DE112012001091T5

DE112012001091T5 - Hochfrequenzschaltmodul

Info

Publication number: DE112012001091T5
Application number: DE201211001091
Authority: DE
Inventors: c/o Murata Manufacturing Co. Uejima Takanori
Original assignee: Murata Manufacturing Co Ltd
Current assignee: Murata Manufacturing Co Ltd
Priority date: 2011-03-04
Filing date: 2012-02-27
Publication date: 2014-06-26
Anticipated expiration: 2032-02-28
Also published as: US9065506B2; US20130309984A1; KR20130121929A; CN103404040B; KR101526235B1; JP2015092752A; DE112012001091B4; WO2012121037A1; JP5837045B2; JPWO2012121037A1; CN103404040A

Abstract

Ein Tiefpassfilter (12), das zwischen ein individuelles Tor (PIC11) einer Schaltvorrichtung (11) und ein Hochfrequenzschaltmodul (10) geschaltet ist, dämpft die zweite Harmonische und die dritte Harmonische eines Sendesignals, das in einen ersten Sendesignaleingangsanschluss (PtxL) eingegeben wird. Ferner wird die jeweilige Induktivität/Kapazität von Induktoren (GLt1, GLt2) und von Kondensatoren (GCc1, GCc2, GCu1, GCu2, GCu3), die das Tiefpassfilter (12) bilden, auf geeignete Weise derart eingestellt, dass sich die Phase eines durch einen Leistungsverstärker (AMP) erzeugten Harmonischen-Signals Sh(PA) um 180° von der Phase eines Harmonischen-Signals S(sw180) unterscheidet, das infolge dessen erzeugt wird, dass das Tiefpassfilter (12) die Phase eines Harmonischen-Signals S(sw), das aufgrund einer Verzerrung in einer Schaltvorrichtung (11) erzeugt wird, in einem auf der Seite des ersten Sendesignaleingangsanschlusses (PtxL) befindlichen Endabschnitt (E12P) verschiebt.

Description

Technisches Gebiet
Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf Hochfrequenzschaltmodule, bei denen eine Mehrzahl von Kommunikationssignalen unter Verwendung einer Gemeinschaftsantenne gesendet und empfangen werden.
Stand der Technik
Bisher werden verschiedene Arten von Hochfrequenzschaltmodulen entworfen, bei denen eine Mehrzahl von Kommunikationssignalen, die verschiedene Frequenzbänder verwenden, unter Verwendung einer Gemeinschaftsantenne gesendet und empfangen werden. Bei derartigen Hochfrequenzschaltmodulen führt eine Schaltvorrichtung, die aus einem Halbleiter, z. B. einem FET, hergestellt ist, ein Schalten zwischen Kommunikationssignalen oder ein Schalten zwischen einem Sendesignal und einem Empfangssignal eines Typs eines Kommunikationssignals durch.
In dem Fall, in dem eine derartige Schaltvorrichtung verwendet wird, können dann, wenn ein Hochleistungssignal wie beispielsweise ein Sendesignal in die Schaltvorrichtung eingegeben wird, Harmonische höherer Ordnung, beispielsweise eine zweite Harmonische, deren Frequenz das Doppelte der Grundfrequenz aufweist, und eine dritte Harmonische, deren Frequenz das Dreifache der Grundfrequenz aufweist, aufgrund der Verzerrung in der Schaltvorrichtung erzeugt werden. Derartige in der Schaltvorrichtung erzeugte Harmonische höherer Ordnung werden aus allen Anschlüssen der Schaltvorrichtung nach außen ausgegeben. Es kann ein Fall vorliegen, in dem Harmonische höherer Ordnung, die an eine Sendesignaleingangsschaltungsseite ausgegeben werden, durch ein mit der Sendesignaleingangsschaltungsseite der Schaltvorrichtung verbundenes Filter reflektiert werden, durch die Schaltvorrichtung erneut gesendet werden und von einer Antenne ausgestrahlt werden.
Deshalb ist in der Patentschrift 1 eine Phasenverschiebungseinheit zwischen eine Schaltvorrichtung und ein Tiefpassfilter einer Sendesignaleingangsschaltung geschaltet. Indem bei dieser Konfiguration dafür gesorgt wird, dass ein Harmonischen-Signal, das durch das Tiefpassfilter reflektiert und durch eine Schalt-IC an eine Antennenseite ausgegeben wird, und ein Harmonischen-Signal, das von der Schaltvorrichtung direkt an die Antenne ausgegeben wird, eine Phasendifferenz von 180° aufweisen, heben sich diese Harmonischen-Signale gegenseitig auf.
Liste von Literaturstellen
Patentschrift

Patentschrift 1: ungeprüfte japanische Patentanmeldung Veröffentlichungsnr. 2004-173243

Zusammenfassung der Erfindung
Technisches Problem
Jedoch muss bei der in der Patentschrift 1 veranschaulichten Konfiguration eine Phasenverschiebungseinheit zwischen der Schaltvorrichtung und dem Tiefpassfilter vorgesehen sein, und somit erhöht sich die Anzahl von Elementarkomponenten des Hochfrequenzschaltmoduls, was zu einer Zunahme der Größe führt. Da außerdem eine durch die Phasenverschiebungseinheit angelegte Phasenverschiebung durch die Länge einer Elektrode bestimmt wird, die die Phasenverschiebungseinheit bildet, muss eine Hochpräzisions-Elektrodenstruktur gebildet werden. Andererseits wird der Effekt eines Dämpfens eines Harmonischen-Signals beträchtlich verringert, wenn die Präzision, mit der die Elektrodenstruktur gebildet wird, gering ist.
Demgemäß besteht eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung darin, ein Hochfrequenzschaltmodul bereitzustellen, das Harmonischen-Signale, die von einer Antenne ausgestrahlt werden, zuverlässiger dämpfen kann, ohne eine zusätzliche Elementarkomponente zum Dämpfen von Harmonischen-Signalen zu verwenden.
