DE69919861T2

DE69919861T2 - Linearisierung für verstärkerund verstärkervorrichtung

Info

Publication number: DE69919861T2
Application number: DE69919861T
Authority: DE
Inventors: Olli Tapio; Toni Neffling
Original assignee: Nokia Oyj
Current assignee: Nokia Oyj
Priority date: 1998-04-30
Filing date: 1999-04-28
Publication date: 2005-09-01
Anticipated expiration: 2019-04-29
Also published as: JP2002514028A; DE69919861D1; FI105506B; US6741663B1; EP1075731B1; CN1299532A; WO1999057806A1; FI980967A; EP1075731A1; NO20005417L; FI980967A0; NO20005417D0; ATE275301T1; AU3712899A

Description

GEBIET DER ERFINDUNG
Die Erfindung betrifft eine Korrektur einer nicht linearen Operation von Verstärkern, die bei Funkfrequenzen arbeiten. Die Erfindung betrifft insbesondere ein Linearisierungsverfahren für einen HF-Verstärker wobei bei dem Verfahren ein digitales Eingabesignal in komplexe Basisband-Quadratur-Komponenten aufgeteilt wird, die bei einer Quadratur-Modulation verwendet werden, und das digitale Eingabesignal in ein Funkfrequenzsignal bzw. Hochfrequenzsignal quadraturmoduliert und verstärkt wird.
Die Erfindung betrifft ferner eine linearisierte HF-Verstärkervorrichtung mit einem Quadratur-Modulator, der dazu angepasst ist, ein digitales Eingabesignal in ein Funkfrequenzsignal zu quadratur-modulieren, wobei ein Verstärker dazu angepasst ist, das Funkfrequenzsignal zu verstärken.
HINTERGRUND DER ERFINDUNG
Der Betriebsbereich von Funkfrequenz- bzw. Hochfrequenz-Leistungsverstärkern ist breiter als der von Kleinsignal-Verstärkern. Somit sind die Leistungsverstärker nicht linear, was eine Amplitudenverzerrung und Phasenverzerrung zur Folge hat. Diese Nichtlinearitäten erzeugen Frequenzen in dem Ausgabesignal, die nicht in dem ursprünglichen Signal vorhanden waren. Beispielsweise empfängt und verstärkt eine Basisstation in einem zellularen Funksystem Signale unterschiedlicher Frequenzen einer Vielzahl von Endgeräten gleichzeitig, wobei in diesem Fall schlimmstenfalls ein nicht-linearer Verstärker ein zu übertragendes Funksignal dazu bringt, innerhalb des Frequenzbereichs zu dem Bereich ausgedehnt zu werden, der durch das benachbarte Endgerät verwendet wird. Es ist das Ziel von Lösungen gemäß dem Stand der Technik gewesen, eine durch eine Leistungsverstärkerintermodulation verursachte Signalverzerrung durch ein Vorkoppeln bzw. ein Aufschalten oder eine Vorverzerrung zu korrigieren. Bei Aufschaltlösungen werden typischerweise zwei Steuerungsschleifen, die mit einem Hauptverstärker und für das tatsächliche Signal sowie einem Verzerrungsverstärker für eine Signalverzerrung versehen sind, angewendet. Eine Verzerrungsaufschaltung wird somit für eine Korrektur des tatsächlichen Signals verwendet.
Bei der Lösung gemäß dem Stand der Technik, die eine Vorverzerrung verwendet, wird eine Abschätzung der Art und Weise getroffen, in der ein Verstärker ein Signal verzerrt. Das mittels der Abschätzung zu verstärkende Signal wird durch eine Verzerrungstransformation, die entgegengesetzt zu der Verstärkerverzerrung ist, vorverzerrt, in anderen Worten, es ist das Ziel, die Umkehrfunktion der durch den Verstärker verursachten Verzerrung herauszufinden. Der Verstärker kompensiert dann gleichzeitig, wenn das Signal verstärkt wird, die Vorverzerrung, was ein unverzerrtes "linearisiertes" Signal ergibt.
In den Lösungen gemäß dem Stand der Technik wird eine Vorverzerrung entweder analog oder digital ausgeführt.
