DE112015000867T5

DE112015000867T5 - Hochfrequenz-Front-End-Schaltung

Info

Publication number: DE112015000867T5
Application number: DE112015000867.5T
Authority: DE
Inventors: Takanori Uejima; Hiromichi Kitajima; Saneaki ARIUMI; Hisao Hayafuji; Tatsuya Tsujiguchi
Original assignee: Murata Manufacturing Co Ltd
Current assignee: Murata Manufacturing Co Ltd
Priority date: 2014-02-19
Filing date: 2015-02-09
Publication date: 2016-11-17
Also published as: US20160352365A1; US10027353B2; JP6549095B2; WO2015125636A1; JP2018133812A; JP6590019B2; JPWO2015125636A1; CN106170925A; CN106170925B

Abstract

Eine Hochfrequenz-Front-End-Schaltung (10) weist einen Duplexer (20), eine Phaseneinstellungsschaltung (30) und einen Leistungsverstärker (PA) auf. Die Phaseneinstellungsschaltung (30) ist zwischen den Leistungsverstärker (PA) und ein Tx-Filter (21) des Duplexers (20) geschaltet. Die Phaseneinstellungsschaltung (30) führt eine Phaseneinstellung so aus, dass die Phase zwischen einem Quadranten, in dem eine Impedanz ZRX (fr0), von dem Tx-Filter (21) hin zu dem Leistungsverstärker (PA) betrachtet, für die Grundfrequenz eines Empfangssignals vorhanden ist, und einem Quadranten, in dem eine Impedanz ZTX (fr0), von dem Leistungsverstärker (PA) hin zu dem Tx-Filter (21) betrachtet, für die Grundfrequenz des Empfangssignals vorhanden ist, nicht in konjugierter Beziehung steht.

Description

Technisches Gebiet
Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf eine Hochfrequenz-Front-End-Schaltung, die Hochfrequenzsignale sendet und empfängt.
Stand der Technik
Verschiedene Typen von Hochfrequenz-Front-End-Schaltungen sind bisher vorgestellt worden. Einige solcher Hochfrequenz-Front-End-Schaltungen umfassen Duplexer, die ein Sendefilter und ein Empfangsfilter kombinieren, wie in Patentdokument 1 offenbart ist.
Bei dem Duplexer sind ein Ende des Sendefilters und ein Ende des Empfangsfilters in einer gemeinsamen Anschlusskonfiguration verbunden und der gemeinsame Anschluss ist mit einer Antenne oder einen antennenseitigen Schaltung verbunden. Ein anderes Ende des Sendefilters ist mit einer Sendeschaltung verbunden und ein anderes Ende des Empfangsfilters ist mit einer Empfangsschaltung verbunden.
Gemäß einer solchen Hochfrequenz-Front-End-Schaltung sind das Sendefilter und das Empfangsfilter verbunden, und um zu verhindern, dass ein Sendesignal in die Empfangsfilterseite gelangt, ist daher eine Impedanz bei der Grundfrequenz des Sendesignals so festgelegt, dass die Empfangsfilterseite von der Sendefilterseite aus betrachtet offen ist.
Liste der genannten Dokumente
Patentdokument

Patentdokument 1: Ungeprüfte japanische Patentanmeldung mit der Veröffentlichung Nr. 2004-120295 .

Kurzdarstellung der Erfindung
Technische Problemstellung
Es wurde jedoch entdeckt, dass die Empfangsempfindlichkeit der Empfangsschaltung, die mit dem Empfangsfilter verbunden ist, bei solchen herkömmlichen Hochfrequenz-Front-End-Schaltungen abnimmt, selbst wenn eine Isolierung zwischen dem Sendefilter und dem Empfangsfilter sichergestellt ist, wie oben beschrieben ist.
Dementsprechend ist es eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung, eine Hochfrequenz-Front-End-Schaltung zu schaffen, die dazu in der Lage ist, eine Empfangsempfindlichkeitsabnahme zu unterbinden.
Lösung der Problemstellung
Eine Hochfrequenz-Front-End-Schaltung gemäß dieser Erfindung umfasst eine Demultiplexschaltung, einen Leistungsverstärker und eine Phaseneinstellungsschaltung. Die Demultiplexschaltung umfasst ein Sendefilter, das so ausgebildet ist, dass ein Grundfrequenzband eines Sendesignals in einem Durchlassband des Sendefilters liegt, und ein Empfangsfilter, das so ausgebildet ist, dass ein Grundfrequenzband eines Empfangssignals in einem Durchlassband des Empfangsfilters liegt. Bei der Demultiplexschaltung sind ein Ende des Sendefilters und ein Ende des Empfangsfilters mit einem gemeinsamen Verbindungspunkt, der zwischen denselben vorgesehen ist, elektrisch verbunden. Der Leistungsverstärker ist mit einem anderen Ende des Sendefilters elektrisch verbunden. Die Phaseneinstellungsschaltung ist elektrisch zwischen den Leistungsverstärker und das Sendefilter geschaltet.
Die Phaseneinstellungsschaltung führt eine Phaseneinstellung wie folgt durch. Es wird angenommen, dass ein Smith-Diagramm durch eine erste Linie, die einen reinen Widerstand angibt, und eine zweite Linie, die Punkte von Phasen von 90° auf dem Außenumfang des Smith-Diagramms mit einem Referenzimpedanzpunkt verbindet, in vier Quadranten geteilt ist. Die Phaseneinstellungsschaltung wirkt so, dass bei der Grundfrequenz des Empfangssignals ein Quadrant, in dem eine Phase des Leistungsverstärkers, von dem Sendefilter aus betrachtet, vorhanden ist, und ein Quadrant, in dem eine Phase, von dem Leistungsverstärker hin zu dem Sendefilter betrachtet, vorhanden ist, nicht in einer konjugierten Beziehung stehen.
Gemäß dieser Konfiguration ist es ohne weiteres möglich, eine Impedanzfehlanpassung zwischen dem Leistungsverstärker und dem Sendefilter bei der Grundfrequenz des Empfangssignals sicherzustellen. Dies verhindert, dass ein Rauschen, das an die Grundfrequenz des Empfangssignals angepasst ist, in die Empfangsfilterseite gelangt.
Zusätzlich dazu ist es bevorzugt, dass die Hochfrequenz-Front-End-Schaltung gemäß dieser Erfindung die folgende Konfiguration aufweist. Die Phaseneinstellungsschaltung führt die Phaseneinstellung so durch, dass bei der Grundfrequenz des Empfangssignals ein Quadrant, in dem eine Phase des Leistungsverstärkers, von dem Sendefilter aus betrachtet, vorhanden ist, und ein Quadrant, in dem eine Phase, von dem Leistungsverstärker hin zu dem Sendefilter aus betrachtet, vorhanden ist, sich auf gegenüberliegenden Seiten befinden, zwischen denen die zweite Linie eingefügt ist.
