JP6311785B2

JP6311785B2 - 高周波フロントエンド回路

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Publication number: JP6311785B2
Application number: JP2016504037A
Authority: JP
Inventors: 孝紀上嶋; 宏通北嶋; 仁章有海; 久夫早藤; 達也辻口
Original assignee: Murata Manufacturing Co Ltd
Current assignee: Murata Manufacturing Co Ltd
Priority date: 2014-02-19
Filing date: 2015-02-09
Publication date: 2018-04-18
Anticipated expiration: 2035-02-09
Also published as: WO2015125638A1; DE112015000860T5; CN106165305B; JPWO2015125638A1; US9960898B2; US20160352494A1; CN106165305A

Description

本発明は、高周波信号の送受信を行う高周波フロントエンド回路に関する。

従来、各種の高周波フロントエンド回路が考案されている。このような高周波フロントエンド回路には、特許文献１に示すように、送信フィルタと受信フィルタとを組合せたデュプレクサを備えたものがある。

デュプレクサでは、送信フィルタの受信フィルタの一方端同士は接続されて共通端子化されており、当該共通端子は、アンテナもしくはアンテナ側の回路に接続されている。送信フィルタの他方端は送信回路に接続され、受信フィルタの他方端は、受信回路に接続されている。

このような高周波フロントエンド回路では、送信フィルタと受信フィルタが接続されているので、送信信号が受信フィルタ側に回り込むことを抑制するため、送信信号の基本周波数において、送信フィルタ側から受信フィルタ側を見て開放になるように、インピーダンスが設定されている。

特開２００４−１２０２９５号公報

しかしながら、従来の高周波フロントエンド回路では、上述のように送信フィルタと受信フィルタとの間でアイソレーションを確保していても、受信フィルタに接続する受信回路における受信感度劣化が生じることが分かった。

したがって、本発明の目的は、受信感度劣化を抑制することができる高周波フロントエンド回路を提供することにある。

この発明の高周波フロントエンド回路は、分波回路、ローノイズアンプ、および位相調整回路を備える。分波回路は、送信信号の基本周波数帯域が通過帯域内に設定されている送信フィルタ、および受信信号の基本周波数帯域が通過帯域内に設定されている受信フィルタを備える。送信フィルタの一方端と前記受信フィルタの一方端とが共通の接続点を介して接続されている。ローノイズアンプは、受信フィルタの他方端に接続されている。位相調整回路は、受信フィルタとローノイズアンプとの間に接続されている。

そして、位相調整回路は、次に示すように位相調整を行う。スミスチャートを、純抵抗を示す第１ラインと、該スミスチャートの外周における位相が９０°になる点と基準インピーダンスの点とを結ぶ第２ラインとによって四つに象限に分割する。位相調整回路は、受信信号の基本周波数とは異なる特定の周波数において、受信フィルタからローノイズアンプを見たインピーダンスの位相が入る象限と、ローノイズアンプから受信フィルタを見たインピーダンスの位相が入る象限とが、共役の関係にならないように位相調整されている。

この構成では、受信フィルタとローノイズアンプとの間で、受信信号の基本周波数と異なる特定の周波数においてインピーダンスを不整合にしやすい。したがって、特定の周波数に一致するノイズがローノイズアンプに入力されることが抑制される。

また、この発明の高周波フロントエンド回路では、位相調整回路は、特定の周波数において、受信フィルタからローノイズアンプを見たインピーダンスの位相が入る象限と、ローノイズアンプから受信フィルタを見たインピーダンスの位相が入る象限とが、第２ラインを挟んで配置されるように位相調整されていることが好ましい。

この構成では、受信フィルタとローノイズアンプの間で、特定の周波数において、インピーダンスをさらに大きく不整合にしやすい。

また、この発明の高周波フロントエンド回路では、位相調整回路は、受信信号の基本周波数におけるインピーダンスを基準インピーダンスに近づけるように位相調整されていることが好ましい。