Lösung des Problems
Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf ein Hochfrequenzschaltmodul. Dieses Hochfrequenzschaltmodul umfasst eine Schaltvorrichtung und eine Filterschaltung. Die Schaltvorrichtung schaltet zwischen einem ersten individuellen Tor, das mit einem Sendesignaleingangsanschluss des Hochfrequenzschaltmoduls verbunden ist, und einem zweiten individuellen Tor, das mit einem Empfangsausgangsanschluss des Hochfrequenzschaltmoduls verbunden ist, um, so dass entweder das erste individuelle Tor oder das zweite individuelle Tor mit einem gemeinsamen Tor verbunden ist, das mit einem Antennenverbindungsanschluss des Hochfrequenzschaltmoduls verbunden ist. Die Filterschaltung umfasst einen Induktor, der zwischen dem Sendesignaleingangsanschluss und dem ersten individuellen Tor in Reihe geschaltet ist und die ein Harmonischen-Signal eines Sendesignals dämpft. Ferner ist die Filterschaltung derart konfiguriert, dass sich eine Phase eines Verzerrungs-Harmonischen-Signals, das aufgrund einer Verzerrung in der Schaltvorrichtung erzeugt wird, an einem Ende der Filterschaltung, das näher bei dem Sendesignaleingangsanschluss liegt, um 180° von einer Phase des Harmonischen-Signals des Sendesignals unterscheidet.
Da bei dieser Konfiguration das Harmonischen-Signal eines Sendesignals, das von einem Leistungsverstärker (PA – Power Amplifier) eingegeben wird, der in einer vor dem Sendesignaleingangsanschluss liegenden Stufe bereitgestellt wird, dieselbe Frequenz aufweist wie das Verzerrungs-Harmonischen-Signal, das aufgrund einer Verzerrung in der Schaltvorrichtung erzeugt wird, heben sich diese Harmonischen-Signale infolge dessen, dass sie an einem Ende der Filterschaltung, das näher bei dem Sendesignaleingangsanschluss liegt, eine Phasendifferenz von 180° aufweisen, gegenseitig auf. Man beachte, dass zu diesem Zeitpunkt das Harmonischen-Signal, das von demjenigen Ende der Filterschaltung gesendet wird, das näher bei dem Sendesignaleingangsanschluss liegt, sogar dann zuverlässig gedämpft wird, wenn sich das Verzerrungs-Harmonischen-Signal und das Harmonischen-Signal des Sendesignals nicht vollständig gegenseitig aufheben, da die Filterschaltung Charakteristika aufweist, die das Harmonischen-Signal dämpfen.
Bei dem Hochfrequenzschaltmodul der vorliegenden Erfindung ist es vorzuziehen, dass eine elektrische Länge der Filterschaltung von einem Ende der Filterschaltung, das näher bei dem ersten individuellen Tor liegt, zu dem Ende der Filterschaltung, das näher bei dem Sendesignaleingangsanschluss liegt, 1/2 einer Wellenlänge des Harmonischen-Signals und des Verzerrungs-Harmonischen-Signals beträgt.
Bei der Konfiguration wird die oben beschriebene Phasenbeziehung verwirklicht, indem man die elektrische Länge der Filterschaltung 1/2 einer Wellenlänge des Harmonischen-Signals und des Verzerrungs-Harmonischen-Signals betragen lässt.
Es ist vorzuziehen, dass das Hochfrequenzschaltmodul der vorliegenden Erfindung die folgende Konfiguration aufweist. Der Induktor ist aus einem ersten Induktor und einem zweiten Induktor gebildet, die zwischen dem Sendesignaleingangsanschluss und dem ersten individuellen Tor in Reihe geschaltet sind. Die Filterschaltung ist aus einem ersten Tiefpassfilter, das den ersten Induktor umfasst, und einem zweiten Tiefpassfilter, das den zweiten Induktor umfasst, gebildet. Bei dieser Konfiguration beträgt die elektrische Länge von dem Ende der Filterschaltung, das näher bei dem ersten individuellen Tor liegt, zu dem Ende der Filterschaltung, das näher bei dem Sendesignaleingangsanschluss liegt, 1/2 einer Wellenlänge eines Zweite-Harmonische-Signals in dem Harmonischen-Signal und dem Verzerrungs-Harmonischen-Signal. Die Filterschaltung ist derart konfiguriert, dass sich eine Phase eines Dritte-Harmonische-Signals in dem Harmonischen-Signal an einem Verbindungsknoten zwischen dem ersten Tiefpassfilter und dem zweiten Tiefpassfilter um 180° von einer Phase eines Dritte-Harmonische-Signals in dem Verzerrungs-Harmonischen-Signal unterscheidet.
Bei dieser Konfiguration heben sich die Zweite-Harmonische-Signale an demjenigen Ende der Filterschaltung, das näher bei dem Sendesignaleingangsanschluss liegt, und die Dritte-Harmonische-Signale an einer vorbestimmten Position in dem Filter gegenseitig auf. Folglich kann von einer Mehrzahl von Signalen mit Harmonischen höherer Ordnung zusätzlich zu dem Zweite-Harmonische-Signal, das den höchsten Pegel aufweist, das Dritte-Harmonische-Signal, das einen neben dem höchsten Pegel liegenden Pegel aufweist, gedämpft werden.
Bei dem Hochfrequenzschaltmodul der vorliegenden Erfindung ist es vorzuziehen, dass die Filterschaltung einen Kondensator umfasst, wobei ein Ende desselben mit zumindest einem Ende des Induktors verbunden ist und das andere Ende desselben mit Masse verbunden ist.
Bei dieser Konfiguration kann das Ausmaß der Phasenverschiebung erhöht werden, ohne die Induktivität des Induktors zu verändern. Mit anderen Worten ermöglicht diese Konfiguration eine Verringerung der Länge einer Leitungselektrode (wesentliche Länge der Elektrode entlang eines Signalsendepfades), die einen Induktor bildet, der mit einer Signalleitung in Reihe geschaltet ist, um eine Phasenverschiebung von 180° zu bewirken, die bei dem Harmonischen-Signal erzeugt werden soll. Folglich kann der Verlust des Induktors verringert werden, und der Qualitätsfaktor des Filters kann verbessert werden. Durch Hinzufügen dieses Kondensators können außerdem die Dämpfungscharakteristika der Filterschaltung angepasst und verbessert werden.
Es ist vorzuziehen, dass das Hochfrequenzschaltmodul der vorliegenden Erfindung die folgende Konfiguration aufweist. Das Hochfrequenzschaltmodul umfasst einen FET-Schalter vom Befestigungstyp, der die Schaltvorrichtung verwirklicht, und einen Mehrschichtkörper, der durch Stapeln einer Mehrzahl dielektrischer Schichten gebildet ist. Der Mehrschichtkörper umfasst eine Innenschichtstruktur, die den Induktor bildet, und den daran befestigten FET-Schalter. Die den Induktor bildende Innenschichtstruktur ist derart angeordnet, dass sie zwischen zwei Innenschicht-Masseelektroden angeordnet ist, die jeweils auf unterschiedlichen dielektrischen Schichten gebildet sind, in einer Stapelungsrichtung.
Bei dieser Konfiguration kann die von außen kommende elektromagnetische Störung des Induktors verringert werden.