Gemäß dieser Konfiguration ist es ohne weiteres möglich, eine noch größere Impedanzfehlanpassung zwischen dem Leistungsverstärker und dem Sendefilter bei der Grundfrequenz des Empfangssignals sicherzustellen.
Zusätzlich dazu ist es bevorzugt, dass die Hochfrequenz-Front-End-Schaltung gemäß dieser Erfindung die folgende Konfiguration aufweist. Die Phaseneinstellungsschaltung führt die Phaseneinstellung so durch, dass eine Impedanz bei der Grundfrequenz des Sendesignals sich der Referenzimpedanz nähert.
Gemäß dieser Konfiguration kann ein Übertragungsverlust bei dem Sendesignal weiter reduziert werden, während eine Impedanzfehlanpassung bei der Grundfrequenz des Empfangssignals sichergestellt wird.
Zusätzlich dazu ist es bevorzugt, dass die Hochfrequenz-Front-End-Schaltung gemäß dieser Erfindung die folgende Konfiguration aufweist. Die Phaseneinstellungsschaltung umfasst zumindest eine angebrachte elektronische Komponente, die eine Reaktanzkomponente aufweist.
Gemäß dieser Konfiguration ist es ohne weiteres möglich, die Konfiguration der Phaseneinstellungsschaltung zu ändern, und somit kann die Impedanzfehlanpassung zwischen dem Sendefilter und dem Leistungsverstärker bei der Grundfrequenz des Empfangssignals mit mehr Gewissheit umgesetzt werden.
Zusätzlich dazu kann die Hochfrequenz-Front-End-Schaltung gemäß dieser Erfindung die folgende Konfiguration aufweisen. Die Phaseneinstellungsschaltung führt die Phaseneinstellung gemäß der Länge einer Übertragungsleitung durch, die das Sendesignal sendet.
Gemäß dieser Konfiguration kann die Hochfrequenz-Front-End-Schaltung mit einer einfachen Konfiguration umgesetzt werden, während eine Impedanzfehlanpassung zwischen dem Sendefilter und dem Leistungsverstärker bei der Grundfrequenz des Empfangssignals mit Gewissheit sichergestellt wird.
Zusätzlich dazu kann die Hochfrequenz-Front-End-Schaltung gemäß dieser Erfindung die folgende Konfiguration aufweisen. Die Hochfrequenz-Front-End-Schaltung umfasst eine Demultiplexschaltung, einen Leistungsverstärker und eine Phaseneinstellungsschaltung. Die Demultiplexschaltung umfasst ein Sendefilter, das so ausgebildet ist, dass ein Grundfrequenzband eines Sendesignals in einem Durchlassband des Sendefilters liegt, und ein Empfangsfilter, das so ausgebildet ist, dass ein Grundfrequenzband eines Empfangssignals in einem Durchlassband des Empfangsfilters liegt. Bei der Demultiplexschaltung sind ein Ende des Sendefilters und ein Ende des Empfangsfilters mit einem gemeinsamen Verbindungspunkt, der zwischen den beiden bereitgestellt ist, elektrisch verbunden. Der Leistungsverstärker ist mit einem anderen Ende des Sendefilters elektrisch verbunden. Die Phaseneinstellungsschaltung ist in dem Sendefilter enthalten.
Die Phaseneinstellungsschaltung führt eine Phaseneinstellung wie folgt durch. Es wird angenommen, dass ein Smith-Diagramm durch eine erste Linie, die einen reinen Widerstand angibt, und eine zweite Linie, die Punkte von Phasen von 90° auf dem Außenumfang des Smith-Diagramms mit einem Referenzimpedanzpunkt verbindet, in vier Quadranten geteilt ist. Die Phaseneinstellungsschaltung wirkt so, dass bei der Grundfrequenz des Empfangssignals ein Quadrant, in dem eine Phase des Leistungsverstärkers, von dem Sendefilter aus betrachtet, vorhanden ist, und ein Quadrant, in dem eine Phase, von dem Leistungsverstärker hin zu dem Sendefilter betrachtet, vorhanden ist, nicht in einer konjugierten Beziehung stehen.
Gemäß dieser Konfiguration wirkt das Sendefilter außerdem als die Phaseneinstellungsschaltung, und die Schaltungskonfiguration der Hochfrequenz-Front-End-Schaltung kann somit vereinfacht werden.
Zusätzlich dazu ist es bevorzugt, dass die Hochfrequenz-Front-End-Schaltung gemäß dieser Erfindung die folgende Konfiguration aufweist. Das Sendefilter besteht aus einer Mehrzahl von Resonatoren. Die Phaseneinstellungsschaltung besteht aus einem Resonator, der mit dem Leistungsverstärker verbunden ist.
Gemäß dieser Konfiguration wird ein Signal mit der Grundfrequenz des Empfangssignals an einem Eingangsende von dem Leistungsverstärker hin zu dem Sendefilter reflektiert und kann daher effektiver daran gehindert werden, in das Empfangsfilter zu gelangen.
Zusätzlich dazu umfasst eine Hochfrequenz-Front-End-Schaltung gemäß dieser Erfindung eine Demultiplexschaltung, Leistungsverstärker und eine Phaseneinstellungsschaltung. Die Demultiplexschaltung umfasst ein erstes Sendefilter, das so ausgebildet ist, dass ein Grundfrequenzband eines ersten Sendesignals in einem Durchlassband des ersten Sendefilters liegt, ein zweites Sendefilter, das so ausgebildet ist, dass ein Grundfrequenzband eines zweiten Sendesignals, das sich von dem ersten Sendesignal unterscheidet, in einem Durchlassband des zweiten Sendefilters liegt, und ein Empfangsfilter, das so ausgebildet ist, dass ein Grundfrequenzband eines ersten Empfangssignals in einem Durchlassband des Empfangsfilters liegt, wobei ein Ende des ersten Sendefilters, ein Ende des zweiten Sendefilters und ein Ende des dritten Sendefilters verbunden sind. Die Leistungsverstärker sind jeweils mit einem anderen Ende des ersten Sendefilters und einem anderen Ende des zweiten Sendefilters verbunden. Die Phaseneinstellungsschaltung ist zwischen den Leistungsverstärker und das zweite Sendefilter geschaltet oder in dem zweiten Sendefilter enthalten. Eine harmonische Frequenz des zweiten Sendesignals und die Grundfrequenz des Empfangssignals sind nahe zueinander.