この構成では、特定の周波数でのインピーダンス不整合を行いながら、基本周波数の受信信号の伝送損失をさらに低下することができる。

また、この発明の高周波フロントエンド回路では、次の構成であることが好ましい。位相調整回路は、リアクタンス成分を有する実装型電子部品を少なくとも１つ備える。

この構成では、位相調整回路の構成を変更し易く、特定の周波数におけるローノイズアンプと受信フィルタの間のインピーダンス不整合を、より確実に実現することができる。

また、この発明の高周波フロントエンド回路では、次の構成であってもよい。位相調整回路は、受信信号が伝送する伝送ラインの長さによって特定の周波数の信号に対する位相調整されている。

この構成では、特定の周波数におけるローノイズアンプと受信フィルタとの間のインピーダンス不整合を確実に得ながら、高周波フロントエンド回路を簡素な構成で実現することができる。

また、この発明の高周波フロントエンド回路では、次の構成であることが好ましい。受信信号は第１の通信バンドを構成するものである。送信信号は、第１の通信バンドと異なる第２の通信バンドを構成するものである。送信信号と受信信号とは同時通信を行う。特定の周波数は、送信信号の基本周波数もしくは高調波周波数である。

この構成では、キャリアアグリゲーション（ＣａｒｒｉｅｒＡｇｇｒｅｇａｔｉｏｎ）による同時通信を行っている送信信号がＬＮＡに入力されることを、より確実に抑制することができる。これにより、キャリアアグリゲーション時の受信感度劣化を抑制することができる。

この発明によれば、受信フィルタの後段に受信信号の基本周波数以外の周波数帯域の信号が伝搬することを抑制でき、受信感度劣化を抑制することができる。

本発明の第１の実施形態に係る高周波フロントエンド回路のブロック図である。本発明の第１の実施形態に係る高周波フロントエンド回路の原理を説明するためのスミスチャートである。本発明の第１の実施形態に係る位相調整回路の一例を示す等価回路図である。本発明の第１の実施形態に係る位相調整回路の別態様を示す等価回路図である。本発明の第１の実施形態に係る高周波フロントエンド回路の別の態様の原理を説明するためのスミスチャートである。本発明の第２の実施形態に係る高周波フロントエンド回路のブロック図である。本発明の第２の実施形態に係る高周波フロントエンド回路の原理を説明するためのスミスチャートである。

本発明の第１の実施形態に係る高周波フロントエンド回路について、図を参照して説明する。図１は、本発明の第１の実施形態に係る高周波フロントエンド回路のブロック図である。

図１に示すように、高周波フロントエンド回路１０は、デュプレクサ２０、位相調整回路３０、およびローノイズアンプＬＮＡを備える。デュプレクサ２０は、本願発明の「送信フィルタ」に対応するＴｘフィルタ２１、および、本願発明の「受信フィルタ」に対応するＲｘフィルタ２２を備える。

Ｔｘフィルタ２１の一方端とＲｘフィルタ２２の一方端とは、共通の接続点を介して接続されている。この接続点は、アンテナもしくはアンテナ側の回路（図示しない）に接続されている。このアンテナは、Ｔｘフィルタ２１を通過した送信信号を外部に送信し、外部からの受信信号を受信するアンテナである。

Ｔｘフィルタ２１は、送信信号の基本周波数が通過帯域内に入るように設定されている。Ｔｘフィルタ２１は、受信信号の周波数に対しては所定の減衰量を得られるように設定されている。Ｔｘフィルタ２１の他方端は、送信回路８０のパワーアンプＰＡの出力端に接続されている。この際、パワーアンプＰＡとＴｘフィルタ２１との間に、送信信号の周波数でインピーダンス整合を行う整合回路を備えてもよい。

Ｒｘフィルタ２２は、受信信号の基本周波数が通過帯域内に入るように設定されている。Ｒｘフィルタ２２は、送信信号の基本周波数に対しては所定の減衰量を得られるように設定されている。Ｒｘフィルタ２２は不平衡−平衡変換機能を有し、他方端は平衡端子である。Ｒｘフィルタ２２の他方端は、位相調整回路３０を介して、ローノイズアンプＬＮＡの入力端に接続されている。なお、ローノイズアンプＬＮＡの出力端は、図示しない受信復調回路に接続されている。