Bei dem Hochfrequenzschaltmodul der vorliegenden Erfindung ist vorzuziehen, dass der Induktor in einer Helixform oder einer Spiralform gebildet ist.
Bei dieser Konfiguration sind die Leitungselektroden, die den Induktor bilden, magnetisch miteinander gekoppelt, und somit können kürzere Elektroden verwendet werden, um eine Phasenverschiebung von 180° zu erhalten. Folglich kann der Verlust des Induktors verringert werden und der Qualitätsfaktor des Filters kann verbessert werden.
Vorteilhafte Auswirkungen der Erfindung
Gemäß der vorliegenden Erfindung kann, ohne eine zusätzliche Schaltung wie beispielsweise eine Phasenverschiebungseinheit der vorhandenen Technologie bereitzustellen, ein Verzerrungs-Harmonischen-Signal, das in der Schaltvorrichtung erzeugt und an die Sendeschaltungsseite gesendet wird, gedämpft werden, und es wird verhindert, dass das Verzerrungs-Harmonischen-Signal zu der Schaltvorrichtung zurückzukehrt und von der Antenne ausgestrahlt wird.
Kurze Beschreibung der Zeichnungen
1 ist ein Schaltungsdiagramm eines Hochfrequenzschaltmoduls 10 gemäß einer Konfiguration der vorliegenden Erfindung.
2 ist ein Diagramm, das das Konzept des Dämpfens von Verzerrungs-Harmonischen-Signalen gemäß der Konfiguration der vorliegenden Erfindung, d. h. die Funktionsweise der Konfiguration der vorliegenden Erfindung, veranschaulicht.
3 ist eine perspektivische Außenansicht des Hochfrequenzschaltmoduls 10.
4 ist ein Stapelungsdiagramm des Hochfrequenzschaltmoduls 10.
Beschreibung von Ausführungsbeispielen
Ein Hochfrequenzschaltmodul 10 gemäß einem Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung wird unter Bezugnahme auf die Zeichnungen beschrieben. 1 ist ein Schaltungsdiagramm des Hochfrequenzschaltmoduls 10 gemäß dem vorliegenden Ausführungsbeispiel.
Das Hochfrequenzschaltmodul 10 umfasst eine Schaltvorrichtung 11, Tiefpassfilter 12 und 13, SAW-Duplexer 14 und 15 sowie eine antennenseitige Anpassungsschaltung 20.
Die Schaltvorrichtung 10 ist aus einem Halbleiterschalter, beispielsweise einem FET-Schalter, gebildet. Die Schaltvorrichtung 10 umfasst ein einzelnes gemeinsames Tor PIC0, neun individuelle Tore PIC11 bis PIC19, ein Leistungsversorgungseingangstor PICv0, vier Steuersignaleingangstore PICv1 bis PICv4 sowie ein Masseanschlusstor PICg.
Das Masseanschlusstor PICg ist mit Masse verbunden. Eine Treibergleichspannung zum Betreiben der Schaltvorrichtung 11 wird an das Leistungsversorgungseingangstor PICv0 angelegt. Steuersignale, die entweder den Hi-Pegel (Hoch-Pegel) oder den Low-Pegel (Niedrig-Pegel) aufweisen, werden jeweils an die Steuersignaleingangstore PICv1 bis PICv4 angelegt.
Die Schaltvorrichtung 10 arbeitet bei einer Treibergleichspannung und verbindet das gemeinsame Tor PIC0 mit einem der individuellen Tore PIC11 bis PIC19 durch ein Schalten gemäß den Kombinationen der Hi- und Low-Pegel der vier Steuersignale.
Ein Antennenverbindungsanschluss Pan des Hochfrequenzschaltmoduls 10 ist mit dem gemeinsamen Tor PIC0 durch die antennenseitige Anpassungsschaltung 20 verbunden. Der Antennenverbindungsanschluss Pan ist mit einer Antenne ANT verbunden.
Die antennenseitige Anpassungsschaltung 20 umfasst einen Induktor L2, der zwischen dem gemeinsamen Tor PIC0 und dem Antennenverbindungsanschluss Pan in Reihe geschaltet ist. Ein Endabschnitt des Induktors L2 auf der Seite des Antennenverbindungsanschlusses Pan ist durch einen Kondensator C1 mit Masse verbunden. Ein Endabschnitt des Induktors L2 auf der Seite des gemeinsamen Tors PIC0 ist durch einen Induktor L1 mit Masse verbunden. Die antennenseitige Anpassungsschaltung 20 führt eine Impedanzanpassung zwischen der Schaltvorrichtung 10 und der Antenne ANT durch und fungiert ferner als ESD-Schaltung zum Schützen der Schaltvorrichtung 10 und von Schaltungen, die mit der Seite des individuellen Tors der Schaltvorrichtung 10 verbunden sind, wenn von der Antenne ANT eine statische Elektrizität eingegeben wird.
Ein erster Sendesignaleingangsanschluss PtxL des Hochfrequenzschaltmoduls 10 ist durch das Tiefpassfilter 12, das der Filterschaltung der vorliegenden Erfindung entspricht, mit dem individuellen Tor PIC11 verbunden. Der erste Sendesignaleingangsanschluss PtxL ist in einer früheren Stufe in dem Sendesystem für ein Sendesignal mit einem Leistungsverstärker PA verbunden.
Das Tiefpassfilter 12 umfasst einen Induktor GLt1 und einen Induktor GIt2, die zwischen dem individuellen Tor PIC11 und dem ersten Sendesignaleingangsanschluss PtxL in Reihe geschaltet sind. Ein Kondensator GCc1 ist mit dem Induktor GLt1 parallel geschaltet. Ein Endabschnitt des Induktors GLt1 auf der Seite des individuellen Tors PIC11 ist durch einen Kondensator GCu1 mit Masse verbunden.
Ein Verbindungsknoten zwischen dem Induktor GLt1 und dem Induktor GIt2 ist durch einen Kondensator GCu2 mit Masse verbunden. Ein Kondensator GCc2 ist mit dem Induktor GIt2 parallel geschaltet. Ein Endabschnitt des Induktors GIt2 auf der Seite des ersten Sendesignaleingangsanschlusses PtxL ist durch einen Kondensator GCu3 mit Masse verbunden.