Bei einer analogen Vorverzerrung ist es schwierig, Änderungen in einer Verstärkerverzerrung zu erfassen; somit ist eine digitale Vorverzerrung mehr zu bevorzugen. Eine digitale Vorverzerrung ermöglicht es, dass eine Verzerrung außerordentlich effektiv korrigiert wird. Eine typische digitale Vorverzerrung wird unter Verwendung von Nachschlagetabellen ausgeführt, die vorzugsweise zu aktualisieren sind, um eine Anpassungsfähigkeit bzw. Adaptivität zu erreichen, da eine Verstärkerverzerrung beispielsweise durch das Alter des Verstärkers, die Temperatur und Änderungen in dem zu dem Verstärker geführten Signal beeinflusst wird. In der US 5,049,832 , auf die hiermit Bezug genommen wird, ist eine derartige Lösung offenbart. In der Lösung gemäß dieser Veröffentlichung sind Vorverzerrungsinformationen in einem Speicher in einer Rechteck-Koordinatenform gespeichert, was darauf abzielt, die zu speichernde Informationsmenge zu verringern; somit wird ein Versuch unternommen, die Anpassungsfähigkeit der Lösung bei sich ändernden Umständen zu beschleunigen. Die Lösungen gemäß dem Stand der Technik dieses Typs sind jedoch insbesondere hinsichtlich des Algorithmus bei den sich ändernden Umständen nicht ausreichend stabil, was verursacht, dass das verstärkte Signal auf schädliche Weise verzerrt wird.
Eine weitere digitale Komplexes-Basisband-Vorverzerrungsvorrichtung ist aus der vorbekannten Druckschrift EP 797 294 bekannt.
KURZBESCHREIBUNG DER ERFINDUNG
Eine Aufgabe der Erfindung ist es somit, ein Verfahren sowie eine Vorrichtung bereitzustellen, die das Verfahren implementiert, um die vorstehend genannten Schwierigkeiten zu beheben.
Dies kann durch ein Verfahren des in der Einleitung beschriebenen Typs erreicht werden, die dadurch gekennzeichnet ist, dass anhand der Basisband-Quadratur-Komponenten eine Differenz zwischen einem Ausgabesignal des Verstärkers und dem nicht vorverzerrten Eingabesignal, das dem Verstärker zugeführt wird, mittels eines LMS-Algorithmus oder ähnlichem gebildet wird, ein digitaler Vorverzerrungskoeffizient auf der Basis der Signaldifferenz gebildet wird, die Nichtlinearität des Verstärkers vor der Quadratur-Modulation durch Ändern der Werte der komplexen Quadratur-Komponenten des Basisband-Eingabesignals mittels eines digitalen Vorverzerrungskoeffizienten (F) adaptiv korrigiert wird, und das Eingabesignal (Uin) mit einer Genauigkeit von einem Abtastintervall mittels der Korrelation zwischen dem Eingabesignal (Uin) und dem Ausgabesignal (Ufe) verzögert wird und die Verzögerung genauer als mit einer Genauigkeit von einem Abtastintervall als eine Bruchteil-Verzögerung in der folgenden Weise gebildet wird:
wobei MaxCorr der höchste Wert der Korrelation zwischen dem Eingabesignal und dem Ausgabesignal, Ncorr der der maximalen Korrelation nächste Wert und Pcorr der dem maximalen Wert vorangehende Wert ist.
Die erfindungsgemäße Verstärkervorrichtung ist dadurch gekennzeichnet, dass die Verstärkervorrichtung aufweist: eine Adaptionseinrichtung zum Bilden einer Differenz zwischen einem Ausgabesignal des Verstärkers und dem nicht vorverzerrten Eingabesignal, das dem Verstärker zugeführt wird, anhand der Basisband-Quadratur-Komponenten mittels eines LMS-Algorithmus oder ähnlichem, eine Vorverzerrungseinrichtung zum adaptiven Korrigieren der Nichtlinearität des Verstärkers vor dem Quadratur-Modulator durch Ändern der Werte der komplexen Quadratur-Komponenten des Basisband-Eingabesignals mittels eines digitalen Vorverzerrungskoeffizienten, und eine Verzögerungseinrichtung zum aktiven Korrigieren der Zeitdifferenz zwischen dem Basisband-Eingabesignal und dem Rückkopplungs-Ausgabesignal vom Verstärker durch Verzögern des Eingabesignals, wobei die Verzögerungseinrichtung dazu angepasst ist, das Eingabesignal mit einer Genauigkeit von einem Abtastintervall mittels der Korrelation zwischen dem Eingabesignal und dem Ausgabesignal zu verzögern, und wobei die Verzögerungseinrichtung dazu angepasst ist, die Verzögerung genauer als mit einer Genauigkeit von einem Abtastintervall als eine Bruchteil-Verzögerung in der folgenden Weise zu bilden:
wobei MaxCorr der höchste Wert der Korrelation zwischen dem Eingabesignal und dem Ausgabesignal, Ncorr der der maximalen Korrelation nächste Wert und Pcorr der dem maximalen Wert vorangehende Wert ist.