位相調整回路３０は、受信信号の基本周波数帯域におけるＲｘフィルタ２２とローノイズアンプＬＮＡとの間でのインピーダンス整合を実現する回路構成からなる。さらに、位相調整回路３０は、次に示す原理により、回路構成が実現される。図２は、本発明の第１の実施形態に係る高周波フロントエンド回路の原理を説明するためのスミスチャートである。

図２に示すように、本発明の高周波フロントエンド回路１０では、スミスチャートを、次に示す４つの象限に区切り、当該４つの象限のいずれの象限にインピーダンスが存在するかを利用して、位相調整を行っている。なお、図２では、規格化されたスミスチャートを記載している。すなわち、図２では、平衡線路においてインピーダンス１００Ωがインピーダンス１に対応するように記載されている。

まず、スミスチャートの象限の区切り方について説明する。スミスチャートにおける純抵抗ライン、すなわち、図２におけるインピーダンス０の点からインピーダンス１の点（基準インピーダンスの点）を通り、インピーダンス∞の点にいたるラインを第１ラインとする。次に、スミスチャートの外周における位相が９０°となる二点、およびインピーダンスが１の点（基準インピーダンスの点）を通るラインを第２ラインとする。これら直交する第１ラインと第２ラインとによって区分される４つの領域を第１、第２、第３、第４象限する。そして、第１象限は、誘導性リアクタンスを有し、インピーダンスが大きな領域であり、第２象限は、誘導性リアクタンスを有し、インピーダンスが小さな領域である。第３象限は、容量性リアクタンスを有し、インピーダンスが小さな領域であり、第４象限は、容量性リアクタンスを有し、インピーダンスが大きな領域である。

図２において、ＺＬＮＡ（ｆｎ）は、位相調整回路３０を用いない状態での受信信号の基本周波数とは異なるノイズとなる特定の周波数におけるＲｘフィルタ２２からローノイズアンプＬＮＡ側を見たインピーダンスである。なお、特定の周波数とは、受信信号の基本周波数とは異なるローノイズアンプＬＮＡが入力して増幅してしまうノイズとなる周波数である。ＺＲＸ（ｆｎ）は、位相調整回路３０を用いない状態での特定の周波数におけるローノイズアンプＬＮＡからＲｘフィルタ２２側を見たインピーダンスである。ＺＲＸｃ１（ｆｎ）は、位相調整回路３０を用いた状態での特定の周波数におけるローノイズアンプＬＮＡからＲｘフィルタ２２側を見た第１のインピーダンスである。ＺＲＸｃ２（ｆｎ）は、位相調整回路３０を用いた状態での特定の周波数におけるローノイズアンプＬＮＡからＲｘフィルタ２２側を見た第２のインピーダンスである。ＺＲＸ（ｆｒ０）は、位相調整回路３０を用いない状態での受信信号の基本周波数におけるＲｘフィルタ２２からローノイズアンプＬＮＡ側を見たインピーダンスである。ＺＲＸｃ２（ｆｒ０）は、位相調整回路３０を用いた状態での受信信号の基本周波数におけるＲｘフィルタ２２からローノイズアンプＬＮＡ側を見たインピーダンスである。

図２に示すように、位相調整回路３０は、受信信号の基本周波数と異なる特定の周波数において、Ｒｘフィルタ２２からローノイズアンプＬＮＡ側を見たインピーダンスＺＬＮＡ（ｆｎ）の位相と、特定の周波数におけるローノイズアンプＬＮＡからＲｘフィルタ２２側を見たインピーダンスＺＲＸ（ｆｎ）の位相とが、共役の象限にある場合に、位相をシフトさせる。これにより、インピーダンスＺＲＸｃ１（ｆｎ）やインピーダンスＺＲＸｃ２（ｆｎ）に示すように、インピーダンスＺＬＮＡ（ｆｎ）のある象限に対して、共役でない象限にインピーダンスをシフトさせることができる。

