)은 다이플렉서(11), 제1 프론트엔드(30), 및 제2 프론트엔드(40)를 구비한다. 다이플렉서(11)는 제1 회로(10)와 제2 회로(20)를 포함한다. 제2 회로(20)는 제1 공통단(50)과 제2 공통단(52)의 사이에 있어서 제1 회로(10)와 병렬 접속되어 있다. 제2 회로(20)는 LPF(22)(제1 저역통과 필터), HPF(24)(제1 고역통과 필터), 및 위상 천이 회로(Phase shift circuit)(26)를 포함한다. 위상 천이 회로(26)의 일단은 제1 공통단(50)과 접속되어 있다. 위상 천이 회로(26)의 타단은 HPF(24)의 일단과 접속되어 있다. HPF(24)의 타단은 LPF(22)의 일단과 접속되어 있다. LPF(22)의 타단은 제2 공통단(52)과 접속되어 있다. 제1 프론트엔드(30)는 제1 듀플렉서(32), PA(34), 및 LNA(36)를 포함한다. 제1 듀플렉서(32)는 송신 필터(32T)와 수신 필터(32R)를 포함한다. 제2 프론트엔드(40)는 제2 듀플렉서(42), PA(44), 및 LNA(46)를 포함한다. 제2 듀플렉서(42)는 송신 필터(42T)와 수신 필터(42R)를 포함한다.

다음에 실시예 1에 있어서의 신호의 송신에 대해서 설명한다. 실시예 1에 있어서의 S_T1에 대해서 설명한다. 도 3에 실선의 화살표로 나타낸 S_T1은 제1 공통단(50)을 통해 제1 회로(10) 및 제2 회로(20)에 입력된다. 도 1에 있어서 설명한 것처럼, 제1 회로(10)에 입력된 S_T1 중에서 대부분은 안테나(16)로부터 송신된다. 그러나, S_T1의 일부인 S_T1′는 HPF(14)(제2 필터)로부터 리크하여 제1 회로(10)로부터 출력된다.

제2 회로(20)에 입력된 S_T1의 위상은 제2 회로(20)의 위상 천이 회로(26)에 의해 반전된다. S_T1의 대부분은 HPF(24)에 의해 반사된다. 위상 천이 회로(26)는 반사된 S_T1의 위상을 다시 반전시킨다. 반사된 S_T1은 안테나(16)를 통해서 송신된다. S_T1의 일부(이하 S_T1″)는 HPF(24)를 통과한다. 도 3에 점선의 화살표로 나타내듯이, S_T1″는 LPF(22)를 통과한다. 이와 같이 S_T1″는 제2 회로(20)로부터 출력된다. S_T1″의 제2 회로(20)의 통과는 S_T1′의 제1 회로(10)로부터의 리크와 마찬가지로, S_T1이 HPF 및 LPF를 통과하는 것에 의한 것이다. 이 때문에 S_T1″는 S_T1′과 비교하여 동일한 정도의 진폭을 가진다. 또, S_T1″는 S_T1′와 비교하여 역위상을 가진다. 따라서, S_T1′와 S_T1″는 합류하여 서로 상쇄한다. 이 때문에 제2 듀플렉서(42)에 있어서의 S_T1′와 S_T2에 의한 IMD 3은 억제된다.

다음에 실시예 1에 있어서의 S_T2의 송신에 대해서 설명한다. 도 4는 실시예 1과 관련되는 전자 부품을 흐르는 제2 송신 신호를 예시하는 도이다.

도 4에 흰색 화살표로 나타내듯이, S_T2는 제2 공통단(52)을 통해 제1 회로(10) 및 제2 회로(20)에 입력된다. 제2 회로(20)에 입력된 S_T2의 위상은 제2 회로(20)의 위상 천이 회로(26)에 의해 반전된다. S_T2의 일부(이하 S_T2″)는 LPF(22)를 통과한다. 도 4에 점선의 흰색 화살표로 나타내듯이, S_T2″는 HPF(24)를 통과한다. S_T1′ 및 S_T1″와 마찬가지로, S_T2′와 S_T2″는 합류하여 서로 상쇄한다. 이 때문에 제1 듀플렉서(32)에 있어서의 S_T2′와 S_T1에 의한 IMD 3은 억제된다.

다음에 실시예 1에 있어서의 신호의 수신에 대해서 설명한다. S_R1의 일부는 제1 공통단(50)을 통해 제1 프론트엔드(30)에 입력된다. S_R1의 다른 일부는, 제2 회로(20)에 입력된다. 제2 회로(20)에 입력된 S_R1은 위상 천이 회로(26)를 통과하지만, HPF(24)에 반사되어 위상 천이 회로(26)를 경유하여 제1 프론트엔드(30)에 입력된다. 마찬가지로 S_R2도 제2 프론트엔드(40)에 입력된다.

다음에, 실시예 1과 관련되는 전자 부품의 통과 특성의 시뮬레이션에 대해서 설명한다. 시뮬레이션은 비교예와 관련되는 전자 부품(100r), 및 실시예 1과 관련되는 전자 부품(100) 각각의 등가 회로에 있어서의 통과 특성을 계산한 것이다.