Mehrere Vorteile können durch das erfindungsgemäße Verfahren und die erfindungsgemäße Vorrichtung erreicht werden. Eine Vorverzerrung wird stabiler und eine Verstärkerverzerrung wird verringert.
KURZBESCHREIBUNG DER ZEICHNUNG
Die Erfindung ist nachstehend in Verbindung mit bevorzugten Ausführungsbeispielen unter Bezugnahme auf die beigefügte Zeichnung ausführlicher beschrieben. Es zeigen:
1 eine Sende-/Empfangseinrichtung,
2 eine Verstärkervorrichtung,
3A, wie eine Verzögerung erzeugt wird, und
3b ein FIR-Filter.
AUSFÜHRLICHE BESCHREIBUNG DER ERFINDUNG
Die erfindungsgemäße Lösung ist insbesondere für eine Verstärkung eines Funkfrequenz- bzw. Hochfrequenzsignals in einer Übertragungsvorrichtung eines Funksystems geeignet. Zellulare Funksysteme, bei denen die erfindungsgemäße Lösung angewendet werden kann, umfassen das GSM (Global System for Mobile Communication bzw. Globales System für Mobilkommunikation), das DCS-1800 (Digital Cellular System bzw. digitales zellulares System), CDMA (Code Division Multiple Access bzw. Codemultiplex) und WCDMR (Wideband CDMA bzw. Breitband-CDMA).
Zunächst sei im Allgemeinen eine typische Sende-/Empfangsvorrichtung eines Funksystems untersucht, die ein Endgerät oder eine Basisstation sein kann. Es sei zuerst über einen Signalempfang diskutiert. Ein Signal wird durch eine Antenne 20 empfangen, von der es zu einem Duplex-Filter 18 verbreitet wird. Das Duplex-Filter 18 trennt die Sendevorrichtungsseite und die Empfangsvorrichtungsseite. Das empfangene Signal wird von dem Duplex-Filter 18 zu einem tatsächlichen Empfangsvorrichtungsteil 10 weitergeleitet, in dem das Signal üblicherweise für eine Erfassung von übertragenen Daten demoduliert und dekodiert wird. Es sei nun über eine Signalübertragung diskutiert. Zu übertragende Daten werden zuerst durch eine Kanalkodiereinrichtung 12 empfangen, die das Signal gegen Fading bzw. Schwund und eine Störung, die in dem Kanal auftritt, kodiert und üblicherweise auch verschachtelt (interleave). Das kodierte Signal wird zu einer Modulatoreinrichtung bzw. einem Modulator 14 weitergeleitet, der das Signal, insbesondere bei der erfindungsgemäßen Lösung, quadraturmoduliert. Des Weiteren wandelt der Modulator 14 das Signal in ein Funkfrequenzsignal bzw. Hochfrequenzsignal um. Als nächstes wird das Signal in einem Leistungsverstärker 16 weiter verstärkt und zu dem Duplex-Filter 18 befördert. Das von dem Duplex-Filter 18 übertragene Signal geht durch die Antenne 20 und dehnt sich in der Umgebung als elektromagnetische Strahlung aus.