これにより、受信信号の基本周波数と異なる特定の周波数において、ローノイズアンプＬＮＡとＲｘフィルタ２２とは、インピーダンス不整合となる。したがって、特定の周波数からなるノイズが、Ｒｘフィルタ２２からローノイズアンプＬＮＡに入力されない。この結果、当該ノイズ、例えば、Ｔｘフィルタ２１から回り込んだり、アンテナで反射しノイズが、Ｒｘフィルタ２２を介してローノイズアンプＬＮＡに流れ込まず、受信感度劣化の発生を抑制することができる。

さらに、図２に示すように、位相調整回路３０を備えることで、受信信号の基本周波数のインピーダンスを基準インピーダンス（１００Ω）に、より近づけることができる。これにより、受信信号の伝送損失をさらに低減することができ、受信感度劣化をより抑圧することができる。

このような位相シフトを行うために、位相調整回路３０は、例えば、図３に示すような回路構成を有する。図３は、本発明の第１の実施形態に係る位相調整回路の一例を示す等価回路図である。

位相調整回路３０は、インダクタ３１１Ｐ，３１１Ｎを備える。インダクタ３１１Ｐは、Ｒｘフィルタ２２とローノイズアンプＬＮＡを接続する平衡線路の一方の線路電極とグランドとの間に接続されている。インダクタ３１１Ｎは、Ｒｘフィルタ２２とローノイズアンプＬＮＡを接続する平衡線路の他方の線路電極とグランドとの間に接続されている。インダクタ３１１Ｐ，３１１Ｎのインダクタンスは、図２に示す第１もしくは第２の位相シフトを実現できるように設定されている。

なお、インダクタ３１１Ｐ，３１１Ｎは、基板に形成した電極パターンで実現してもよく、実装型電子部品で実現してもよい。インダクタ３１１Ｐ，３１１Ｎを電極パターンで実現する場合には、位相調整回路３０を簡素な構成にでき、ひいては高周波フロントエンド回路１０を簡素な構成で実現できる。一方、インダクタ３１１Ｐ，３１１Ｎを実装型電子部品で実現する場合には、実装型電子部品を付け替えるだけでインダクタンスを変更できるので、インダクタンスを調整しやすい。したがって、所望とする位相シフト量を、より正確に実現することができる。

なお、位相調整回路は、次に示す回路構成であってもよい。図４は、本発明の第１の実施形態に係る位相調整回路の別態様を示す等価回路図である。位相調整回路３０’は、インダクタ３１２Ｐ，３１２Ｎ、およびキャパシタ３１３Ｐ，３１３Ｎを備える。

インダクタ３１２Ｐは、Ｒｘフィルタ２２とローノイズアンプＬＮＡを接続する平衡線路の一方の線路電極の途中位置に直列接続されている。キャパシタ３１３Ｐは、インダクタ３１２ＰのローノイズアンプＬＮＡ側の端部とグランドとの間に接続されている。

インダクタ３１２Ｎは、Ｒｘフィルタ２２とローノイズアンプＬＮＡを接続する平衡線路の他方の線路電極の途中位置に直列接続されている。キャパシタ３１３Ｎは、インダクタ３１２ＮのローノイズアンプＬＮＡ側の端部とグランドとの間に接続されている。

このような構成では、図５に示すように、位相のシフト方向が、図２の場合と逆になる。図５は、本発明の第１の実施形態に係る高周波フロントエンド回路の別の態様の原理を説明するためのスミスチャートである。この場合であっても、図５に示すように、特定の周波数において、Ｒｘフィルタ２２からローノイズアンプＬＮＡ側を見たインピーダンスＺＬＮＡ（ｆｎ）の位相と、特定の周波数におけるローノイズアンプＬＮＡからＲｘフィルタ２２側を見たインピーダンスＺＲＸ（ｆｎ）の位相とが、共役の象限にある場合に、位相をシフトさせる。これにより、インピーダンスＺＲＸｃ１’（ｆｎ）に示すように、インピーダンスＺＬＮＡ（ｆｎ）のある象限に対して、共役でない象限にインピーダンスをシフトさせることができる。