Die Phaseneinstellungsschaltung führt eine Phaseneinstellung wie folgt durch. Es wird angenommen, dass ein Smith-Diagramm durch eine erste Linie, die einen reinen Widerstand angibt, und eine zweite Linie, das Punkte von Phasen von 90° auf dem Außenumfang des Smith-Diagramms mit einem Referenz-Impedanzpunkt verbindet, in vier Quadranten geteilt ist. Die Phaseneinstellungsschaltung wirkt so, dass bei der harmonischen Frequenz des zweiten Sendesignals ein Quadrant, in dem eine Phase des Leistungsverstärkers, von dem zweiten Sendefilter aus betrachtet, vorhanden ist, und ein Quadrant, in dem eine Phase, von dem Leistungsverstärker hin zu dem zweiten Sendefilter betrachtet, vorhanden ist, nicht in einer konjugierten Beziehung stehen.
Gemäß dieser Konfiguration ist es ohne weiteres möglich, eine Impedanzfehlanpassung zwischen dem Leistungsverstärker und dem zweiten Sendefilter bei der harmonischen Frequenz des zweiten Sendesignals sicherzustellen. Dies verhindert, dass ein harmonisches Signal des zweiten Sendesignals, das eine Frequenz nahe der Grundfrequenz des Empfangssignals aufweist, in die Empfangsfilterseite gelangt.
Vorteilhafte Wirkungen der Erfindung
Gemäß dieser Erfindung kann eine Isolierung zwischen einer Sendeseite und einer Empfangsseite selbst für ein Empfangssignalband mit Gewissheit sichergestellt werden, was es ermöglicht, eine Empfangsempfindlichkeitsabnahme zu unterbinden.
Kurzbeschreibung der Zeichnungen
1 ist ein Blockdiagramm, das eine Hochfrequenz-Front-End-Schaltung gemäß einem ersten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung veranschaulicht.
2 ist ein Smith-Diagramm, das ein Prinzip der Hochfrequenz-Front-End-Schaltung gemäß dem ersten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung veranschaulicht.
3 ist ein Ersatzschaltbild, das ein Beispiel einer Phaseneinstellungsschaltung gemäß dem ersten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung veranschaulicht.
4 ist eine Kurve, die Empfangsempfindlichkeitsabnahmeratencharakteristika in einem Fall, in dem die Hochfrequenz-Front-End-Schaltung gemäß dem ersten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung verwendet wird, und in einem Fall veranschaulicht, in dem die Hochfrequenz-Front-End-Schaltung gemäß dem ersten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung nicht verwendet wird.
5 ist ein Ersatzschaltbild, das eine andere Konfiguration der Phaseneinstellungsschaltung gemäß dem ersten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung veranschaulicht.
6 ist ein Smith-Diagramm, das ein Prinzip einer anderen Konfiguration der Hochfrequenz-Front-End-Schaltung gemäß dem ersten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung veranschaulicht.
7 ist ein Blockdiagramm, das eine Front-End-Schaltung gemäß einem zweiten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung veranschaulicht.
8 ist ein Ersatzschaltbild, das ein mit einer Phaseneinstellungsschaltung ausgestattetes Tx-Filter gemäß dem zweiten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung veranschaulicht.
9 ist ein Blockdiagramm, das eine Hochfrequenz-Front-End-Schaltung gemäß einem dritten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung veranschaulicht.
10 ist ein Smith-Diagramm, das ein Prinzip der Hochfrequenz-Front-End-Schaltung gemäß dem dritten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung veranschaulicht.
Beschreibung der Ausführungsbeispiele
Eine Hochfrequenz-Front-End-Schaltung gemäß einem ersten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung wird unter Bezugnahme auf die Zeichnungen beschrieben. 1 ist ein Blockdiagramm, das die Hochfrequenz-Front-End-Schaltung gemäß dem ersten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung veranschaulicht.
Wie in 1 veranschaulicht ist, umfasst eine Hochfrequenz-Front-End-Schaltung 10 einen Duplexer 20, eine Phaseneinstellungsschaltung 30 und einen Leistungsverstärker PA. Der Duplexer 20 umfasst ein Tx-Filter 21, das einem „Sendefilter” gemäß der vorliegenden Erfindung entspricht, und ein Rx-Filter 22, das einem „Empfangsfilter” gemäß der vorliegenden Erfindung entspricht.
Ein Ende des Tx-Filters 21 und ein Ende des Rx-Filters 22 sind mit einem gemeinsamen Verbindungspunkt verbunden. Dieser Verbindungspunkt ist mit einer Antenne oder einer antennenseitigen Schaltung (nicht gezeigt) verbunden. Diese Antenne sendet Sendesignale, die das Tx-Filter 21 durchlaufen haben, nach außen und empfängt Empfangssignale von außen.
Die Grundfrequenz eines Sendesignals eines vorbestimmten Kommunikationsstandards befindet sich in dem Durchlassband des Tx-Filters 21. Das Tx-Filter 21 ist ausgebildet, eine vorbestimmte Dämpfung in Bezug auf die Frequenz eines Empfangssignals des vorbestimmten Kommunikationsstandards bereitzustellen.
Die Grundfrequenz des Empfangssignals des vorbestimmten Kommunikationsstandards befindet sich in dem Durchlassband des Rx-Filters 22. Ein anderes Ende des Rx-Filters 22 ist mit einem rauscharmen Verstärker LNA einer Empfangsschaltung 90 verbunden. Hier kann eine Anpassungsschaltung für eine Impedanzanpassung bei der Frequenz des Empfangssignals zwischen dem Rx-Filter 22 und dem rauscharmen Verstärker LNA vorgesehen sein.
Ein anderes Ende des Tx-Filters 21 ist mit einem Ausgangsende des Leistungsverstärkers PA verbunden, wobei die Phaseneinstellungsschaltung 30 dazwischen bereitgestellt ist. Es ist zu beachten, dass ein Eingangsende des Leistungsverstärkers PA mit einer Sendesignalerzeugungsschaltung (nicht gezeigt) verbunden ist.
Die Phaseneinstellungsschaltung 30 weist eine Schaltungskonfiguration zum Durchführen einer Impedanzanpassung zwischen dem Tx-Filter 21 und dem Leistungsverstärker PA in dem Grundfrequenzband des Sendesignals auf. Ferner weist die Phaseneinstellungsschaltung 30 eine Schaltungskonfiguration basierend auf dem unten beschriebenen Prinzip auf. 2 ist ein Smith-Diagramm, das ein Prinzip der Hochfrequenz-Front-End-Schaltung gemäß dem ersten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung veranschaulicht.
Wie in 2 veranschaulicht ist, ist gemäß der Hochfrequenz-Front-End-Schaltung 10 der vorliegenden Erfindung das Smith-Diagramm in die unten beschriebenen vier Quadranten geteilt und die Phaseneinstellung wird basierend darauf durchgeführt, ob eine Impedanz in einem der genannten vier Quadranten vorhanden ist oder nicht. Es ist zu beachten, dass 2 ein normalisiertes Smith-Diagramm veranschaulicht. Mit anderen Worten ist eine Impedanz von 50 Ω in 2 als Impedanz 1 angegeben.