Zuerst sei der Betrieb einer Quadratur-Modulatoreinrichtung oder eines Quadratur-Modulators 102 und einer Quadratur-Demodulatoreinrichtung oder eines Quadratur-Demodulators 118 mittels 2 betrachtet. Bei einer Quadratur-Modulation übertragene Daten werden in einer digitalen Modulatoreinrichtung 98 in zwei Teile aufgeteilt. Der erste Datenteil Ipd wird mit einem Träger, der von einem Trägergenerator 110 kommt, multipliziert und der zweite Datenteil Qpd wird mit einem phasenverschobenen Träger multipliziert. Wie es in Block 102 gezeigt ist, ergibt die Summe dieser Teile ein Signal, das einem Verstärker 104 zugeführt wird. In der Quadratur-Modulatoreinrichtung 118 wird wiederum das Ausgabesignal des Verstärkers 104 sowohl mit dem Träger ohne die Phasenverschiebung als auch mit dem phasenverschobenen Träger multipliziert. Ohne Phasenverschiebung kann eine Multiplikation mit dem Träger beispielsweise auf eine derartige Weise ausgedrückt werden, dass die Daten mit einem Cosinus-Träger multipliziert werden, der die Form cos(ω_ct) aufweist. Eine Multiplikation mit dem phasenverschobenen Träger kann auf eine derartige Weise ausgedrückt werden, dass das Signal mit einem Sinus-Träger multipliziert wird, der die Form sin(ω_ct) aufweist. Somit werden Träger, die eine π/2-Phasenverschiebung zwischen sich aufweisen, bei einer Multiplikation der Signale verwendet. Da die unterschiedlichen Teile des Signals in Bezug zueinander dank der π/2-Phasenverschiebung orthogonal sind, können die Datenteile unter Verwendung einer komplexen Ausdrucksweise ausgedrückt werden. Somit kann ein so übertragenes Datensignal U beispielsweise in der Form U = I + jQ ausgedrückt werden, wobei I (In-Phase) der erste Datenteil ist, Q (Quadratur) der zweite Teil ist und j eine imaginäre Einheit ist. Die Quadratur-Modulatoreinrichtungen gemäß dem Stand der Technik ermöglichen es, dass der Signalverlauf von sowohl I- als auch Q-Datenteilen vor der Multiplikation mit dem Träger modifiziert wird. Bei der CDMA-Technik werden I- und Q-Datenteile vor einer Multiplikation mit dem Träger ebenso mit einem Spreizcode multipliziert.
Es sei nun der Betrieb der erfindungsgemäßen Verstärkervorrichtung mittels 2 näher betrachtet. Ein zu verstärkendes Signal Uin wird zuerst von einem Serielle-Betriebsart-Signal in zwei parallele Signalkomponenten in der digitalen Modulatoreinrichtung 98 umgewandelt: diese Umwandlung teilt das Signal in zwei Teile Iin und Qin, was das Ziel bei einer Quadratur-Modulation ist. Eine Vorverzerrung wird durch eine Vorverzerrungseinrichtung 100 als eine Multiplikation eines komplexen Eingabesignals Uin = Iin + jQin und eines komplexen Vorverzerrungskoeffizienten F = Fi + jFq erzeugt, wodurch vorverzerrte Basisband-Signalkomponenten Ipd und Qpd, die erhalten werden, sind: Ipd = Fi·lin – Fq·Qin Qpd = Fi·Qin + Fq·lin
Somit ist das vorverzerrte Signal Upd Upd = Ipd + jQpd. Als nächstes werden die Signalkomponenten in der IQ-Modulatoreinrichtung 102 quadratur-moduliert, in dem HF-Verstärker 104 verstärkt und über eine Antenne 116 übertragen. In der erfindungsgemäßen Lösung wird ein Ausgabesignal Ufe des Verstärkers 104, das eine komplexe Komponente Ufe = Ife + jQfe umfasst, durch einen Richtkoppler 105 vor der Antenne 116 rückgekoppelt und in ein Basisbandsignal in der IQ-Modulatoreinrichtung 118 quadratur-moduliert. Das rückgekoppelte Basisband- und komplexe Signal Ufe wird in einer Adaptionseinrichtung 120 mit dem nicht vorverzerrten Basisband-Eingabesignal Uin verglichen. Das Eingabesignal Uin muss in einer Verzögerungseinrichtung 114 verzögert werden, um es der Zeitsteuerung der digitalen Symbole des Eingabesignals Uin und des Ausgabesignals Ufe zu ermöglichen, einander zu entsprechen. Die Verzögerungsverarbeitung wird durch einen Steuerungsblock 121 einer Verzögerung und Phase gesteuert, die das Eingabesignal Uin und das demodulierte Signal Ufe vergleicht. Die Adaptionseinrichtung 120 verändert den komplexen Koeffizienten F = Fi + jFq, der die Umkehrfunktion der Verzerrung des Verstärkers 104 derart formt, dass die Differenz zwischen dem Eingabesignal Uin und dem Ausgabesignal Ufe minimiert wird. Dies kann durch ein Minimieren beispielsweise des Quadratfehlers ausgeführt werden. Ein allgemeines LSE-Problem (LSE: Least Square Error bzw. kleinster Quadratfehler) kann unter Verwendung eines Kalman- Algorithmus, eines modifizierten Kalman-Algorithmus (erweiterter Kalman-Algorithmus), eines RLS-Algorithmus (ALS: Recursive Least Square bzw. rekursives kleinstes Quadrat) oder eines LMS-Algorithmus (LMS: Least Mean Square bzw. kleinster quadratischer Mittelwert) in der Adaptionseinrichtung 120 gelöst werden. Die Adaptionseinrichtung 120 implementiert vorzugsweise den Minimierungsalgorithmus. Es sei ein LMS-Algorithmus, der auf einer Minimierung des quadratischen Mittelwerts einer derartigen Differenz, das heißt eines Fehlers beruht, näher betrachtet. Die Funktion für eine Differenz e(n) zu einem Zeitpunkt, der einem Abtastintervall bzw. einem Abtastwert n entspricht, ist: e(n) = Uin(n) – Ufe(n).