도 5는 비교예와 관련되는 전자 부품의 등가 회로를 예시하는 회로도이다. 도 5에 나타내듯이, 비교예와 관련되는 전자 부품(100r)의 제1 회로(110)의 LPF(112)는 인덕터 L1~L4, 및 캐패시터 C1~C3을 포함하는 LC 회로에 대응한다. 인덕터 L1을 L1로 나타낸다. 다른 인덕터, 캐패시터 및 저항에 대해서도 마찬가지이다. HPF(114)는 L5~L7, 및 C4~C7을 포함하는 LC 회로에 대응한다. 제1 공통단(150), 제2 공통단(152), 및 제3 공통단(154)은 각각 포트 P1, P2 및 P3에 대응한다.

R1 및 R2 각각의 일단은 접지되어 있다. L1~L4 및 C4~C7은 R1의 타단과 R2의 타단의 사이에 직렬 접속되어 있다. 포트 P1은 R1~L1 사이에, 포트 P2는 R2~C7 사이에 위치한다. C1은 L1~L2 사이에, C2는 L2~L3 사이에, C3은 L3~L4 사이에, R3은 L4~C4 사이에, L5는 C4~C5 사이에, L6은 C5~C6 사이에, L7은 C6~C7 사이에 각각 병렬 접속되어 있다. C1~C3, L5~L7, 및 R2~R3은 접지되어 있다.

도 6은 실시예 1과 관련되는 전자 부품의 등가 회로를 예시하는 회로도이다. 도 6에 나타내듯이, 실시예 1과 관련되는 전자 부품(100)의 제1 회로(10)는 도 5에 나타낸 제1 회로(110)와 마찬가지의 구성이다. 제1 회로(10)와 제2 회로(20)는 저항 R1의 일단과 저항 R2의 일단의 사이에 있어서 병렬 접속되어 있다.

제2 회로(20)의 LPF(22)는 L8 및 L9, 및 C8을 포함하는 LC 회로에 대응한다. HPF(24)는 L10, C9 및 C10을 포함하는 LC 회로에 대응한다. 위상 천이 회로(26)는 스트립 라인 SL에 대응한다. 스트립(strip) 라인 SL, L8 및 L9, C9 및 C10은 포트 P1~P2 사이에 직렬 접속되어 있다. C8은 L8~L9 사이에, L10은 캐패시터 C9~C10 사이에 병렬 접속되어 있다. C8 및 L10은 접지되어 있다.

상기의 구성을 가지는 등가 회로를 이용하여 고립 특성, 및 통과 특성을 검증하였다. 포트 P1~P2 사이의 고립 특성을 검증하기 위해서 포트 P1에 신호를 입력한 경우에 포트 P2로부터 출력되는 신호를 계산하였다. 포트 P1~P2 사이의 통과 특성은 도 1에 있어서의 제1 공통단(150)~제2 공통단(152) 사이의 통과 특성, 및 도 3에 있어서의 제1 공통단(50)~제2 공통단(52) 사이의 통과 특성에 대응한다.

또, 포트 P1~P3 사이의 통과 특성을 검증하기 위해서 포트 P1에 신호를 입력한 경우에 포트 P3으로부터 출력되는 신호를 계산하였다. 포트 P1~P3 사이의 통과 특성은, 도 1에 있어서의 제1 공통단(150)~제3 공통단(154) 사이의 통과 특성, 및 도 3에 있어서의 제1 공통단(50)~제3 공통단(54) 사이의 통과 특성에 대응한다. 포트 P2~P3 사이의 통과 특성을 검증하기 위해서 포트 P2에 신호를 입력한 경우에 포트 P3으로부터 출력되는 신호를 계산하였다. 포트 P2~P3 사이의 통과 특성은, 도 1에 있어서의 제2 공통단(152)~제3 공통단(154) 사이의 통과 특성, 및 도 3에 있어서의 제2 공통단(52)~제3 공통단(54) 사이의 통과 특성에 대응한다.

시뮬레이션에 이용한 파라미터에 대해서 설명한다. 우선 비교예에 있어서의 파라미터에 대해서 설명한다. R1~R3 각각의 저항값은 50Ω이다. 표 1은 인덕턴스 및 캐패시턴스를 나타내는 표이다. 또한 간단을 위해 시뮬레이션에서 이용한 부품은 기생 용량 및 저항 성분을 가지지 않는 이상 부품이다고 한다.

다음에 실시예 1에 있어서의 파라미터에 대해서 설명한다. 실시예 1에 있어서의 R1~R3 각각의 저항값, L2, L3, L5~L7 각각의 인덕턴스, C1~C6 각각의 캐패시턴스는 비교예에 있어서의 값과 동일하다. 표 2는 실시예 1에 있어서의 인덕턴스 및 캐패시턴스를 나타내는 표이다.

스트립 라인 SL의 폭은 0.03㎜, 길이는 55㎜이다.