Zuerst wird die Art und Weise beschrieben, auf die das Smith-Diagramm in die Quadranten geteilt wird. Eine Reiner-Widerstand-Linie in dem Smith-Diagramm, oder mit anderen Worten eine Linie, die sich von dem Punkt einer Impedanz 0 durch den Punkt einer Impedanz 1 (einem Referenzimpedanzpunkt) zu dem Punkt einer Impedanz in 2 erstreckt, wird als eine erste Linie genutzt. Als Nächstes wird eine Linie, die durch zwei Punkte bei Phasen von 90° auf dem Außenumfang des Smith-Diagramms und den Punkt einer Impedanz 1 (den Referenzimpedanzpunkt) verläuft, als eine zweite Linie genutzt. Die vier Bereiche, in die das Smith-Diagramm durch die erste Linie und die zweite Linie geteilt ist, die zueinander orthogonal sind, werden als erster, zweiter, dritter und vierter Quadrant genutzt. Der erste Quadrant ist ein Bereich, der eine induktive Reaktanz und eine hohe Impedanz aufweist, und der zweite Quadrant ist ein Bereich, der eine induktive Reaktanz und eine niedrige Impedanz aufweist. Der dritte Quadrant ist ein Bereich, der eine kapazitive Reaktanz und eine niedrige Impedanz aufweist, und der vierte Quadrant ist ein Bereich, der eine kapazitive Reaktanz und eine hohe Impedanz aufweist.
In 2 gibt ZRX (fr0) eine Impedanz, von dem Tx-Filter 21 hin zu dem Leistungsverstärker PA betrachtet, bei der Grundfrequenz des Empfangssignals in einem Zustand an, in dem die Phaseneinstellungsschaltung 30 nicht verwendet wird. ZTX (fr0) gibt eine Impedanz, von dem Leistungsverstärker PA hin zu dem Tx-Filter 21 betrachtet, bei der Grundfrequenz des Empfangssignals in einem Zustand an, in dem die Phaseneinstellungsschaltung 30 nicht verwendet wird. ZTXc1 (fr0) gibt eine erste Impedanz, von dem Leistungsverstärker PA hin zu dem Tx-Filter 21 betrachtet, bei der Grundfrequenz des Empfangssignals in einem Zustand an, in dem die Phaseneinstellungsschaltung 30 verwendet wird. ZTXc2 (fr0) gibt eine zweite Impedanz, von dem Leistungsverstärker PA hin zu dem Tx-Filter 21 betrachtet, bei der Grundfrequenz des Empfangssignals in einem Zustand an, in dem die Phaseneinstellungsschaltung 30 verwendet wird. ZTX (ft0) gibt eine Impedanz, von dem Leistungsverstärker PA hin zu dem Tx-Filter 21 betrachtet, bei der Grundfrequenz des Sendesignals in einem Zustand an, in dem die Phaseneinstellungsschaltung 30 nicht verwendet wird. ZTXc2 (ft0) gibt eine Impedanz, von dem Leistungsverstärker PA hin zu dem Tx-Filter 21 betrachtet, bei der Grundfrequenz des Sendesignals in einem Zustand an, in dem die Phaseneinstellungsschaltung 30 verwendet wird.
Wie in 2 angegeben ist, dient, in dem Fall von Quadranten, bei denen die Phase der Impedanz ZRX (fr0), von dem Tx-Filter 21 hin zu dem Leistungsverstärker PA betrachtet, bei der Grundfrequenz des Empfangssignals und die Phase der Impedanz ZTX (fr0), von dem Leistungsverstärker PA hin zu dem Tx-Filter 21 betrachtet, bei der Grundfrequenz des Empfangssignals in einer konjugierten Beziehung stehen, die Phaseneinstellungsschaltung 30 dazu, die Phase zu verschieben. Demgemäß kann, wie durch die Impedanz ZTXc1 (fr0), die Impedanz ZTXc2 (fr0) und so weiter angegeben ist, für den Quadranten, bei dem die Impedanz ZRX (fr0) vorhanden ist, die Impedanz zu einem Quadranten verschoben werden, der nicht mit demselben in einer konjugierten Beziehung steht.
Der Leistungsverstärker PA und das Tx-Filter 21 weisen folglich fehlangepasste Impedanzen bei der Grundfrequenz des Empfangssignals auf. Dementsprechend wird ein Rauschen mit der gleichen Frequenz wie die Grundfrequenz des Empfangssignals von dem Leistungsverstärker PA nicht in das Tx-Filter 21 eingegeben. Folglich tritt dieses Rauschen nicht durch das Tx-Filter 21 in das Rx-Filter 22, was es ermöglicht, eine Abnahme der Empfangsempfindlichkeit zu unterbinden.
Ferner ermöglicht, wie in 2 angegeben ist, ein Bereitstellen der Phaseneinstellungsschaltung 30, die Impedanz bei der Grundfrequenz des Sendesignals näher an die Referenzimpedanz (50 Ω) zu bringen. Dadurch kann ein Übertragungsverlust des Sendesignals weiter reduziert werden, was es wiederum ermöglicht, die Sendecharakteristika zu verbessern.
Um eine solche Phasenverschiebung zu erreichen, ist die Phaseneinstellungsschaltung 30 mit einer Schaltungskonfiguration wie zum Beispiel der in 3 veranschaulichten bereitgestellt. 3 ist ein Ersatzschaltbild, das ein Beispiel der Phaseneinstellungsschaltung gemäß dem ersten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung veranschaulicht.
Die Phaseneinstellungsschaltung 30 umfasst einen Induktor 301 und einen Kondensator 302. Der Induktor 301 ist mit dem Leistungsverstärker PA und dem Tx-Filter 21 verbunden. Der Kondensator 302 ist zwischen die Seite des Tx-Filters 21 des Induktors 301 und eine Masse geschaltet. Die Induktivität des Induktors 301 und die Kapazivität des Kondensators 302 sind so festgelegt, dass die in 2 angegebene Phasenverschiebung erreicht werden kann.
Es ist zu beachten, dass der Induktor 301, der Kondensator 302 und so weiter als Elektrodenstrukturen, die auf einer Platine gebildet sind, oder als angebrachte elektronische Komponenten umgesetzt werden können. In dem Fall, in dem der Induktor 301, der Kondensator 302 und so weiter als Elektrodenstrukturen umgesetzt werden, kann die Phaseneinstellungsschaltung 30 durch eine einfache Konfiguration umgesetzt werden und die Hochfrequenz-Front-End-Schaltung 10 kann daher auch durch eine einfache Konfiguration umgesetzt werden. Andererseits können, in dem Fall, in dem der Induktor 301, der Kondensator 302 und so weiter als angebrachte elektronische Komponenten umgesetzt werden, die Induktivität, Kapazität und so weiter ohne weiteres durch Ersetzen der angebrachten elektronischen Komponenten geändert werden, was es ohne weiteres ermöglicht, die Induktivität, Kapazität und so weiter einzustellen. Der gewünschte Phasenverschiebungsbetrag kann somit präziser erreicht werden.