このような位相シフトを行っても、同様に受信感度劣化率を低下させることができる。

なお、受信信号の基本周波数とは異なる特定の周波数において、Ｒｘフィルタ２２からローノイズアンプＬＮＡ側を見たインピーダンスの位相と、ローノイズアンプＬＮＡからＲｘフィルタ２２側を見たインピーダンスの位相は、純抵抗ライン（第１ライン）に対して同じ側の象限であり、第２ラインに対して対向する象限にあることが好ましい。このような関係にすることで、特定の周波数におけるＲｘフィルタ２２とローノイズアンプＬＮＡとのインピーダンス不整合を大きく取ることができる。したがって、ローノイズアンプＬＮＡへのノイズの漏洩をより確実に抑制し、受信感度劣化率をさらに低下させることができる。

次に、本発明の第２の実施形態に係る高周波フロントエンド回路について、図を参照して説明する。図６は、本発明の第２の実施形態に係る高周波フロントエンド回路のブロック図である。なお、本実施形態では、第２送信信号の２次高調波周波数と、第１受信信号の基本周波数とが近接する態様を示し、第２送信信号の送信と第１受信信号の受信を同時に行うキャリアアグリゲーションを行う場合を示す。

図６に示すように、本実施形態の高周波フロントエンド回路は、第１の実施形態に示したデュプレクサ構成ではなく、トリプレクサ構成を備える。

図６に示すように、高周波フロントエンド回路１０Ａは、トリプレクサ２０Ａ、位相調整回路３０Ａ、およびローノイズアンプＬＮＡを備える。トリプレクサ２０Ａは、本願発明の「第１の通信バンド」の送信フィルタに対応するＴｘ１フィルタ２１１、本願発明の「第２の通信バンド」の送信フィルタに対応するＴｘ２フィルタ２１２、および、本願発明の「第１の通信バンド」の受信フィルタに対応するＲｘ１フィルタ２２１を備える。

Ｔｘ１フィルタ２１１の一方端、Ｔｘ２フィルタ２１２の一方端、およびＲｘ１フィルタ２２１の一方端は、接続されている。この接続点は、図示しない、アンテナもしくはアンテナ側の回路に接続されている。このアンテナは、Ｔｘ１フィルタ２１１もしくはＴｘ２フィルタ２１２を通過した送信信号を外部に送信し、外部からの受信信号を受信するアンテナである。

Ｔｘ１フィルタ２１１は、第１の通信バンドの送信信号の基本周波数が通過帯域内に入るように設定されている。Ｔｘ２フィルタ２１２は、第２の通信バンドの送信信号の基本周波数が通過帯域内に入るように設定されている。Ｔｘ１フィルタ２１１の他方端は、パワーアンプＰＡ１に接続されている。Ｔｘ２フィルタ２１２の他方端は、パワーアンプＰＡ２に接続されている。この際、Ｔｘ１フィルタ２１１とパワーアンプＰＡ１との間や、Ｔｘ２フィルタ２１２とパワーアンプＰＡ２との間に、それぞれの通信バンドの送信信号の基本周波数でインピーダンス整合を行う整合回路を備えてもよい。

Ｒｘ１フィルタ２２１は、第１の通信バンドの受信信号の基本周波数が通過帯域内に入るように設定されている。Ｒｘ１フィルタ２２１は、第１の通信バンドの送信信号および第２の通信バンドの送信信号の基本周波数に対しては所定の減衰量を得られるように設定されている。Ｒｘ１フィルタ２２１は不平衡−平衡変換機能を有する。Ｒｘ１フィルタ２２１の他方端は、位相調整回路３０Ａを介して、ローノイズアンプＬＮＡに接続されている。