비교예에 있어서의 시뮬레이션의 결과에 대해서 설명한다. 도 7(a)은 비교예에 있어서의 포트 P1~P2 사이의 통과 특성의 계산 결과이다. 도 7(b)은 비교예에 있어서의 통과 특성의 계산 결과이다. 도 7(a) 및 도 7(b)에 있어서, 가로축은 주파수를, 세로축은 신호의 통과량을 각각 나타낸다. 도 7(a)에 나타내듯이, 제1 송수신 대역에 있어서, 통과량은 약 -10.4㏈ 이하이다. 제2 송수신 대역에 있어서, 통과량은 약 -10.7㏈ 이하이다.

도 7(b)의 실선은 포트 P1~P3 사이의 통과 특성을 나타낸다. 파선은 포트 P2~P3 사이의 통과 특성을 나타낸다. 또한 선의 종류와 데이터의 종류의 관계는 후술의 도 8(b), 도 12(b) 및 도 14(b)에 있어서도 마찬가지이다. 도 7(b)에 실선으로 나타내듯이, 포트 P1~P3 사이의 통과량은 제1 송수신 대역에 있어서 -0.942㏈ 이상, 신호를 억압해야할 제2 송수신 대역에 있어서 -12.5㏈ 이하이다. 파선으로 나타내듯이, 포트 P2~P3 사이의 통과량은 제2 송수신 대역에 있어서 -0.821㏈ 이상, 신호를 억압해야할 제1 송수신 대역에 있어서 -12.0㏈ 이하이다.

다음에, 실시예 1에 있어서의 시뮬레이션의 결과에 대해서 설명한다. 도 8(a)은 실시예 1에 있어서의 포트 P1~P2 사이의 통과 특성의 계산 결과이다. 도 8(b)은 실시예 1에 있어서의 통과 특성의 계산 결과이다.

도 8(a)에 나타내듯이, 제1 송수신 대역에 있어서 통과량은 -16.9㏈ 이하이다. 도 8(a)과 도 7(a)을 비교하면, 실시예 1에 의해 포트 P1~P2 사이의 통과량이 감소, 즉 포트 P1~P2 사이의 고립 특성이 개선된 것을 알 수 있다.

도 8(b)에 실선으로 나타내듯이, 포트 P1~P3 사이의 통과량은 제1 송수신 대역에 있어서 -0.907㏈ 이상, 신호를 억압해야할 제2 송수신 대역에 있어서 -16.2㏈ 이하이다. 파선으로 나타내듯이, 포트 P2~P3 사이의 통과량은 제2 송수신 대역에 있어서 -0.738㏈ 이상, 신호를 억압해야할 제1 송수신 대역에 있어서 -14.4㏈ 이하이다. 도 8(b)과 도 7(b)에 있어서의 통과 특성을 비교하면, 실시예 1은 비교예에 대해서, 통과 대역에서는 동일한 정도의 손실을 나타내고, 억압 대역에서는 보다 높은 억압 효과를 나타내고 있는 것을 알 수 있다. 이상과 같이 실시예 1에 의하면 양호한 통과 특성과 양호한 고립 특성을 양립할 수가 있다.

실시예 1과 관련되는 전자 부품(100)의 제2 회로(20)는 S_T1 및 S_T2를 반사시키고, 또한 S_T1″ 및 S_T2″를 통과시키고 위상을 반전시킨다. 통신에 불필요한 리크 성분 S_T1′과 상쇄용의 성분 S_T1″이 서로 상쇄되고, 마찬가지로 S_T2′와 S_T2″가 서로 상쇄된다. 이 때문에 양호한 고립 특성이 확보되어 IMD 3이 억제된다.

양호한 고립 특성을 얻기 위해서는 S_T1′와 S_T1″가 서로 상쇄되고, 또한 S_T2′와 S_T2″가 서로 상쇄되면 좋다. 따라서, S_T1″는 S_T1′와 동일 크기(진폭)를 가지고, 또한 예를 들면 180°의 위상차를 가지는 것이 바람직하다. S_T2″는 S_T2′와 동일 크기를 가지고, 또한 예를 들면 180°의 위상차를 가지는 것이 바람직하다. 신호가 동일 크기로 되기 위해서는 제1 회로(10)와 안테나(16)에 의한 S_T1의 손실과 제2 회로(20)에 의한 S_T1의 손실이 동일한 정도인 것이 바람직하다. 또, 제1 회로(10)와 안테나(16)에 의한 S_T2의 손실과 제2 회로(20)에 의한 S_T2의 손실이 동일한 정도인 것이 바람직하다. LPF(22) 및 HPF(24) 각각의 통과 특성을 조정함으로써, 신호의 손실을 조정할 수가 있다. 또한, 동일 크기의 신호가 서로 상쇄되어도 좋고, 크기가 조금 다른 신호가 서로 상쇄되어도 좋다. 신호가 서로 상쇄된 결과, 휴대전화 등의 사용에 충분할 정도의 수신 감도를 확보할 수 있으면 좋다.