Das Tiefpassfilter 12 ist ein Filter mit einem Dämpfungsband, das die Zweite-Harmonische-Frequenz und die Dritte-Harmonische-Frequenz eines Sendesignals (beispielsweise eines GSM850-Sendesignals oder eines GSM900-Sendesignals), das von dem ersten Sendesignaleingangsanschluss PtxL eingegeben wird, umfasst, und einem Durchlassband, das die Grundfrequenz des Sendesignals umfasst. Genauer gesagt wird durch geeignetes Einstellen der Induktivität des Induktors GLt1 und der jeweiligen Kapazität der Kondensatoren GCc1, GCu1 und GCu2 ein erstes Tiefpassfilter gebildet, bei dem die Zweite-Harmonische-Frequenz eines Sendesignals der Dämpfungspol ist und die Grundfrequenz des Sendesignals in dem Durchlassband enthalten ist. Durch geeignetes Einstellen der Induktivität des Induktors GLt2 und der jeweiligen Kapazität der Kondensatoren GCc2, GCu3 und GCu2 wird ein zweites Tiefpassfilter gebildet, bei dem die Dritte-Harmonische-Frequenz des Sendesignals der Dämpfungspol ist und die Grundfrequenz des Sendesignals in dem Durchlassband enthalten ist.
Bei dem Tiefpassfilter 12, dessen spezifisches Konzept und Funktionsweise später beschrieben wird, wird die jeweilige Kapazität oder die jeweilige Induktivität der Komponenten derart eingestellt, dass ein Verzerrungs-Harmonischen-Signal, das dieselbe Frequenz aufweist wie die zweite Harmonische eines Sendesignals, das von der Seite des individuellen Tors PIC11 eingegeben wird, den Endabschnitt auf der Seite des ersten Sendesignaleingangsanschlusses PtxL in einem Zustand erreicht, in dem es eine Phasendifferenz von 180° bezüglich des Zweite-Harmonische-Signals aufweist, das von dem ersten Sendesignaleingangsanschluss PtxL eingegeben wird. Folglich heben sich das Zweite-Harmonische-Signal eines Sendesignals und ein Verzerrungs-Harmonischen-Signal in demjenigen Endabschnitt des Tiefpassfilters 12, der sich auf der Seite des ersten Sendesignaleingangsanschlusses PtxL befindet, gegenseitig auf.
Das Tiefpassfilter 13 umfasst einen Induktor DLt1 und einen Induktor DLt2, die zwischen dem individuellen Tor PIC12 und einem zweiten Sendesignaleingangsanschluss Ptxh in Reihe geschaltet sind. Ein Kondensator DCc1 ist mit dem Induktor DLt1 parallel geschaltet.
Ein Verbindungsknoten zwischen dem Induktor DLt1 und dem Induktor DLt2 ist durch einen Kondensator DCu2 mit Masse verbunden. Ein Endabschnitt des Induktors DLt2 auf der Seite des zweiten Sendesignaleingangsanschlusses Ptxh ist durch einen Kondensator DCu3 mit Masse verbunden.
Das Tiefpassfilter 13 weist ein Dämpfungsband auf, das die Frequenz der zweiten Harmonischen eines Sendesignals (beispielsweise eines GSM1800-Sendesignals oder eines GSM1900-Sendesignals), das von dem zweiten Sendesignaleingangsanschluss Ptxh eingegeben wird, umfasst, und ein Durchlassband, das die Grundfrequenz des Sendesignals umfasst. Genauer gesagt wird durch geeignetes Einstellen der Induktivität des Induktors DLt1 und der jeweiligen Kapazität des Kondensators DCc1 und des Kondensators DCu2 ein drittes Tiefpassfilter gebildet, das einen Dämpfungspol bei der Frequenz der zweiten Harmonischen eines Sendesignals und ein Durchlassband, das die Grundfrequenz des Sendesignals umfasst, aufweist. Durch geeignetes Einstellen der Induktivität des Induktors DLt2 und der jeweiligen Kapazität des Kondensators DCu3 und des Kondensators DCu2 wird ein viertes Tiefpassfilter gebildet, das ein Dämpfungsband aufweist, das die Frequenz der dritten Harmonischen eines Sendesignals umfasst. Man beachte, dass bei dem vorliegenden Ausführungsbeispiel das erste Tiefpassfilter und das dritte Tiefpassfilter dem ersten Tiefpassfilter der vorliegenden Erfindung entsprechen und das zweite Tiefpassfilter und das vierte Tiefpassfilter dem zweiten Tiefpassfilter der vorliegenden Erfindung entsprechen.
Der unsymmetrische Anschluss eines SAW-Filters SAW1 des SAW-Duplexers 14 ist mit dem individuellen Tor PIC13 verbunden. Das SAW-Filter SAW1 weist eine Symmetrierfunktion auf, und die symmetrischen Anschlüsse sind mit ersten Empfangssignalausgangsanschlüssen PrxL1 des Hochfrequenzschaltmoduls 10 verbunden. Das SAW-Filter SAW1 ist ein Filter, das ein Durchlassband aufweist, das das Frequenzband eines ersten Empfangssignals (beispielsweise GSM850-Empfangssignals) ist.
Der unsymmetrische Anschluss eines SAW-Filters SAW2 des SAW-Duplexers 14 ist mit dem individuellen Tor PIC14 verbunden. Das SAW-Filter SAW2 weist eine Symmetrierfunktion auf, und die symmetrischen Anschlüsse sind mit zweiten Empfangssignalausgangsanschlüssen PrxL2 des Hochfrequenzschaltmoduls 10 verbunden. Das SAW-Filter SAW2 ist ein Filter, das ein Durchlassband aufweist, das das Frequenzband eines zweiten Empfangssignals (beispielsweise GSM900-Empfangssignals) ist.
Der unsymmetrische Anschluss eines SAW-Filters SAW3 des SAW-Duplexers 15 ist mit dem individuellen Tor PIC15 verbunden. Das SAW-Filter SAW3 weist eine Symmetrierfunktion auf, und die symmetrischen Anschlüsse sind mit dritten Empfangssignalausgangsansschlüssen PrxH1 des Hochfrequenzschaltmoduls 10 verbunden. Das SAW-Filter SAW3 ist ein Filter, das ein Durchlassband aufweist, das das Frequenzband eines dritten Empfangssignals (beispielsweise GSM1800-Empfangssignals) ist.
Der unsymmetrische Anschluss eines SAW-Filters SAW4 des SAW-Duplexers 15 ist mit dem individuellen Tor PIC16 verbunden. Das SAW-Filter SAW4 weist eine Symmetrierfunktion auf, und die symmetrischen Anschlüsse sind mit vierten Empfangssignalsausgangsanschlüssen PrxH2 des Hochfrequenzschaltmoduls 10 verbunden. Das SAW-Filter SAW4 ist ein Filter, das ein Durchlassband aufweist, das das Frequenzband eines vierten Empfangssignals (beispielsweise des GSM1900-Empfangssignals) ist.