4 ist eine Kurve, die Empfangsempfindlichkeitsabnahmeratencharakteristika in dem Fall, in dem die Hochfrequenz-Front-End-Schaltung gemäß dem ersten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung verwendet wird, und in dem Fall veranschaulicht, in dem die Hochfrequenz-Front-End-Schaltung gemäß dem ersten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung nicht verwendet wird. Die horizontale Achse in 4 stellt einen Rauschpegel dar, der durch den Leistungsverstärker PA bei der Grundfrequenz des Empfangssignals erstellt wird. Die vertikale Achse in 4 stellt die Empfangsempfindlichkeitsabnahmerate dar. Die durchgehende Linie stellt einen Fall dar, in dem die Phaseneinstellungsschaltung 30 gemäß dem vorliegenden Ausführungsbeispiel bereitgestellt ist, wohingegen die gepunktete Linie einen Fall darstellt, in dem die Phaseneinstellungsschaltung 30 gemäß dem vorliegenden Ausführungsbeispiel nicht bereitgestellt ist.
Wie in 4 angegeben ist, kann die Empfangsempfindlichkeitsabnahmerate unter Verwendung der Konfiguration gemäß dem vorliegenden Ausführungsbeispiel reduziert werden.
Es ist zu beachten, dass die Phaseneinstellungsschaltung die unten beschriebene Schaltungskonfiguration aufweisen kann. 5 ist ein Ersatzschaltbild, das eine andere Konfiguration der Phaseneinstellungsschaltung gemäß dem ersten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung veranschaulicht. Eine Phaseneinstellungsschaltung 30' umfasst einen Induktor 303. Der Induktor 303 ist zwischen eine Verbindungsleitung, die den Leistungsverstärker PA mit dem Tx-Filter 21 verbindet, und eine Masse geschaltet.
Wie in 6 veranschaulicht ist, ist mit einer solchen Konfiguration die Richtung der Phasenverschiebung entgegengesetzt zu dem in 2 veranschaulichten Fall. 6 ist ein Smith-Diagramm, das ein Prinzip dieser anderen Konfiguration der Hochfrequenz-Front-End-Schaltung gemäß dem ersten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung veranschaulicht. Wie in 6 angegeben ist, ist, in dem Fall von Quadranten, bei denen die Phase der Impedanz ZRX (fr0), von dem Tx-Filter 21 hin zu dem Leistungsverstärker PA betrachtet, bei der Grundfrequenz des Empfangssignals und die Phase der Impedanz ZTX (fr0), von dem Leistungsverstärker PA hin zu dem Tx-Filter 21 betrachtet, bei der Grundfrequenz des Empfangssignals in einer konjugierten Beziehung stehen, die Phase in diesem Fall auch verschoben. Dementsprechend kann, wie durch eine Impedanz ZTXc1' (fr0) angegeben ist, für den Quadranten, bei dem die Impedanz ZRX (fr0) vorhanden ist, die Impedanz zu einem Quadranten verschoben werden, der nicht in einer konjugierten Beziehung mit demselben steht.
Die Empfangsempfindlichkeitsabnahmerate kann auch auf dieselbe Weise durch Durchführen einer solchen Phasenverschiebung reduziert werden.
Es ist zu beachten, dass es bevorzugt ist, dass die Phase der Impedanz, von dem Tx-Filter 21 hin zu dem Leistungsverstärker PA betrachtet, und die Phase der Impedanz, von dem Leistungsverstärker PA hin zu dem Tx-Filter 21 betrachtet, bei der Grundfrequenz des Empfangssignals in Quadranten auf derselben Seite relativ zu der Reiner-Widerstand-Linie (der ersten Linie) und Quadranten sind, die einander relativ zu der zweiten Linie gegenüberliegen. Solch eine Beziehung ermöglicht es, die Impedanzfehlanpassung zwischen dem Tx-Filter 21 und dem Leistungsverstärker PA bei der Grundfrequenz des Empfangssignals zu erhöhen. Dementsprechend kann mit größerer Gewissheit unterbunden werden, dass ein Rauschen in das Rx-Filter 22 einfließt, und die Empfangsempfindlichkeitsabnahmerate kann noch weiter reduziert werden.
Als Nächstes wird eine Hochfrequenz-Front-End-Schaltung gemäß einem zweiten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung unter Bezugnahme auf die Zeichnungen beschrieben. 7 ist ein Blockdiagramm, das die Hochfrequenz-Front-End-Schaltung gemäß dem zweiten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung veranschaulicht. Bei einer Hochfrequenz-Front-End-Schaltung 10A gemäß dem vorliegenden Ausführungsbeispiel ist die Funktion der Phaseneinstellungsschaltung 30, die in dem ersten Ausführungsbeispiel beschrieben wird, in dem Tx-Filter eingearbeitet, die als ein mit einer Phaseneinstellungsschaltung ausgestattetes Tx-Filter 21A ausgeführt sind. Die anderen Konfigurationen sind dieselben wie die der Hochfrequenz-Front-End-Schaltung 10 gemäß dem ersten Ausführungsbeispiel. Daher werden nur Unterschiede zu der Hochfrequenz-Front-End-Schaltung 10 gemäß dem ersten Ausführungsbeispiel ausführlich beschrieben.
Die Hochfrequenz-Front-End-Schaltung 10A umfasst einen Duplexer 20A und den Leistungsverstärker PA. Der Duplexer 20A umfasst das mit einer Phaseneinstellungsschaltung ausgestattete Tx-Filter 21A und das Rx-Filter 22. Ein Ende des mit einer Phaseneinstellungsschaltung ausgestatteten Tx-Filters 21A und ein Ende des Rx-Filters 22 sind verbunden. Ein anderes Ende des mit einer Phaseneinstellungsschaltung ausgestatteten Tx-Filters 21A ist mit dem Leistungsverstärker PA verbunden.
Das mit einer Phaseneinstellungsschaltung ausgestattete Tx-Filter 21A ist so ausgebildet, dass das Durchlassband desselben die Grundfrequenz des Sendesignals beinhaltet, und so ausgebildet, dass eine Impedanzfehlanpassung mit dem Leistungsverstärker PA bei der Grundfrequenz des Empfangssignals erreicht wird, wie oben beschrieben ist. Mit anderen Worten ist das mit einer Phaseneinstellungsschaltung ausgestattete Tx-Filter 21A so ausgebildet, dass die Phase der Impedanz, hin zu dem Leistungsverstärker PA betrachtet, bei der Grundfrequenz des Empfangssignals zumindest der Phase der Impedanz, von dem Leistungsverstärker PA hin zu dem mit einer Phaseneinstellungsschaltung ausgestatteten Tx-Filter 21A betrachtet, nicht entgegengesetzt ist. Ferner kann das mit einer Phaseneinstellungsschaltung ausgestattete Tx-Filter 21A so festgelegt sein, dass die Phase der Impedanz, hin zu dem Leistungsverstärker PA betrachtet, bei der Grundfrequenz des Empfangssignals dieselbe ist wie die Phase der Impedanz, von dem Leistungsverstärker PA hin zu dem mit einer Phaseneinstellungsschaltung ausgestatteten Tx-Filter 21A betrachtet.