신호의 손실을 줄이기 위해서는 LPF(12) 및 LPF(22)에 있어서 S_T2의 대부분이 반사되고, HPF(14) 및 HPF(24)에 있어서 S_T1의 대부분이 반사되는 것이 바람직하다. LPF(12) 또는 LPF(22)에 입력된 S_T2와 비교하여, S_T2″는 예를 들면 10㏈ 이상, 20㏈ 이상, 또는 30㏈ 이상 작은 것이 바람직하다. HPF(14) 또는 HPF(24)에 입력된 S_T1과 비교하여, S_T1″는 예를 들면 10㏈ 이상, 20㏈ 이상, 또는 30㏈ 이상 작은 것이 바람직하다. 이를 위해서는 LPF(12) 및 LPF(22)는 f_ST2에 있어서 높은 반사 계수를 가지는 것이 바람직하다. HPF(14) 및 HPF(24)는 f_ST1에 있어서 높은 반사 계수를 가지는 것이 바람직하다.

위상 천이 회로(26)는 S_T1의 위상, 및 S_T2의 위상을 예를 들면 90°보다 크고 또한 270° 미만만큼 바꾸는 것에 의해 신호의 위상을 반전시킨다. 보다 효과적으로 양호한 고립 특성을 얻기 위해서는 위상 천이 회로(26)는 위상을 예를 들면 120°보다 크고 240° 미만, 또는 150°보다 크고 210° 미만만큼 반전시키는 것이 보다 바람직하다. 신호가 서로 상쇄된 결과, 휴대전화 등의 사용에 충분할 정도의 수신 감도를 확보할 수 있으면 좋다. 특히, 위상이 180° 반전되는 경우, 수신 감도가 크게 개선된다. 위상 천이 회로(26)는 신호의 위상을 반전시키는 것, 예를 들면 스트립(strip) 라인, LC 회로, 트랜스포머(transformer) 등이다. 또 LPF(22), HPF(24), 및 위상 천이 회로(26)의 배치의 순번은 변경해도 좋다.

도 6에 나타낸 것처럼, LPF(12) 및 LPF(22), 및 HPF(14) 및 HPF(24)는 LC 회로로 이루어지는 필터라도 좋고, 유전체 필터 등으로 해도 좋다. 또, 제1 회로(10) 및 제2 회로(20)에 포함되는 필터는 LPF 및 HPF에 한정되지 않고, 예를 들면 BPF를 이용할 수가 있다.

도 2(b)에 나타내듯이, 실시예 1은 전자 부품(100)이 LTE　Band 13 방식 및 W－CDMA　Band 5 방식에 대응하는 예이다. 이 경우, f_ST1과 f_ST2가 인접하기 때문에 S_T1 및 S_T2의 송신을 동시에 행하는 경우에 충분한 고립 특성을 얻는 것이 어렵다. 실시예 1에 의하면, 송신을 동시에 행하는 경우라도 효과적으로 양호한 고립 특성을 얻을 수 있다. 실시예 1과 관련되는 전자 부품(100)은 스마트 폰(smart phone)을 포함하는 휴대전화, 태블릿(tablet) 단말 등 멀티밴드화한 통신 기기에 사용할 수가 있다. 또, 전자 부품(100)이 대응하는 통신 방식은 LTE　Band 13 방식 및 W－CDMA　Band 5 방식에 한정되지 않는다.

수신 감도의 저하가 생기는 것은, 도 2(b)와 같이 IMD 3이 f_SR1 및 f_SR2의 양방과 겹치는 예에 한정되지 않는다. f_SR1 및 f_SR2의 적어도 일방이 f_ST1 및 f_ST2보다 높거나 또는 낮은 경우, 수신 감도의 저하가 생긴다. 예를 들면 f_SR2가 f_ST1과 f_ST2의 사이에 위치하는 일이 있다. 이 때에 IMD 3은 f_SR1과 겹치고, f_SR2와는 겹치지 않는다. 이 경우는 제1 송수신 회로의 수신 감도는 저하한다. 제1 회로(10)가 S_T2′를 리크시키고, 제2 회로(20)가 S_T2″를 통과시키고 또한 위상을 반전시키기 때문에, S_T2′와 S_T2″가 서로 상쇄된다. 이에 의해 f_SR1과 겹치는 IMD 3을 억제할 수가 있다. 또 예를 들면, f_SR1이 f_ST1과 f_ST2의 사이에 위치하는 일도 있다. 이 때에 IMD 3이 f_SR2와 겹치고, f_SR1과는 겹치지 않는다. 이 경우, 제2 송수신 회로의 수신 감도는 저하한다. 제1 회로(10)가 S_T1′를 리크시키고, 제2 회로(20)가 S_T1″를 통과시키고 또한 위상을 반전시킨다. S_T1′와 S_T1″가 서로 상쇄됨으로써 S_R2와 겹치는 IMD 3을 억제할 수가 있다.