Ein erster gemeinsamer Sende-/Empfangsanschluss Pu1 des Hochfrequenzschaltmoduls 10 ist mit dem individuellen Tor PIC17 verbunden. Ein zweiter gemeinsamer Sende-/Empfangsanschluss Pu2 des Hochfrequenzschaltmoduls 10 ist mit dem individuellen Tor PIC18 verbunden. Ein dritter gemeinsamer Sende-/Empfangsanschluss Pu3 des Hochfrequenzschaltmoduls 10 ist mit dem individuellen Tor PIC19 verbunden. Man beachte, dass auf diese gemeinsamen Sende-/Empfangsanschlüsse Pu1, Pu2 und Pu3 und die individuellen Tore PIC17, PIC18 und PIC19 verzichtet werden kann. Ferner können auch die individuellen Tore PIC12, PIC15 und PIC16 und die mit diesen Toren verbundenen Schaltungen weggelassen werden.
Wenn ein Hochleistungssendesignal in das Hochfrequenzschaltmodul 10 mit dieser Konfiguration von dem ersten Sendesignaleingangsanschluss PtxL eingegeben wird, werden die Charakteristika der Schaltvorrichtung 11 durch die Grundfrequenzkomponente des Sendesignals verzerrt, und Harmonischen-Signale, deren Frequenzen ganzzahlige Vielfache der Grundfrequenz sind, werden erzeugt und aus den Toren der Schaltvorrichtung 11 ausgegeben. Insbesondere weist das Zweite-Harmonische-Signal, dessen Frequenz das Doppelte der Grundfrequenz beträgt, eine hohe Leistung auf. Deshalb wird hiernach eine Konfiguration beschrieben, die das Zweite-Harmonische-Signal verringert. Man beachte, dass eine Dämpfung von Verzerrungs-Harmonischen-Signalen unter Verwendung einer derartigen Konfiguration für jegliches Harmonischen-Signal erzielt werden kann.
Hier breiten sich zum Zeitpunkt einer Eingabe eines Sendesignals die Verzerrungs-Harmonischen-Signale auch zu der Antenne ANT aus, da das gemeinsame Tor PIC0 mit dem individuellen Tor PIC11 verbunden ist, in das ein Sendesignal eingegeben wird, wenn Verzerrungs-Harmonischen-Signale, die in der Schaltvorrichtung 11 erzeugt und aus dem individuellen Tor PIC11 ausgegeben werden, in dem auf der Seite der Schaltvorrichtung 11 befindlichen Endabschnitt des Tiefpassfilters 12 reflektiert werden und zu der Schaltvorrichtung 11 zurückkehren. Jedoch können derartige Verzerrungs-Harmonischen-Signale, die zu der Schaltvorrichtung 11 zurückkehren, durch die Konfiguration der vorliegenden Anmeldung gedämpft werden.
2 ist ein Diagramm, das das Konzept eines Dämpfens von Verzerrungs-Harmonischen-Signalen gemäß der vorliegenden Erfindung, d. h. die Funktionsweise der Konfiguration der vorliegenden Erfindung, veranschaulicht. 2(A) ist ein Diagramm, das die Phasenzustände und dergleichen von Harmonischen-Signalen in den Übertragungsleitungen, die sich nahe bei dem Tiefpassfilter 12 befinden, veranschaulicht. 2(B) ist ein Diagramm, das den Signalverlauf eines Harmonischen-Signals Sh(PA) in dem auf der Seite des ersten Sendesignaleingangsanschlusses PtxL befindlichen Endabschnitt des Tiefpassfilters 12 veranschaulicht, und 2(C) ist ein Diagramm, das den Signalverlauf eines Harmonischen-Signals Sh(sw180) in dem auf der Seite des ersten Sendesignaleingangsanschlusses PtxL befindlichen Endabschnitt des Tiefpassfilters 12 veranschaulicht. 2(D) ist ein Diagramm, das den Signalverlauf eines kombinierten Signals des Harmonischen-Signals Sh(PA) und des Harmonischen-Signals Sh(sw180) eines Sendesignals in dem auf der Seite des ersten Sendesignaleingangsanschlusses PtxL befindlichen Endabschnitt des Tiefpassfilters 12 veranschaulicht.
Ein Sendesignal wird von einem auf der Seite des ersten Sendesignaleingangsanschlusses PtxL befindlichen Endabschnitt E12P in das Tiefpassfilter 12 eingegeben. Zu diesem Zeitpunkt wird das Harmonischen-Signal Sh(PA), das aufgrund einer Verstärkungsverarbeitung des Leistungsverstärkers (PA) erzeugt wird, zusammen mit einem Grundfrequenzsignal von dem auf der Seite des ersten Sendesignaleingangsanschlusses PtxL befindlichen Endabschnitt E12P eingegeben.
Andererseits wird, wie oben beschrieben wurde, ein Verzerrungs-Harmonischen-Signal Sh(sw), das dieselbe Frequenz aufweist wie die zweite Harmonische eines Sendesignals, von einem auf der Seite des individuellen Tors PIC11 befindlichen Endabschnitt E12S der Schaltvorrichtung 11 in das Tiefpassfilter 12 eingegeben.
Hier ist das Hochfrequenzschaltmodul 10 derart konfiguriert, dass die elektrische Länge des Tiefpassfilters 12 und die elektrische Länge einer Übertragungsleitung, die den schaltvorrichtungsseitigen Endabschnitt E12S des Tiefpassfilters 12 mit dem individuellen Tor PIC11 der Schaltvorrichtung 11 verbindet, für das Grundfrequenzsendesignal, im Vergleich zu der Wellenlänge des Grundfrequenzsignals sehr kurz sind. Hier ist eine elektrische Länge eine Länge zwischen einem spezifischen Punkt (erster Punkt) und einem anderen spezifischen Punkt (zweiter Punkt) einer Hochfrequenzschaltung, die bezüglich des Ausmaßes der Phasenverschiebung eines Hochfrequenzsignals dargestellt wird, und nicht eine physische Länge.
Bei dieser Konfiguration wird die Phase des aus dem individuellen Tor PIC11 ausgegebenen Verzerrungs-Harmonischen-Signals Sh(sw) im Wesentlichen dieselbe wie die Phase des Harmonischen-Signals Sh(PA), das in den auf der Seite des ersten Sendesignaleingangsanschlusses PtxL befindlichen Endabschnitt E12P des Tiefpassfilters 12 eingegeben wird.