Insbesondere weist das mit einer Phaseneinstellungsschaltung ausgestattete Tx-Filter 21A die folgende Schaltungskonfiguration auf. 8A ist ein Ersatzschaltbild, das das mit einer Phaseneinstellungsschaltung ausgestattete Tx-Filter gemäß dem zweiten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung veranschaulicht. Das mit einer Phaseneinstellungsschaltung ausgestattete Tx-Filter 21A umfasst eine Mehrzahl von Resonatoren 21A1, 21A2, 21A3 und 21A4. Die Resonatoren 21A1 und 21A2 sind in Reihe geschaltet, wobei der Resonator 21A1 mit dem Leistungsverstärker PA verbunden ist und der Resonator 21A2 mit einem Verbindungspunkt mit dem Rx-Filter 22 verbunden ist. Der Resonator 21A3 ist zwischen die Seite des Leistungsverstärkers PA des Resonators 21A1 und eine Masse geschaltet. Der Resonator 21A4 ist zwischen eine Verbindungsleitung, die den Resonator 21A1 und 21A2 verbindet, und eine Masse geschaltet.
Hier wird die oben beschriebene Impedanzfehlanpassung in Bezug auf die Grundfrequenz des Empfangssignals durch Einstellen der Charakteristika des Resonators 21A3 umgesetzt, der am nächsten zu dem Leistungsverstärker PA ist. Durch Anwenden einer solchen Konfiguration kann eine Impedanzfehlanpassung zwischen dem Leistungsverstärker PA und dem mit einer Phaseneinstellungsschaltung ausgestatteten Tx-Filter 21A bei der Grundfrequenz des Empfangssignals effektiver umgesetzt werden.
Ein Bereitstellen einer solchen Konfiguration ermöglicht es, die Empfangsempfindlichkeitsabnahmerate auf dieselbe Art wie in dem ersten Ausführungsbeispiel zu reduzieren. Ferner sind die Phaseneinstellungsschaltung und das Tx-Filter in der Konfiguration des vorliegenden Ausführungsbeispiels integriert, was es ermöglicht, die Schaltungskonfiguration der Hochfrequenz-Front-End-Schaltung zu vereinfachen.
Als Nächstes wird eine Hochfrequenz-Front-End-Schaltung gemäß einem dritten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung unter Bezugnahme auf die Zeichnungen beschrieben. 9 ist ein Blockdiagramm, das die Hochfrequenz-Front-End-Schaltung gemäß dem dritten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung veranschaulicht. Es ist zu beachten, dass das vorliegende Ausführungsbeispiel einen Fall beschreibt, in dem eine harmonische Frequenz dritter Ordnung eines zweiten Sendesignals nahe zu der Grundfrequenz eines ersten Empfangssignals ist, und in dem eine Trägeraggregation, bei der gleichzeitig das zweite Sendesignal gesendet und das erste Empfangssignal empfangen wird, durchgeführt wird.
Wie in 9 veranschaulicht ist, weist die Hochfrequenz-Front-End-Schaltung gemäß dem vorliegenden Ausführungsbeispiel eine Triplexerkonfiguration anstelle der Duplexerkonfiguration auf, die in dem ersten und zweiten Ausführungsbeispiel beschrieben wird.
Wie in 9 veranschaulicht ist, weist eine Hochfrequenz-Front-End-Schaltung 10B einen Triplexer 20B, eine Phaseneinstellungsschaltung 30B und Leistungsverstärker PA1 und PA2 auf. Der Triplexer 20B umfasst ein Tx1-Filter 211, das einem „ersten Sendefilter” gemäß der vorliegenden Erfindung entspricht, ein Tx2-Filter 212, das einem „zweiten Sendefilter” gemäß der vorliegenden Erfindung entspricht, und ein Rx1-Filter 221, das einem „ersten Empfangsfilter” gemäß der vorliegenden Erfindung entspricht.
Ein Ende des Tx1-Filters 211, ein Ende des Tx2-Filters 212 und ein Ende des Rx1-Filters 221 sind verbunden. Dieser Verbindungspunkt ist mit einer Antenne oder einer antennenseitigen Schaltung (nicht gezeigt) verbunden. Diese Antenne ist eine Antenne, die Sendesignale, die das Tx1-Filter 211 oder das Tx2-Filter 212 durchlaufen haben, nach außen sendet und Empfangssignale von außen empfängt.
Das Tx1-Filter 211 ist so ausgebildet, dass das Durchlassband desselben die Grundfrequenz eines ersten Sendesignals enthält. Das Tx1-Filter 211 ist dazu ausgebildet, eine vorbestimmte Dämpfung in Bezug auf die Frequenzen des ersten Empfangssignals und des zweiten Sendesignals bereitzustellen.
Das Tx2-Filter 212 ist so ausgebildet, dass das Durchlassband desselben die Grundfrequenz des zweiten Sendesignals enthält. Das Tx2-Filter 211 ist dazu ausgebildet, eine vorbestimmte Dämpfung in Bezug auf die Frequenzen des ersten Sendesignals und des ersten Empfangssignals bereitzustellen.
Das Rx1-Filter 221 ist so ausgebildet, dass das Durchlassband desselben die Grundfrequenz des ersten Empfangssignals enthält. Ein anderes Ende des Rx1-Filters 221 ist mit dem LNA der Empfangsschaltung 90 verbunden. Hier kann eine Anpassungsschaltung für eine Impedanzanpassung bei der Frequenz des Empfangssignals zwischen dem Rx1-Filter 221 und dem LNA vorgesehen sein.
Ein anderes Ende des Tx1-Filters 211 ist mit einem Ausgangsende des Leistungsverstärkers PA1 verbunden. Es ist zu beachten, dass ein Eingangsende des Leistungsverstärkers PA1 mit einer Sendesignalerzeugungsschaltung (nicht gezeigt) verbunden ist.
Ein anderes Ende des Tx2-Filters 212 ist mit einem Ausgangsende des Leistungsverstärkers PA2 verbunden, wobei die Phaseneinstellungsschaltung 30B dazwischen bereitgestellt ist. Es ist zu beachten, dass ein Eingangsende des Leistungsverstärkers PA2 mit einer Sendesignalerzeugungsschaltung (nicht gezeigt) verbunden ist. Die Leistungsverstärker PA1 und PA2 können integriert sein.