특히, S_T1 및 S_T2의 출력이 동시에 행해지는 경우라도 제1 듀플렉서(132) 및 제2 듀플렉서(142)에 있어서 IMD 3이 생성되기 쉽다. 실시예 1에 의하면, S_T1′와 S_T1″가 서로 상쇄되고, S_T2′와 S_T2″가 서로 상쇄되기 때문에, 효과적으로 양호한 고립 특성을 확보할 수가 있다.

실시예 1의 변형예에 대해서 설명한다. 실시예 1의 변형예는 제2 회로(20)에 포함되는 LPF(22) 및 HPF(24)를 BPF(23)으로 치환한 예이다. 도 9는 실시예 1의 변형예와 관련되는 전자 부품을 예시하는 도이다.

도 9에 나타내듯이, 실시예 1의 변형예와 관련되는 전자 부품(102)의 제2 회로(20)는 BPF(23) 및 위상 천이 회로(26)를 포함한다. BPF(23)는 송수신 대역(Tx1, Rx1, Tx2 및 Rx2)에 있어서 높은 반사 계수를 가진다. 이 때문에 제2 회로(20)는 S_T1의 대부분 및 S_T2의 대부분을 반사하고, S_T1″ 및 S_T2″를 통과시킨다. 또 위상 천이 회로(26) 대신에 BPF(23)가 위상 반전의 기능을 가져도 좋다.

<실시예 2>

실시예 2는 제2 회로에 부하를 추가한 예이다. 도 10은 실시예 2와 관련되는 전자 부품을 예시하는 도이다. 도 1 및 도 3에 있어서 기술한 구성과 마찬가지의 구성에 대해서는 설명을 생략한다.

도 10에 나타내듯이, 실시예 2와 관련되는 전자 부품(200)의 제2 회로(20)의 HPF(24)는 제1 공통단(50)과 LPF(22)의 사이에 접속되어 있다. LPF(22)는 제2 공통단(52)과 HPF(24)의 사이에 접속되어 있다. 전기적 부하(28)는 예를 들면 저항 등이고, LPF(22)와 HPF(24)의 사이에 병렬 접속되어 있다. LPF(22)는 LPF(12)와 동일한 통과 특성을 가진다. HPF(24)는 HPF(14)와 동일한 통과 특성을 가진다. 전기적 부하(28)의 임피던스는 예를 들면 안테나(16)의 임피던스와 같다. 이 때문에 제1 회로(10)와 제2 회로(20)는 동일한 통과 특성 또는 매우 가까운 통과 특성을 가진다.

실시예 2와 관련되는 전자 부품의 고립 특성 및 통과 특성의 시뮬레이션에 대해서 설명한다. 도 11은 실시예 2와 관련되는 전자 부품이 구비하는 다이플렉서의 등가 회로를 예시하는 회로도이다. 도 5 및 도 6에 있어서 기술한 구성에 대해서는 설명을 생략한다.

도 11에 나타내듯이, 제2 회로(20)의 LPF(22)는 L11~L14, 및 C11~C13을 포함하는 LC 회로에 대응한다. HPF(24)는 L15~L17, 및 C14~C17을 포함하는 LC 회로에 대응한다. 위상 천이 회로(26)는 트랜스포머(27)에 대응한다. 전기적 부하(28)는 R4에 대응한다.

트랜스포머(27), L11~L14 및 C14~C17은 포트 P1 및 P2 사이에 직렬 접속되어 있다. C11은 L11~L12 사이에, C12는 L12~L13 사이에, C13은 L13~L14 사이에, R4는 L14~C14 사이에 각각 병렬 접속되어 있다. L15는 C14~C15 사이에, L16은 C15~C16 사이에, L17은 C16~C17 사이에 각각 병렬 접속되어 있다. R3, C11~C13, 및 L15~L17은 접지되어 있다.

다음에 시뮬레이션에 이용한 파라미터에 대해서 설명한다. 실시예 2의 시뮬레이션에 이용한 파라미터 중에서 R1~R3의 저항값, L2, L3, L5~L7의 인덕턴스, 및 C1~C7의 캐패시턴스는, 도 5에 나타낸 비교예의 대응하는 값과 같다. L11~L14 각각의 인덕턴스는 L1~L4 각각의 인덕턴스와 같다. C11~C13 각각의 캐패시턴스는 C1~C3 각각의 캐패시턴스와 같다. L15~L17 각각의 인덕턴스는 L5~L7 각각의 인덕턴스와 같다. C14~C17 각각의 캐패시턴스는 C4~C7 각각의 캐패시턴스와 같다. R3의 저항값은 50Ω이다. 트랜스포머(27)의 변환 효율은 1이다. 즉, 트랜스포머(27)에 있어서 신호의 손실은 발생하지 않는다.

도 12(a)는 실시예 2에 있어서의 포트 P1~P2 사이의 통과 특성의 계산 결과이다. 도 12(b)는 실시예 2에 있어서의 통과 특성의 계산 결과이다.