Ferner wird dann, wenn das Hochfrequenzschaltmodul 10 derart konfiguriert ist, dass die elektrische Länge einer Übertragungsleitung, die den schaltvorrichtungsseitigen Endabschnitt E12S des Tiefpassfilters 12 mit dem individuellen Tor PIC11 der Schaltvorrichtung 11 verbindet, im Vergleich zu der Wellenlänge des Zweite-Harmonische-Signals sehr kurz wird, das Verzerrungs-Harmonischen-Signal Sh(sw) in den schaltvorrichtungsseitigen Endabschnitt E12S des Tiefpassfilters 12 derart eingegeben, dass es fast keine Phasenverschiebung durchläuft.
Hier wird die jeweilige Induktivität der Induktoren GLt1 und GIt2 und die jeweilige Kapazität der Kondensatoren GCu1, Gcu2 und Gcu3 derart angepasst, dass die Phase des Verzerrungs-Harmonischen-Signals Sh(sw) um 180° geändert wird. Diese Anpassung kann, wie später beschrieben wird, beispielsweise dadurch vorgenommen werden, dass das Hochfrequenzschaltmodul 10 als Mehrschichtkörper gebildet wird und dass die Formen und Positionsbeziehungen von Innenschicht-Leitungselektroden und -Plattenelektroden auf geeignete Weise eingestellt werden.
Auf diese Weise wird das Verzerrungs-Harmonischen-Signal Sh(sw) in dem schaltvorrichtungsseitigen Endabschnitt E12S um 180° phasenverschoben, indem es das Tiefpassfilter 12 durchläuft, und es erscheint in dem auf der Seite des ersten Sendesignaleingangsanschlusses PtxL befindlichen Endabschnitt E12P als phasenverkehrtes Verzerrungs-Harmonischen-Signal Sh(sw180).
Folglich weist das phasenverkehrte Verzerrungs-Harmonischen-Signal Sh(sw180) in dem auf der Seite des ersten Sendesignaleingangsanschlusses PtxL befindlichen Endabschnitt E12P des Tiefpassfilters 12 dann, wenn das Harmonischen-Signal Sh(PA) von PA den in 2(B) veranschaulichten Signalverlauf aufweist, einen Signalverlauf auf, dessen Phase bezüglich derjenigen des Harmonischen-Signals Sh(PA) umgekehrt wurde, wie in 2(C) veranschaulicht ist. Somit heben sich das Harmonischen-Signal Sh(PA) und das phasenverkehrte Verzerrungs-Harmonischen-Signal Sh(sw180) gegenseitig auf, was zu einem Zustand führt, in dem fast keine Harmonischen-Signale vorliegen, wie in 2(D) veranschaulicht ist.
Wie oben beschrieben wurde, können durch Verwendung der Konfiguration des vorliegenden Ausführungsbeispiels Verzerrungs-Harmonischen-Signale, die aus der Schaltvorrichtung 11 an die Sendeschaltungsseite ausgegeben werden, gedämpft werden. Folglich können Verzerrungs-Harmonischen-Signale, die zu der Schaltvorrichtung 11 zurückkehren und an die Antenne ANT gesendet werden, gedämpft werden. Zu diesem Zeitpunkt kann, da keine zusätzlichen Schaltungen lediglich zum Dämpfen von Verzerrungs-Harmonischen-Signalen benötigt werden, ein Hochfrequenzschaltmodul verwirklicht werden, das kleiner ist als existierende Schaltmodule und das eine minimale erforderliche Konfiguration aufweist.
Die obigen Beschreibungen beschrieben den Fall, in dem die Phasen des Harmonischen-Signals Sh(PA) und des phasenverkehrten Verzerrungs-Harmonischen-Signals Sh(sw180) genau entgegengesetzt zueinander sind und sich gegenseitig aufheben. Da jedoch das geerdete Tiefpassfilter 12, das Harmonischen-Signale dämpft, auf der Seite der Schaltvorrichtung 11 (Seite der Antenne ANT) des auf der Seite des ersten Sendesignaleingangsanschlusses PtxL befindlichen Endabschnitts E12P vorgesehen ist, wird sogar dann ein ausreichender Dämpfungseffekt erzielt, wenn die Differenz zwischen diesen Phasen der Harmonischen-Signale bis zu einem gewissen Maß von 180° abweicht.
Bei den obigen Beschreibungen wird die elektrische Länge einer Übertragungsleitung zwischen dem auf der Seite des individuellen Tors PIC11 befindlichen Endabschnitt E12S des Tiefpassfilters 12 und dem individuellen Tor PIC11 auf eine Länge eingestellt, die im Vergleich zu der Wellenlänge des Zweite-Harmonische-Signals sehr gering ist. Jedoch können die Kapazitäten und Induktivitäten der Schaltungskomponenten des Tiefpassfilters 12 derart eingestellt werden, dass die Phase eines Harmonischen-Signals zwischen dem individuellen Tor PIC11 der Schaltvorrichtung 11 und dem auf der Seite des ersten Sendesignaleingangsanschlusses PtxL befindlichen Endabschnitt E12P des Tiefpassfilters 12 um 180° verschoben ist, wobei auch die elektrische Länge der Übertragungsleitung berücksichtigt wird.
Obwohl die obigen Beschreibungen den Fall beschrieben, in dem Kondensatoren zum Verbinden der Endabschnitte der Induktoren GLt1 und GLt2 mit Masse als Nebenschlüsse verwendet werden, können diese Kondensatoren weggelassen werden. In diesem Fall kann die Phase eines Harmonischen-Signals um 180° verschoben werden, indem die Induktivitäten durch beispielsweise eine Anpassung der Längen der Elektroden, die die Induktoren GLt1 und GLt2 bilden, angepasst werden. Durch Verwendung dieser Nebenschlusskondensatoren kann jedoch bewirkt werden, dass die Kondensatoren Phasenverschiebungseffekte aufweisen, wodurch die Induktoren GLt1 und GLt2 so gebildet werden können, dass sie geringe Längen aufweisen. Folglich kann der Übertragungsverlust des Tiefpassfilters 12 verringert werden, und auch der Qualitätsfaktor des Filters kann verbessert werden. Ferner wird durch die Verwendung der Nebenschlusskondensatoren eine Anpassung des Dämpfungspols möglich, wodurch es leicht wird, ein Tiefpassfilter zu verwirklichen, dass gewünschte Dämpfungscharakteristika aufweist.
Das Hochfrequenzschaltmodul 10, das die oben beschriebene Schaltungskonfiguration aufweist, kann unter Verwendung eines Mehrschichtkörpers, wie er nachfolgend veranschaulicht wird, verwirklicht werden. 3 ist eine perspektivische Außenansicht des Hochfrequenzschaltmoduls 10. 4 ist ein Stapelungsdiagramm des Hochfrequenzschaltmoduls 10.