位相調整回路３０Ａは、受信信号の基本周波数帯域におけるＲｘ１フィルタ２２１とローノイズアンプＬＮＡとの間でのインピーダンス整合を実現する回路構成からなる。さらに、位相調整回路３０Ａは、次に示す原理により、回路構成が実現される。図７は、本発明の第２の実施形態に係る高周波フロントエンド回路の原理を説明するためのスミスチャートである。図７に示すスミスチャートは、図２に示すスミスチャートと同じであり、図２と同じ概念により４つの象限に区切られている。

図７において、ＺＬＮＡ（ｆｔ２）は、位相調整回路３０Ａを用いない状態での第２の通信バンドの送信信号の２次高調波周波数におけるＲｘ１フィルタ２２１からローノイズアンプＬＮＡ側を見たインピーダンスである。ＺＲＸ（ｆｔ２）は、位相調整回路３０Ａを用いない状態での第２の通信バンドの送信信号の２次高調波周波数におけるローノイズアンプＬＮＡからＲｘ１フィルタ２２１側を見たインピーダンスである。ＺＲＸｃ１（ｆｔ２）は、位相調整回路３０Ａを用いた状態での第２の通信バンドの送信信号の２次高調波周波数におけるローノイズアンプＬＮＡからＲｘ１フィルタ２２１側を見た第１のインピーダンスである。ＺＲＸｃ２（ｆｔ２）は、位相調整回路３０Ａを用いた状態での第２の通信バンドの送信信号の２次高調波周波数におけるローノイズアンプＬＮＡからＲｘ１フィルタ２２１側を見た第２のインピーダンスである。ＺＲＸ（ｆｒ１）は、位相調整回路３０Ａを用いない状態での第２の通信バンドの受信信号の基本周波数におけるＲｘ１フィルタ２２１からローノイズアンプＬＮＡ側を見たインピーダンスである。ＺＲＸｃ２（ｆｒ１）は、位相調整回路３０Ａを用いた状態での第２の通信バンドの受信信号の基本周波数におけるＲｘ１フィルタ２２１からローノイズアンプＬＮＡ側を見たインピーダンスである。

図７に示すように、位相調整回路３０Ａは、第２の通信バンドの送信信号の２次高調波周波数におけるＲｘ１フィルタ２２１からローノイズアンプＬＮＡ側を見たインピーダンスＺＬＮＡ（ｆｔ２）の位相と、第２の通信バンドの送信信号の２次高調波周波数におけるローノイズアンプＬＮＡからＲｘ１フィルタ２２１側を見たインピーダンスＺＲＸ（ｆｔ２）の位相とが、共役の象限にある場合に、インピーダンスＺＲＸ（ｆｔ２）の位相をシフトさせる。これにより、インピーダンスＺＲＸｃ１（ｆｔ２）やインピーダンスＺＲＸｃ２（ｆｔ２）に示すように、インピーダンスＺＬＮＡ（ｆｔ２）のある象限に対して、共役でない象限にインピーダンスをシフトさせることができる。

これにより、第２の通信バンドの送信信号の２次高調波周波数において、Ｒｘ１フィルタ２２１とローノイズアンプＬＮＡとは、インピーダンス不整合となる。したがって、第２の通信バンドの送信信号の２次高調波信号が、Ｒｘ１フィルタ２２１からローノイズアンプＬＮＡに入力されない。この結果、第２の通信バンドの送信信号の２次高調波信号が、ローノイズアンプＬＮＡに流れ込まず、キャリアアグリゲーションを行っても、第１の通信バンドの受信信号に対する受信感度劣化の発生を抑制することができる。

さらに、図７に示すように、位相調整回路３０Ａを備えることで、第１の通信バンドの受信信号の基本周波数におけるインピーダンスを平衡線路の基準インピーダンス（１００Ω）に、より近づけることができる。これにより、第１の通信バンドの受信信号の伝送損失をさらに低減することができ、受信感度劣化をより効果的に改善することができる。

このように、本実施形態の構成を用いることで、キャリアアグリゲーションを行う送信信号の高調波周波数と受信信号の基本周波数とが近接していても、受信信号の受信感度劣化率を低下させることができる。