도 12(a)에 나타내듯이, 제1 송수신 대역에 있어서 통과량은 -300㏈ 이하이다. 도 12(a)와 도 7(a)을 비교하면, 실시예 2에 의해 포트 P1~P2 사이에 있어서, 제1 송수신 대역 및 제2 송수신 대역에 있어서의 통과량이 큰 폭으로 감소한 것을 알 수 있다. 즉 포트 P1~P2 사이의 고립 특성이 큰 폭으로 개선된 것을 알 수 있다.

도 12(b)에 실선으로 나타내듯이, 포트 P1~P3 사이의 통과량은 제1 송수신 대역에 있어서 -0.958㏈ 이상, 신호를 억압해야할 제2 송수신 대역에 있어서 -14.2㏈ 이하이다. 파선으로 나타내듯이, 포트 P2~P3 사이의 통과량은 제2 송수신 대역에 있어서 -0.864㏈ 이하, 신호를 억압해야할 제1 송수신 대역에 있어서 -13.9㏈ 이하이다. 도 12(b)와 도 7(b) 및 도 8(b)에 있어서의 통과 특성을 비교하면, 실시예 2는, 비교예에 대해서, 통과 대역에서는 동일한 정도의 손실을 나타내고, 억압 대역에서는 보다 높은 억압 효과를 나타내고 있는 것을 알 수 있다. 이상과 같이 실시예 2에 의하면 양호한 통과 특성과 양호한 고립 특성을 양립할 수가 있다.

실시예 2에 의하면, 제2 회로(20)는 전기적 부하(28)를 포함한다. 이 때문에 제2 회로(20)의 통과 특성과 안테나(16)에 접속된 제1 회로(10)의 통과 특성은 마찬가지이거나 또는 동일한 정도이다. 제1 회로(10)로부터 출력된 S_T1′과 제2 회로(20)로부터 출력된 S_T1″는 동일 크기를 가지고, 예를 들면 180°의 위상차를 가진다. 또, 제1 회로(10)로부터 출력된 S_T2′와 제2 회로(20)로부터 출력된 S_T2″는 동일 크기를 가지고, 예를 들면 180°의 위상차를 가진다. 이 결과, S_T1 및 S_T2의 송신이 동시에 행해진 경우라도 양호한 고립 특성을 확보하고, 효과적으로 IMD 3을 억제할 수가 있다.

특히, LPF(12)와 LPF(22)가 동일한 통과 특성을 가지고, 또한 HPF(14)와 HPF(24)가 동일한 통과 특성을 가지고, 또한 위상 천이 회로(26)에 있어서의 신호의 손실이 없는 것이 바람직하다. 이에 의해 제1 회로(10)와 제2 회로(20)는 동일한 정도의 통과 특성을 가지게 된다. 이 결과, 보다 효과적으로 양호한 고립 특성을 확보할 수가 있다. LPF(12)와 LPF(22)가 매우 가까운 통과 특성을 가지고, 또한 HPF(14)와 HPF(24)가 매우 가까운 통과 특성을 가져도 좋다. 또 위상 천이 회로(26)에 있어서의 신호의 손실이 매우 작아도 좋다.

다음에 실시예 2의 변형예에 대해서 설명한다. 실시예 2의 변형예는 위상 천이 회로(26)로서 스트립 라인을 이용하는 예이다. 다이플렉서의 구성은 도 10에 나타낸 것과 마찬가지이므로 설명을 생략한다.

도 13은 실시예 2의 변형예와 관련되는 전자 부품이 구비하는 다이플렉서의 등가 회로를 예시하는 회로도이다. 도 13에 나타내듯이, 위상 천이 회로(26)는 스트립 라인 SL에 대응한다. 스트립 라인 SL의 일단은 C17의 타단과 직렬 접속되어 있다. 스트립 라인 SL의 타단은 포트 P1과 접속되어 있다.

다음에 시뮬레이션에 이용한 파라미터에 대해서 설명한다. C1~C6의 캐패시턴스는 실시예 2에 있어서 설명한 것과 같다. L2~L7의 인덕턴스는 실시예 2에 있어서 설명한 것과 같다. C7의 캐패시턴스는 1.58pF이다. L1의 인덕턴스는 24.6nH이다. C11~C17의 캐패시턴스는 C1~C7의 캐패시턴스와 같다. L11~L17의 인덕턴스는 L1~L7의 인덕턴스와 같다.

시뮬레이션의 결과에 대해서 설명한다. 도 14(a)는 실시예 2의 변형예에 있어서의 포트 P1~P2 사이의 통과 특성의 계산 결과이다. 도 14(b)는 실시예 2의 변형예에 있어서의 통과 특성의 계산 결과이다.

도 14(a)에 나타내듯이, 제1 송수신 대역에 있어서 통과량은 -36.5㏈ 이하이다. 제2 송수신 대역에 있어서 통과량은 -38.3㏈ 이하이다. 도 14(a)와 도 7(a)을 비교하면, 실시예 2의 변형예에 의해 고립 특성이 개선된 것을 알 수 있다.