Diese Differenz e(n) wird zur Bildung komplexer Vorverzerrungskoeffizienten F = Fi + jFq auf die nachstehende iterative Weise verwendet: F(k + 1) = F(k) – μ∇e2(n),wobei k der Iterationsindex ist. Somit ist ein erhaltener Vorverzerrungskoeffizient F: F(k + 1) = F(k) + 2μe(n) Uin(n),wobei Uin(n) der konjugiert-komplexe Wert des Eingabesignals ist. Die iterierten Vorverzerrungskoeffizienten F werden in einem Speicher 108 gespeichert, wobei sie in diesem Fall die vorherigen Vorverzerrungswerte ersetzen. Im Prinzip kann der Speicher eine beliebige Zahl beinhalten, beispielsweise eine reelle 1, die darin als Anfangswerte für die Vorverzerrungskoeffizienten F gespeichert ist. Ein Gewichtungskoeffizient μ bestimmt die Konvergierungsgeschwindigkeit der Adaption bzw. Anpassung und die Größe der verbleibenden Differenz. Im Hinblick auf die Stabilität ist 0 < μ < 2/Ptot für einen Gewichtungskoeffizienten μ gültig, wobei Ptot die Gesamtleistung des Eingabesignals Uin ist.
Die Vorverzerrungskoeffizienten F werden von dem Speicher auf der Grundlage des Eingabesignals Uin abgerufen. Das Eingabesignal Uin als solches kann jedoch nicht als die Adresse des Speichers 108 verwendet werden, sondern die Adresse wird in einer Adressenberechnungseinrichtung 106 gebildet. Die Adresse in der Vorverzerrungstabelle 108 wird mittels der Amplitude des Eingabesignals Uin gebildet. In Abhängigkeit des Typs des Verstärkers 104 kann die Adresse in der Berechnungseinrichtung 106 ebenso als die Summe der Quadrate von Eingabesignalen berechnet werden: Adresse = round ((k – 1)·(Iin2 + Qin2)/2 + 1, oderals die die Quadratwurzel der Summe der Quadrate des Eingabesignals berechnet werden: Adresse = round ((k – 1)·sqrt((Iin2 + Qin2)/sqrt(2) + 1,wobei k die Größe der Vorverzerrungstabelle ist, round die Rundung auf die nächste ganze Zahl ist und sich sqrt auf die Quadratwurzel bezieht. In diesen Gleichungen werden Iin und Qin auf einen Einheitskreis derart normalisiert, dass ihre Werte zwischen [-1, 1] variieren. Wenn ein Verstärker hauptsächlich bei hohen Eingabesignal-Leistungspegeln nicht linear ist, ist die bevorzugt zu verwendende Adresse die Summe von Quadraten, da es eine größere Zahl von Adressen bei hohen Werten gibt. Wenn ein Verstärker bei niedrigen Eingabesignal-Leistungspegeln ebenso nicht linear ist, ist es zu bevorzugen, die Quadratwurzel der Summe der Quadrate als die Adresse zu verwenden. Somit ist der Vorverzerrungskoeffizient F, der die Form F(k + 1) = F(k) +2 μe(n)Uin(n) aufweist, die Ausgabe des Tabellenspeichers 108. Die Vorverzerrungskoeffizienten sind somit: Fi(k + 1) = Fi(k) + μ{(Iin2 + Qin2 – Iin·Ife – Qin·Qfe} Fq(k + 1) = Fq(k) + μ{(Qin·Ife – Iin·Qfe}.