Die Phaseneinstellungsschaltung 30B weist eine Schaltungskonfiguration zum Durchführen einer Impedanzanpassung zwischen dem Tx2-Filter 212 und dem Leistungsverstärker PA2 in dem Grundfrequenzband des zweiten Sendesignals auf. Ferner weist die Phaseneinstellungsschaltung 30B eine auf den unten beschriebenen Prinzipien basierende Schaltungskonfiguration auf. 10 ist ein Smith-Diagramm, das ein Prinzip der Hochfrequenz-Front-End-Schaltung gemäß dem dritten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Offenbarung veranschaulicht. Das Smith-Diagramm, das in 10 veranschaulicht ist, ist dasselbe wie das Smith-Diagramm, das in 2 veranschaulicht ist, und ist in vier Quadranten gemäß demselben Konzept wie dem in 2 veranschaulichten geteilt.
In 10 gibt ZRX1 (fr0) eine Impedanz, von dem Tx2-Filter 212 hin zu dem Leistungsverstärker PA2 betrachtet, bei der Grundfrequenz des ersten Empfangssignals in einen Zustand an, in dem die Phaseneinstellungsschaltung 30B nicht verwendet wird. ZTX2 (ft3) gibt eine Impedanz, von dem Leistungsverstärker PA2 hin zu dem Tx-Filter 212 betrachtet, bei der harmonischen Frequenz dritter Ordnung des zweiten Sendesignals in einem Zustand an, in dem die Phaseneinstellungsschaltung 30B nicht verwendet wird. ZTX2c1 (ft3) gibt eine erste Impedanz, von dem Leistungsverstärker PA2 hin zu dem Tx-Filter 212 betrachtet, bei der harmonischen Frequenz dritter Ordnung des zweiten Sendesignals in einem Zustand an, in dem die Phaseneinstellungsschaltung 30B verwendet wird. ZTX2c2 (ft3) gibt eine zweite Impedanz, von dem Leistungsverstärker PA2 hin zu dem Tx-Filter 212 betrachtet, bei der harmonischen Frequenz dritter Ordnung des zweiten Sendesignals in einem Zustand an, in dem die Phaseneinstellungsschaltung 30B verwendet wird. ZTX2 (ft0) gibt eine Impedanz, von dem Leistungsverstärker PA2 hin zu dem Tx-Filter 212 betrachtet, bei der Grundfrequenz des zweiten Sendesignals in einem Zustand an, in dem die Phaseneinstellungsschaltung 30B nicht verwendet wird. ZTX2c2 (ft0) gibt eine Impedanz, von dem Leistungsverstärker PA2 hin zu dem Tx-Filter 212 betrachtet, bei der Grundfrequenz des zweiten Sendesignals in einem Zustand an, in dem die Phaseneinstellungsschaltung 30B verwendet wird.
Wie in 10 angegeben ist, dient, in dem Fall von Quadranten, bei denen die Phase der Impedanz ZRX1 (fr0), von dem Tx-Filter 212 hin zu dem Leistungsverstärker PA2 betrachtet, bei der Grundfrequenz des ersten Empfangssignals und die Phase der Impedanz ZTX2 (ft3), von dem Leistungsverstärker PA2 hin zu dem Tx-Filter 212 betrachtet, bei der harmonischen Frequenz dritter Ordnung des zweiten Sendesignals in einer konjugierten Beziehung stehen, die Phaseneinstellungsschaltung 30B dazu, die Phase der Impedanz ZTX2 (ft3) zu verschieben. Dementsprechend kann, wie durch die Impedanz ZTX2c1 (ft3), die Impedanz ZTX2c2 (ft3) und so weiter angegeben ist, für den Quadranten, bei dem die Impedanz ZRX1 (ft0) vorhanden ist, die Impedanz zu einem Quadranten verschoben werden, der nicht in einer konjugierten Beziehung mit demselben ist.
Der Leistungsverstärker PA2 und das Tx-Filter 212 weisen folglich fehlangepasste Impedanzen bei der Grundfrequenz des ersten Empfangssignals, der harmonischen Frequenz dritter Ordnung des zweiten Empfangssignals und so weiter auf. Dementsprechend wird ein harmonisches Signal dritter Ordnung des zweiten Sendesignals nicht von dem Leistungsverstärker PA2 in das Tx-Filter 212 eingegeben. Folglich tritt das harmonische Signal dritter Ordnung des zweiten Sendesignals nicht durch das Tx-Filter 212 in das Rx1-Filter 221 ein, was es ermöglicht, selbst beim Durchführen einer Trägeraggregation eine Abnahme der Empfangsempfindlichkeit in Bezug auf das erste Empfangssignal zu unterbinden.
Ferner ermöglicht, wie in 10 angegeben ist, ein Bereitstellen der Phaseneinstellungsschaltung 30B, die Impedanz bei der Grundfrequenz des zweiten Sendesignals näher zu der Referenzimpedanz (50 Ω) zu bringen. Dadurch kann ein Übertragungsverlust des zweiten Sendesignals weiter reduziert werden, was es wiederum ermöglicht, die Sendecharakteristika zu verbessern.
Obwohl das Vorhergehende einen Fall beschreibt, in dem die Grundfrequenz des ersten Empfangssignals und die harmonische Frequenz dritter Ordnung des zweiten Sendesignals näher zueinander gebracht werden, kann die oben genannte Konfiguration auch in einem Fall angewandt werden, in dem eine andere harmonische Frequenz des zweiten Sendesignals und die Grundfrequenz des ersten Empfangssignals näher zueinander gebracht werden.
Dementsprechend ermöglicht es ein Anwenden der Konfiguration des vorliegenden Ausführungsbeispiels, die Empfangsempfindlichkeitsabnahmerate des Empfangssignals zu reduzieren, selbst wenn die harmonische Frequenz des Sendesignals, für das eine Trägeraggregation durchgeführt wird, näher zu der Grundfrequenz des Empfangssignals gebracht wird.