도 14(b)에 실선으로 나타내듯이, 포트 P1~P3 사이의 통과량은 제1 송수신 대역에 있어서 -0.864㏈ 이상, 신호를 억압해야할 제2 송수신 대역에 있어서 -16.4㏈ 이하이다. 파선으로 나타내듯이, 포트 P2~P3 사이의 통과량은 제2 송수신 대역에 있어서 -0.864㏈ 이상, 신호를 억압해야할 제1 송수신 대역에 있어서 -16.7㏈ 이하이다. 도 14(b)와 도 7(b)에 있어서의 통과 특성을 비교하면, 실시예 2는, 비교예에 대해서, 통과 대역에서는 동일한 정도의 손실을 나타내고, 억압 대역에서는 높은 억압 효과를 나타내고 있는 것을 알 수 있다. 이상과 같이 실시예 2의 변형예에 의하면 양호한 통과 특성과 양호한 고립 특성을 양립할 수가 있다.

도 12(a)와 도 14(a)에 나타내듯이, 위상 천이 회로(26)로서 트랜스포머를 이용하는 실시예 2와 스트립 라인을 이용하는 실시예 2의 변형예는 실시예 2의 쪽이 양호한 고립 특성을 나타냈다. 트랜스포머는 스트립 라인과 비교하여 넓은 주파수 대역에 있어서 위상 반전의 기능을 완수한다. 이 때문에 스트립 라인을 이용하는 경우보다 트랜스포머를 이용하는 경우의 쪽이 양호한 고립 특성을 얻을 수 있다.

이상, 본 발명의 실시예에 대해서 상술하였지만, 본 발명과 관련되는 특정의 실시예에 한정되는 것은 아니고, 특허 청구의 범위에 기재된 본 발명의 요지의 범위 내에 있어서 여러 가지의 변형 및 변경이 가능하다.

10 제1 회로 11 다이플렉서
12, 22 저역통과 필터 14, 24 고역통과 필터
16 안테나 20 제2 회로
23 대역통과 필터
26 위상 천이 회로(phase shift circuit)
28 전기적 부하 30 제1 프론트엔드(front end)
32 제1 듀플렉서 40 제2 프론트엔드(front end)
42 제2 듀플렉서 50 제1 공통단
52 제2 공통단 54 제3 공통단
100, 102, 200 전자 부품