Somit wird ebenso ein Gewichtungskoeffizient μ getrennt für jeden Adressbereich auf eine derartige Weise berechnet, dass:
Eine Verzögerungssteuerung in der Verzögerungseinrichtung 114 muss mit ausreichender Genauigkeit geschätzt werden. Die Verzögerung wird durch ein Übertragen und Empfangen einer Pseudo- bzw. Schein-Rauschsequenz beispielsweise des M-Sequenztyps abgeschätzt. Andere Sequenzen mit ausreichend guten Autorkorrelationseigenschaften können ebenso als Pseudo-Rauschsequenzen verwendet werden. Ein Vorteil der M-Sequenzen ist, dass sie einfach mittels eines Schieberegisters erzeugt werden können und ihre Autokorrelation eine schmale Spitze ist. Das Verzögerungsergebnis wird in der Steuerungseinrichtung 121 durch Berechnen der Korrelation zwischen einer übertragenen und einer empfangenen Sequenz geschätzt. Die Verzögerungseinrichtung 114 verzögert das Eingabesignal um eine Länge, die dem berechneten Verzögerungsergebnis entspricht. Eine Korrelation dieser Art ermöglicht es, dass die Verzögerung mit einer Genauigkeit von ganzen Abtastintervallen bzw. Abtastwerten berechnet wird. Noch genauer als ein Abtastintervall bzw. Abtastwert kann die Verzögerung als eine Bruchteil-Verzögerung bzw. fractional delay beispielsweise auf nachstehende Weise berechnet werden:
wobei MaxCorr der höchste Wert der Korrelation ist, Ncorr der nächste Wert zu der maximalen Korrelation ist und Pcorr der dem maximalen Wert vorangehende Wert ist. Mathematisch wird die Korrelation C(τ) für Funktionen x(t) und y(t) beispielsweise auf die nachstehende Weise gebildet:
wobei a und b die Berechnungsperiode der Korrelation darstellen. Digital wird eine Korrelationsreihe C als ein Kreuzprodukt von Sequenzen X und Y auf die nachstehende Weise berechnet:
wobei jedes C(n) einem Element einer Korrelationsreihe C entspricht. Wenn Y um eine Sequenz X in der Übertragungseinrichtung verzögert ist, kann die Verzögerung der Übertragungseinrichtung definiert werden. Ein so gebildeter Bruchteil-Wert wird in einem digitalen Bruchteil-Wert-Filter verwendet, das das Signal auf ausreichende Weise verzögert. Vorzugsweise ist das Eingabesignal Uin aktiv und kontinuierlich verzögert, wobei in diesem Fall die Übertragungseinrichtung, um die Verzögerung optimal zu halten, eine Pseudo-Zufallssequenz durch den Verstärker 104 periodisch überträgt. In 3A ist die Implementierung einer derartigen Bruchteil-Verzögerung als eine Farrow-Struktur gezeigt. Das Eingabesignal Uin und das gebildete Bruchteil-Ergebnis dienen als die Eingabesignale der Farrow-Struktur. Das Eingabesignal Uin wird vier FIR-Filtern (FIR: Finite Impulse Response bzw. endliche Impulsantwort) 300, 302, 304 und 306 zugeführt. Das Ausgabesignal des FIR-Filters 300 und das Bruchteil-Ergebnis werden in einer Multiplikationseinrichtung 308 multipliziert, wonach das Eingabesignal zu dem Ausgabesignal des nächsten FIR-Filters in einer Summiereinrichtung 310 addiert wird. Das Summensignal wird mit dem Bruchteilergebnis in einer Multiplikationseinrichtung 312 multipliziert. Als nächstes wird das Eingabesignal zu dem Ausgabesignal des FIR-Filters 304 in einer Summiereinrichtung 314 addiert und die Summe wird mit dem Bruchteilergebnis in einer Multiplikationseinrichtung 316 multipliziert. Dieses Eingabesignal wird wiederum zu dem Ausgabesignal des FIR-Filters 306 in einer Summiereinrichtung 318 addiert, wodurch das Ausgabesignal der Summiereinrichtung 318 ein Signal ist, das auf eine gewünschte Weise verzögert ist. Eine Farrow-Struktur dieser Art ist ein Teil eines Verzögerungsblocks 114. Die Blöcke 106, 108, 114, 120 und 121 bilden einen Adaptionsteil 130 der erfindungsgemäßen Lösung.