Bezugszeichenliste

10, 10A, 10B: Hochfrequenz-Front-End-Schaltung
20, 20A: Duplexer
20B: Triplexer
21: Tx-Filter
211: Tx1-Filter
212: Tx2-Filter
22: Rx-Filter
221: Rx1-Filter
21A: mit einer Phaseneinstellungsschaltung ausgestattetes Tx-Filter
30, 30', 30B: Phaseneinstellungsschaltung
90: Empfangsschaltung
21A1, 21A2, 21A3, 21A4: Resonator
301, 303: Induktor
302: Kondensator
PA, PA1, PA2: Leistungsverstärker

Claims

Eine Hochfrequenz-Front-End-Schaltung, die folgende Merkmale aufweist: eine Demultiplexschaltung, die ein Sendefilter, das so ausgebildet ist, dass ein Grundfrequenzband eines Sendesignals in einem Durchlassband des Sendefilters liegt, und ein Empfangsfilter umfasst, das so ausgebildet ist, dass ein Grundfrequenzband eines Empfangssignals in einem Durchlassband des Empfangsfilters liegt, wobei ein Ende des Sendefilters und ein Ende des Empfangsfilters mit einem gemeinsamen Verbindungspunkt, der zwischen denselben bereitgestellt ist, elektrisch verbunden sind; einen Leistungsverstärker, der mit einem anderen Ende des Sendefilters elektrisch verbunden ist; und eine Phaseneinstellungsschaltung, die elektrisch zwischen den Leistungsverstärker und das Sendefilter geschaltet ist, wobei, unter der Annahme, dass ein Smith-Diagramm durch eine erste Linie, die einen reinen Widerstand angibt, und eine zweite Linie, die Punkte von Phasen von 90° auf dem Außenumfang des Smith-Diagramms mit einem Referenzimpedanzpunkt verbindet, in vier Quadranten geteilt ist, die Phaseneinstellungsschaltung eine Phaseneinstellung so durchführt, dass bei der Grundfrequenz des Empfangssignals ein Quadrant, in dem eine Phase des Leistungsverstärkers, von dem Sendefilter aus betrachtet, vorhanden ist, und ein Quadrant, in dem eine Phase, von dem Leistungsverstärker hin zu dem Sendefilter betrachtet, vorhanden ist, nicht in einer konjugierten Beziehung stehen.
Die Hochfrequenz-Front-End-Schaltung gemäß Anspruch 1, bei der die Phaseneinstellungsschaltung die Phaseneinstellung so durchführt, dass bei der Grundfrequenz des Empfangssignals ein Quadrant, in dem eine Phase des Leistungsverstärkers, von dem Sendefilter aus betrachtet, vorhanden ist, und ein Quadrant, in dem eine Phase, von dem Leistungsverstärker hin zu dem Sendefilter betrachtet, vorhanden ist, sich auf gegenüberliegenden Seiten befinden, zwischen denen die zweite Linie eingefügt ist.
Die Hochfrequenz-Front-End-Schaltung gemäß Anspruch 1 oder 2, bei der die Phaseneinstellungsschaltung die Phaseneinstellung so ausführt, dass eine Impedanz bei der Grundfrequenz des Sendesignals sich der Referenzimpedanz nähert.
Die Hochfrequenz-Front-End-Schaltung gemäß einem der Ansprüche 1 bis 3, bei der die Phaseneinstellungsschaltung zumindest eine angebrachte elektronische Komponente mit einer Reaktanzkomponente aufweist.
Die Hochfrequenz-Front-End-Schaltung gemäß einem der Ansprüche 1 bis 4, bei der die Phaseneinstellungsschaltung die Phaseneinstellung gemäß der Länge einer Übertragungsleitung durchführt, die das Sendesignal sendet.
Eine Hochfrequenz-Front-End-Schaltung, die folgende Merkmale aufweist: eine Demultiplexschaltung, die ein Sendefilter, das so ausgebildet ist, dass ein Grundfrequenzband eines Sendesignals in einem Durchlassband des Sendefilters liegt, und ein Empfangsfilter umfasst, das so ausgebildet ist, dass ein Grundfrequenzband eines Empfangssignals in einem Durchlassband des Empfangsfilters liegt, wobei ein Ende des Sendefilters und ein Ende des Empfangsfilters mit einem gemeinsamen Verbindungspunkt, der zwischen denselben bereitgestellt ist, elektrisch verbunden sind; ein Leistungsverstärker, der mit einem anderen des Sendefilters elektrisch verbunden ist; und eine Phaseneinstellungsschaltung, die in dem Sendefilter enthalten ist, wobei angenommen wird, dass ein Smith-Diagramm durch eine erste Linie, die einen reinen Widerstand angibt, und eine zweite Linie, die Punkte von Phasen von 90° auf dem Außenumfang des Smith-Diagramms mit einem Referenzimpedanzpunkt verbindet, in vier Quadranten geteilt ist, wobei die Phaseneinstellungsschaltung die Phaseneinstellung so durchführt, dass bei der Grundfrequenz des Empfangssignals ein Quadrant, in dem eine Phase des Leistungsverstärkers, von dem Sendefilter aus betrachtet, vorhanden ist, und ein Quadrant, in dem eine Phase, von dem Leistungsverstärker hin zu dem Sendefilter betrachtet, vorhanden ist, nicht in einer konjugierten Beziehung stehen.
Die Hochfrequenz-Front-End-Schaltung gemäß Anspruch 6, bei der das Sendefilter aus einer Mehrzahl von Resonatoren besteht; und die Phaseneinstellungsschaltung aus einem Resonator, der mit dem Leistungsverstärker verbunden ist, besteht.
Eine Hochfrequenz-Front-End-Schaltung, die folgende Merkmale aufweist: eine Demultiplexschaltung, die ein erstes Sendefilter, das so ausgebildet ist, dass ein Grundfrequenzband eines ersten Sendesignals in einem Durchlassband des ersten Sendefilters liegt, ein zweites Sendefilter, das so ausgebildet ist, dass ein Grundfrequenzband eines zweiten Sendesignals, das sich von dem ersten Sendesignal unterscheidet, in einem Durchlassband des zweiten Sendefilters liegt, und ein Empfangsfilter umfasst, das so ausgebildet ist, dass ein Grundfrequenzband eines ersten Empfangssignals in einem Durchlassband des Empfangsfilters ist, wobei ein Ende des ersten Sendefilters, ein Ende des zweiten Sendefilters und ein Ende des Empfangsfilters mit einem gemeinsamen Verbindungspunkt, der zwischen denselben bereitgestellt ist, elektrisch verbunden sind; Leistungsverstärker, die jeweils elektrisch mit einem anderen Ende des ersten Sendefilters und einem anderen Ende des zweiten Sendefilters verbunden; und eine Phaseneinstellungsschaltung, die zwischen den Leistungsverstärker und das zweite Sendefilter geschaltet ist oder in dem zweiten Sendefilter enthalten ist, wobei eine harmonische Frequenz des zweiten Sendesignals und die Grundfrequenz des Empfangssignals nahe zueinander sind; und wobei angenommen wird, dass ein Smith-Diagramm durch eine erste Linie, die einen reinen Widerstand angibt, und eine zweite Linie, die Punkte von Phasen von 90° auf dem Außenumfang des Smith-Diagramms mit einem Referenzimpedanzpunkt verbindet, in vier Quadranten geteilt ist, wobei die Phaseneinstellungsschaltung die Phaseneinstellung so durchführt, dass bei der harmonischen Frequenz des zweiten Sendesignals ein Quadrant, in dem eine Phase des Leistungsverstärkers, von dem zweiten Sendefilter aus betrachtet, vorhanden ist, und ein Quadrant, in dem eine Phase, von dem Leistungsverstärker hin zu dem zweiten Sendefilter betrachtet, vorhanden ist, nicht in einer konjugierten Beziehung stehen.