Claims

주파수가 다른 제1 송신 신호와 제1 수신 신호를 포함하는 제1 신호의 입출력을 행하기 위한 제1 공통단과, 주파수가 다른 제2 송신 신호와 제2 수신 신호를 포함하고 또한 상기 제1 신호보다 높은 주파수를 가지는 제2 신호의 입출력을 행하기 위한 제2 공통단과, 안테나와 접속하기 위한 제3 공통단에 접속된 제1 회로와,
상기 제1 공통단과 상기 제2 공통단의 사이에 있어서 상기 제1 회로와 병렬 접속된 제2 회로를 구비하고,
상기 제1 회로는, 상기 제1 신호를 통과시키고 또한 상기 제2 신호를 반사하는 제1 필터, 및 상기 제2 신호를 통과시키고 또한 상기 제1 신호를 반사하는 제2 필터를 포함하고, 상기 제1 필터는 상기 제1 공통단과 상기 제2 필터의 사이에 접속되고, 상기 제2 필터는 상기 제1 필터와 상기 제2 공통단의 사이에 접속되고, 상기 제3 공통단은, 상기 제1 필터와 상기 제2 필터의 사이에 위치하고,
상기 제2 회로는, 상기 제1 송신 신호를 반사시킴과 아울러 일부를 통과시키고 또한 제2 송신 신호를 통과시키는 제1 고역 통과 필터와, 상기 제2 송신 신호를 반사시킴과 아울러 일부를 통과시키고 또한 제1 송신 신호를 통과시키는 제1 저역 통과 필터를 포함함과 아울러, 상기 제1 송신 신호 및 제2 송신 신호의 위상을 반전시키는 것을 특징으로 하는 전자 부품.
제1항에 있어서,
상기 제2 회로는 상기 제1 송신 신호 및 제2 송신 신호의 위상을 반전시키는 위상 천이 회로를 포함하고, 상기 제1 고역 통과 필터와 상기 1 저역 통과 필터와 상기 위상 천이 회로는 직렬로 접속되어 있는 것을 특징으로 하는 전자 부품.
주파수가 다른 제1 송신 신호와 제1 수신 신호를 포함하는 제1 신호의 입출력을 행하기 위한 제1 공통단과, 주파수가 다른 제2 송신 신호와 제2 수신 신호를 포함하고 또한 상기 제1 신호보다 높은 주파수를 가지는 제2 신호의 입출력을 행하기 위한 제2 공통단과, 안테나와 접속하기 위한 제3 공통단에 접속된 제1 회로와,
상기 제1 공통단과 상기 제2 공통단의 사이에 있어서 상기 제1 회로와 병렬 접속된 제2 회로를 구비하고,
상기 제1 회로는, 상기 제1 신호를 통과시키고 또한 상기 제2 신호를 반사하는 제1 필터, 및 상기 제2 신호를 통과시키고 또한 상기 제1 신호를 반사하는 제2 필터를 포함하고, 상기 제1 필터는 상기 제1 공통단과 상기 제2 필터의 사이에 접속되고, 상기 제2 필터는 상기 제1 필터와 상기 제2 공통단의 사이에 접속되고, 상기 제3 공통단은, 상기 제1 필터와 상기 제2 필터의 사이에 위치하고,
상기 제2 회로는, 상기 제1 송신 신호 및 제2 송신 신호를 반사하고, 또한 상기 제1 송신 신호 및 제2 송신 신호의 일부를 통과시키는 밴드패스 필터를 포함함과 아울러, 상기 제1 송신 신호 및 제2 송신 신호의 위상을 반전시키는 것을 특징으로 하는 전자 부품.
제3항에 있어서,
상기 제2 회로는 상기 제1 송신 신호 및 제2 송신 신호의 위상을 반전시키는 위상 천이 회로를 포함하고, 상기 밴드패스 필터와 상기 위상 천이 회로는 직렬로 접속되어 있는 것을 특징으로 하는 전자 부품.
제1항 또는 제3항에 있어서,
상기 제1 공통단에는 상기 제1 송신 신호와 상기 제1 수신 신호를 분파하는 제1 듀플렉서가 접속되고,
상기 제2 공통단에는 상기 제2 송신 신호와 상기 제2 수신 신호를 분파하는 제2 듀플렉서가 접속되는 것을 특징으로 하는 전자 부품.
제5항에 있어서,
상기 제1 공통단으로의 상기 제1 송신 신호의 입력과 상기 제1 공통단으로부터의 상기 제1 수신 신호의 출력은 동시에 행해지거나, 또는 상기 제2 공통단으로의 상기 제2 송신 신호의 입력과 상기 제2 공통단으로부터의 상기 제2 수신 신호의 출력은 동시에 행해지는 것을 특징으로 하는 전자 부품.
제1항 또는 제3항에 있어서,
상기 제1 공통단으로부터 상기 제2 공통단을 향해 상기 제2 회로를 통과하는 상기 제1 송신 신호는, 상기 제1 공통단으로부터 상기 제2 공통단을 향해 상기 제1 회로를 통과하는 상기 제1 송신 신호와 비교하여 동일 크기 및 역위상을 가지고,
상기 제2 공통단으로부터 상기 제1 공통단을 향해 상기 제2 회로를 통과하는 상기 제2 송신 신호는, 상기 제2 공통단으로부터 상기 제1 공통단을 향해 상기 제1 회로를 통과하는 상기 제2 송신 신호와 비교하여 동일 크기 및 역위상을 가지는 것을 특징으로 하는 전자 부품.
제2항에 있어서,
상기 제1 고역통과 필터는, 상기 위상 천이 회로와 상기 제1 저역통과 필터의 사이에 접속되고,
상기 제1 저역통과 필터는, 상기 제2 공통단과 상기 제1 고역통과 필터의 사이에 접속되고,
상기 위상 천이 회로는 상기 제1 공통단과 상기 제1 고역통과 필터의 사이에 접속되고,
상기 제2 회로는, 상기 제1 저역통과 필터와 상기 제1 고역통과 필터의 접속점과 접지 사이에 접속된 전기적 부하를 포함하는 것을 특징으로 하는 전자 부품.
제8항에 있어서,
상기 제1 필터는 제2 저역통과 필터이고, 상기 제2 필터는 제2 고역통과 필터이고,
상기 제1 저역통과 필터와 상기 제2 저역통과 필터는 동일한 통과 특성을 가지고,
상기 제1 고역통과 필터와 상기 제2 고역통과 필터는 동일한 통과 특성을 가지는 것을 특징으로 하는 전자 부품.
제1항 또는 제3항에 있어서,
상기 제1 수신 신호 및 상기 제2 수신 신호의 적어도 일방의 주파수는, 상기 제1 송신 신호 및 상기 제2 송신 신호 각각의 주파수보다 높거나 또는 낮은 것을 특징으로 하는 전자 부품.
제1항 또는 제3항에 있어서,
상기 제1 신호는 LTE　Band 13 방식의 송신 대역의 주파수를 가지는 신호 및 수신 대역의 주파수를 가지는 신호를 포함하고,
상기 제2 신호는 W－CDMA　Band 5 방식의 송신 대역의 주파수를 가지는 신호 및 수신 대역의 주파수를 가지는 신호를 포함하는 것을 특징으로 하는 전자 부품.
제1항 또는 제3항에 있어서,
상기 제1 공통단에 접속되고, 상기 제1 송신 신호와 상기 제1 수신 신호를 분파하는 듀플렉서를 포함하는 제1 송수신 회로와,
상기 제2 공통단에 접속되고, 상기 제2 송신 신호와 상기 제2 수신 신호를 분파하는 듀플렉서를 포함하는 제2 송수신 회로를 구비하는 것을 특징으로 하는 전자 부품.