Das Hochfrequenzschaltmodul 10 umfasst einen Mehrschichtkörper 101, der durch Stapeln einer Mehrzahl dielektrischer Schichten gebildet wird. Unter Bezugnahme auf 4 sind auf den dielektrischen Schichten, die den Mehrschichtkörper 101 bilden, vorbestimmte Elektrodenstrukturen gebildet, und Elektrodenstrukturen auf verschiedenen dielektrischen Schichten sind unter Verwendung leitfähiger Kontaktlöcher, die in 4 als Kreise veranschaulicht sind, elektrisch miteinander verbunden.
Der Mehrschichtkörper 101 weist eine rechteckige Form auf, und FET-Schalter vom Befestigungstyp zum Bilden der Schaltvorrichtung 11 und Vorrichtungen vom Befestigungstyp zum Verwirklichen der SAW-Duplexer 14, 15 sind an vorbestimmten Positionen der oberen Oberfläche des Mehrschichtkörpers 101 befestigt. Chipinduktorvorrichtungen zum Verwirklichen der Induktoren L1 und L3 sind ebenfalls auf der oberen Oberfläche des Mehrschichtkörpers 101 befestigt.
Eine aus isolierendem Harz hergestellte Schutzschicht 102 ist derart auf der oberen Oberfläche des Mehrschichtkörpers 101 gebildet, dass sie diese Vorrichtungen vom Befestigungstyp bedeckt.
Dielektrische Schichten PL1 und PL2 sind in dieser Reihenfolge von der obersten Schicht des Mehrschichtkörpers 101 ausgehend gestapelt, und die unterste Schicht ist eine dielektrische Schicht PL14. Stegelektrodenstrukturen zum Befestigen der beschriebenen Vorrichtungen vom Befestigungstyp sind auf der oberen Oberfläche der dielektrischen Schicht PL1 gebildet. Leitungselektroden zum Führen sind auf der dielektrischen Schicht PL2 und den dielektrischen Schichten PL3 und PL4 gebildet.
Eine Innenschicht-Masseelektrode GNDi ist über im Wesentlichen die gesamte Oberfläche einer dielektrischen Schicht PL5 gebildet. Plattenelektroden zum Bilden der Kondensatoren GCu1 und GCu3 sind auf einer dielektrischen Schicht PL6 gebildet.
Leitungselektroden zum Bilden der Induktoren GLt1, GLt2, DLt1, DLt2, L2, L4 und L5 sind auf dielektrischen Schichten PL7, PL8, PL9 und PL10 gebildet.
Die Induktoren GLt1, GLt2, L2, L4 und L5 sind helixförmige Spulen, die auf den dielektrischen Schichten PL7, PL8, PL9 und PL10 durchgehend gebildet sind, wobei sich Achsen in der Stapelungsrichtung erstrecken. Die Induktoren DLt1 und DLt2 sind helixförmige Spulen, die auf den dielektrischen Schichten PL7, PL8 und PL9 durchgehend gebildet sind, wobei sich Achsen in der Stapelungsrichtung erstrecken. Dadurch, dass die Induktoren auf diese Weise in Helixform gebildet sind, sind bei jedem der Induktoren Leitungselektroden, die den Induktor bilden, magnetisch miteinander gekoppelt, und somit können kürzere Elektroden verwendet werden als im Fall von Formen, bei denen die Leitungselektroden nicht magnetisch miteinander gekoppelt sind, um dasselbe Ausmaß an Phasenverschiebung zu erhalten. Folglich können die Induktoren und auch der Mehrschichtkörper 101 eine verringerte Größe aufweisen. Man beachte, dass, obwohl bei dem vorliegenden Ausführungsbeispiel die Beispiele von Helixformen gezeigt sind, die Induktoren in Spiralform gebildet sein können.
Auf einer dielektrischen Schicht PL11 sind Plattenelektroden zum Bilden der Kondensatoren GCc1, GCc2 und DCc1 gebildet. Eine Innenschicht-Masseelektrode GNDi ist auch auf der dielektrischen Schicht PL11 gebildet. Plattenelektroden zum Bilden der Kondensatoren GCu2, DCu1, DCu3 und C1 sind auf einer dielektrischen Schicht PL12 gebildet.
Eine Innenschicht-Masseelektrode GNDi ist über im Wesentlichen die gesamte Oberfläche einer dielektrischen Schicht PL13 hinweg gebildet. Die dielektrische Schicht PL14 ist eine Schicht, die dem unteren Teil des Mehrschichtkörpers 101 entspricht. Äußere Verbindungselektroden zum Verbinden des Hochfrequenzschaltmoduls 10 (Mehrschichtkörper 101) mit einer äußeren Schaltung sind in einem Array auf der unteren Oberfläche der dielektrischen Schicht PL14 gebildet.
Dadurch, dass der Mehrschichtkörper 101 auf diese Weise gebildet wird, befinden sich die dielektrischen Schichten, auf denen die Leitungselektroden, die die Induktoren GLt1, GLt2, DLt1, DLt2, L2, L4 und L5 bilden, gebildet sind, zwischen den dielektrischen Schichten, auf denen die Innenschicht-Masseelektroden GNDi über im Wesentlichen die gesamten Oberflächen hinweg gebildet sind. Somit kann der Einfluss eines äußeren elektromagnetischen Feldes auf die Leitungselektroden, die die Induktoren GLt1, GLt2, DLt1, DLt2, L2, L4 und L5 bilden, unterdrückt werden. Folglich kann ein genauerer Phasenverschiebungsvorgang verwirklicht werden.
Dadurch, dass die dielektrischen Schichten derart gebildet sind, dass die dielektrische Schicht, auf der Kondensatoren gebildet sind, die dielektrischen Schichten, auf denen Induktoren gebildet sind, und die dielektrischen Schichten, auf denen Kondensatoren gebildet sind, in dieser Reihenfolge zwischen den dielektrischen Schichten gebildet sind, auf denen die Innenschicht-Masseelektroden GNDi im Wesentlichen über die gesamten Oberflächen derselben hinweg gebildet sind, kann eine Ausbreitung elektromagnetischer Felder, die durch die Induktoren erzeugt werden, durch die Kondensatorelektroden unterdrückt werden, wodurch der Einfluss eines oben beschriebenen äußeren elektromagnetischen Feldes auf die Induktoren weiter verringert werden kann. Dadurch, dass die Kondensatoren und Induktoren gebildet werden, die viele Verbindungsknoten in der Schaltung auf dielektrischen Schichten aufweisen, die nahe beieinander liegen, werden außerdem die Längen von Führungsleitungen verringert, und eine Erzeugung parasitärer Komponenten wird unterdrückt, wodurch die Charakteristika verbessert werden und die Ausgestaltung der Elektrodenstrukturen erleichtert wird.