なお、上述の説明では、第１の通信バンドの受信信号の基本周波数と第２の通信バンドの送信信号の２次高調波周波数が近接する場合を示したが、第１の通信バンドの受信信号の基本周波数と異なる高周波信号がローノイズアンプＬＮＡに入力してしまうような態様では、上述の構成を適用し、同様の作用効果を得ることができる。

１０，１０Ａ：高周波フロントエンド回路
２０：デュプレクサ
２０Ａ：トリプレクサ
２１：Ｔｘフィルタ
２１１：Ｔｘ１フィルタ
２１２：Ｔｘ２フィルタ
２２：Ｒｘフィルタ
２２１：Ｒｘ１フィルタ
３０，３０’，３０Ａ：位相調整回路
８０：送信回路
３１１Ｐ，３１１Ｎ，３１２Ｐ，３１２Ｎ：インダクタ
３１３Ｐ，３１３Ｎ：キャパシタ
ＬＮＡ：ローノイズアンプ
ＰＡ，ＰＡ１，ＰＡ２：パワーアンプ

Claims

第１の通信バンドにおける送信信号の基本周波数帯域が通過帯域内に設定されている第１の送信フィルタと、前記第１の通信バンドにおける受信信号の基本周波数帯域が通過帯域内に設定されている受信フィルタと、前記第１の通信バンドと異なる第２の通信バンドにおける送信信号の基本周波数帯域が通過帯域内に設定されている第２の送信フィルタと、を備え、前記第１の送信フィルタの一方端と前記受信フィルタの一方端と前記第２の送信フィルタの一方端とが共通の接続点を介して接続された分波回路と、
ローノイズアンプと、
前記受信フィルタと前記ローノイズアンプとの間に接続された位相調整回路と、
を備え、
前記第２の通信バンドにおける前記送信信号の送信と、前記第１の通信バンドにおける前記受信信号の受信とを同時に行い、
前記位相調整回路は、
純抵抗を示す第１ラインと、スミスチャートの外周における位相が９０°になる点と基準インピーダンスの点とを結ぶ第２ラインと、によって、スミスチャートを四つに象限に分割した状態において、
前記第２の通信バンドにおける前記送信信号の高調波周波数において、前記受信フィルタから前記ローノイズアンプを見たインピーダンスの位相が入る象限と、前記ローノイズアンプから前記受信フィルタを見たインピーダンスの位相が入る象限とが、共役の関係にならないように位相調整する、
高周波フロントエンド回路。
前記高調波周波数は、２次高調波周波数である、
請求項１に記載の高周波フロントエンド回路。
前記位相調整回路は、
前記高調波周波数において、前記受信フィルタから前記ローノイズアンプを見たインピーダンスの位相が入る象限と、前記ローノイズアンプから前記受信フィルタを見たインピーダンスの位相が入る象限とが、前記第２ラインを挟んで配置されるように位相調整されている、
請求項１または請求項２に記載の高周波フロントエンド回路。
前記位相調整回路は、
前記受信フィルタから前記ローノイズアンプを見たインピーダンスの位相が入る象限と、前記ローノイズアンプから前記受信フィルタを見たインピーダンスの位相が入る象限とが、前記第１ラインに対して同じ側の象限にあり、前記第２ラインに対して対向する象限にあるように位相調整する、
請求項１または２に記載の高周波フロントエンド回路。
前記位相調整回路は、
前記受信信号の基本周波数におけるインピーダンスを前記基準インピーダンスに近づけるように位相調整されている、
請求項１乃至請求項４のいずれかに記載の高周波フロントエンド回路。
前記位相調整回路は、
リアクタンス成分を有する実装型電子部品を少なくとも１つ備える、
請求項１乃至請求項５のいずれかに記載の高周波フロントエンド回路。
前記位相調整回路は、
前記受信信号が伝送する伝送ラインの長さによって前記高調波周波数の信号に対する位相調整されている、
請求項１乃至請求項６のいずれかに記載の高周波フロントエンド回路。