Es sollte erwähnt werden, dass es, obwohl die obigen Beschreibungen ein Beispiel beschrieben, bei dem sich die Zweite-Harmonische-Signale in dem auf der Seite des ersten Sendesignaleingangsanschlusses PtxL befindlichen Endabschnitt E12P des Tiefpassfilters 12 gegenseitig aufheben, möglich ist, die Phase eines durch einen Leistungsverstärker erzeugten Dritte-Harmonische-Signals um 180° von der Phase eines Dritte-Harmonische-Signals verschoben zu gestalten, das aufgrund einer Verzerrung in der Schaltvorrichtung 11 erzeugt wird, beispielsweise an dem Verbindungsknoten zwischen dem Induktor GLt1 und dem Induktor GIt2 des Tiefpassfilters 12, indem die jeweilige Induktivität der Induktoren GLt1 und GLt2 und die jeweilige Kapazität der Kondensatoren GCu1, GCu2 und GCu3, die das Tiefpassfilter 12 bilden, weiter angepasst werden. Bei dieser Konfiguration kann ein Hochfrequenzschaltmodul verwirklicht werden, das zwei Arten von Signalen mit Harmonischen höherer Ordnung (ein Zweite-Harmonische-Signal und ein Dritte-Harmonische-Signal), die gleichzeitig durch die Schaltvorrichtung 11 erzeugt werden, aufhebt. Zu diesem Zeitpunkt wird ein ausreichender Effekt in Bezug auf Dritte-Harmonische-Signale sogar dann erhalten, wenn eine Phasendifferenz bezüglich des Dritte-Harmonische-Signals aufgrund einer Verzerrung von 180° bis zu einem gewissen Maß verschoben wird, es sei denn, die Differenz wird 0°, da das durch den Leistungsverstärker erzeugte Dritte-Harmonische-Signal bis zu einem gewissen Maß durch das Tiefpassfilter auf der Seite des ersten Sendesignaleingangsanschlusses PtxL des Tiefpassfilters 12 gedämpft wurde.
Bezugszeichenliste

10: Hochfrequenzschaltmodul
11: Schaltvorrichtung
12, 13: Tiefpassfilter
14, 15: SAW-Duplexer
20: antennenseitige Anpassungsschaltung
101: Mehrschichtkörper
102: Schutzschicht

Claims

Ein Hochfrequenzschaltmodul, das Folgendes aufweist: eine Schaltvorrichtung, die zwischen einem ersten individuellen Tor, das mit einem Sendesignaleingangsanschluss des Hochfrequenzschaltmoduls verbunden ist, und einem zweiten individuellen Tor, das mit einem Empfangsausgangsanschluss des Hochfrequenzschaltmoduls verbunden ist, umschaltet, so dass entweder das erste individuelle Tor oder das zweite individuelle Tor mit einem gemeinsamen Tor verbunden ist, das mit einem Antennenverbindungsanschluss des Hochfrequenzschaltmoduls verbunden ist; und eine Filterschaltung, die einen Induktor umfasst, der zwischen dem Sendesignaleingangsanschluss und dem ersten individuellen Tor in Reihe geschaltet ist und die ein Harmonischen-Signal eines Sendesignals dämpft, wobei die Filterschaltung derart konfiguriert ist, dass sich eine Phase eines Verzerrungs-Harmonischen-Signals, das aufgrund einer Verzerrung in der Schaltvorrichtung erzeugt wird, an einem Ende der Filterschaltung, das näher bei dem Sendesignaleingangsanschluss liegt, um 180° von einer Phase des Harmonischen-Signals des Sendesignals unterscheidet.
Das Hochfrequenzschaltmodul gemäß Anspruch 1, bei dem eine elektrische Länge der Filterschaltung von einem Ende der Filterschaltung, das näher bei dem ersten individuellen Tor liegt, zu dem Ende der Filterschaltung, das näher bei dem Sendesignaleingangsanschluss liegt, 1/2 einer Wellenlänge des Harmonischen-Signals und des Verzerrungs-Harmonischen-Signals beträgt.
Das Hochfrequenzschaltmodul gemäß Anspruch 2, bei dem der Induktor aus einem ersten Induktor und einem zweiten Induktor gebildet ist, die zwischen dem Sendesignaleingangsanschluss und dem ersten individuellen Tor in Reihe geschaltet sind, wobei die Filterschaltung aus einem ersten Tiefpassfilter, das den ersten Induktor umfasst, und einem zweiten Tiefpassfilter, das den zweiten Induktor umfasst, gebildet ist, wobei die elektrische Länge von dem Ende der Filterschaltung, das näher bei dem ersten individuellen Tor liegt, zu dem Ende der Filterschaltung, das näher bei dem Sendesignaleingangsanschluss liegt, 1/2 einer Wellenlänge eines Zweite-Harmonische-Signals in dem Harmonischen-Signal und dem Verzerrungs-Harmonischen-Signal beträgt, und wobei die Filterschaltung derart konfiguriert ist, dass sich eine Phase eines Dritte-Harmonische-Signals in dem Harmonischen-Signal an einem Verbindungsknoten zwischen dem ersten Tiefpassfilter und dem zweiten Tiefpassfilter um 180° von einer Phase eines Dritte-Harmonische-Signals in dem Verzerrungs-Harmonischen-Signal unterscheidet.
Das Hochfrequenzschaltmodul gemäß einem der Ansprüche 1 bis 3, bei dem die Filterschaltung einen Kondensator umfasst, wobei ein Ende desselben mit zumindest einem Ende des Induktors verbunden ist und das andere Ende desselben mit Masse verbunden ist.
Das Hochfrequenzschaltmodul gemäß einem der Ansprüche 1 bis 4, das ferner Folgendes aufweist: einen FET-Schalter vom Befestigungstyp, der die Schaltvorrichtung verwirklicht; und einen Mehrschichtkörper, der durch Stapeln einer Mehrzahl dielektrischer Schichten gebildet ist, wobei der Mehrschichtkörper eine Innenschichtstruktur umfasst, die den Induktor bildet, und den daran befestigten FET-Schalter umfasst wobei die den Induktor bildende Innenschichtstruktur derart angeordnet ist, dass sie zwischen zwei Innenschicht-Masseelektroden angeordnet ist, die jeweils auf unterschiedlichen dielektrischen Schichten gebildet sind, in einer Stapelungsrichtung.
Das Hochfrequenzschaltmodul gemäß Anspruch 5, bei dem der Induktor in einer Helixform oder einer Spiralform gebildet ist.