In 3b ist ein allgemeines Blockschaltbild eines FIR-Filters (Finite Impulse Response bzw. endliche Impulsantwort) gezeigt. Das FIR-Filter umfasst Verzögerungselemente 3001 bis 3003, Gewichtungskoeffizientenblöcke 3004 und eine Summiereinrichtung 3005. Die FIR-Filter 300 bis 306 gemäß
3A sind wie in 3B gezeigt. Ein Eingabesignal Uin wird in jedem Verzögerungselement 3001 bis 3003 verzögert und die verzögerten Signale werden durch einen geeigneten Gewichtungskoeffizienten in den Gewichtungskoeffizientenblöcken 3004 gewichtet. Die verzögerten und gewichteten Signale werden in der Summiereinrichtung 3005 summiert. Die erfindungsgemäße Lösung ist mit einer beinahe grenzenlosen Zahl von Verzögerungs- und Gewichtungskoeffizientenkombinationen versehen, um eine gewünschte Bruchteil-Verzögerung in dem Eingabesignal in der Farrow-Struktur zu bewirken. Als Beispiel kann beispielsweise eine Lösung angegeben werden, die ein 8-Abgriff-FIR-Filter bzw. 8-Tap-FIR-Filter verwendet. Folglich gibt es acht Verzögerungselemente und acht Gewichtungskoeffizientenblöcke. Die Gewichtungskoeffizienten können alle 1 sein und die Verzögerung kann die gleiche spezifische Verzögerung in allen Verzögerungselementen 3001 bis 3003 sein.
Ein weiterer wesentlicher Block in der erfindungsgemäßen Lösung ist der Block 112 für eine Phaseneinstellung. Folglich werden das Eingabesignal und das durch den Verstärker verstärkte Signal in der erfindungsgemäßen Lösung gemessen. Durch Vergleichen dieser Signale wird der Phaseneinstellungsblock 112 gesteuert, um die Aufwärts- und Abwärtswandler-Träger in den IQ-Modulatoreinrichtungen 102 und 118 phasensynchronisiert zu halten. Eine Phaseneinstellung kann ebenso in den Basisbandteilen mittels einer digitalen Signalverarbeitung durch Ändern des Phasenwinkels des komplexen Eingabe-/oder Rückkopplungssignals ausgeführt werden. Eine Phaseneinstellung wird vorzugsweise in dem Verzögerungs- und Phasenblock 121 ausgeführt, der den Phaseneinstellungsblock 112 steuert. Diese Überwachung der Trägerphasen wird ebenso vorzugsweise aktiv in der erfindungsgemäßen Lösung ausgeführt, anders ausgedrückt, es werden Signalphasen kontinuierlich überwacht und, falls es erforderlich ist, verändert.
In der erfindungsgemäßen Lösung wird somit eine Adaption in der Adaptionseinrichtung 120 und dem Speicher 108 ausgeführt. Insbesondere für eine digitale Signalverarbeitung können die erfindungsgemäßen Lösungen beispielsweise durch eine ASIC (Application Specific Integrated Circuit bzw. anwendungsspezifische integrierte Schaltung) oder VLSI-Schaltungen (Very Large Scale Integration bzw. Großintegration) implementiert werden. Auszuführende Funktionen sind vorzugsweise als ein software-basierendes Mikroprozessorverfahren implementiert.
Obwohl die Erfindung vorstehend unter Bezugnahme auf ein Beispiel gemäß der beigefügten Zeichnung beschrieben ist, ist es ersichtlich, dass die Erfindung nicht darauf begrenzt ist, sondern sie kann auf verschiedene Weise innerhalb des Bereichs der erfindungsgemäßen Idee modifiziert werden, die in den beigefügten Patentansprüchen offenbart ist.

Claims

Linearisierungsverfahren für einen HF-Verstärker, wobei bei dem Verfahren ein digitales Eingabesignal in komplexe Basisband-Quadratur-Komponenten aufgeteilt wird, die bei einer Quadratur-Modulation verwendet werden, und das digitale Eingabesignal in ein Hochfrequenzsignal quadraturmoduliert und verstärkt wird, anhand der Basisband-Quadratur-Komponenten eine Differenz zwischen einem Ausgabesignal (Ufe) des Verstärkers (104) und dem nicht vorverzerrten Eingabesignal (Uin), das dem Verstärker zugeführt wird, mittels eines LMS-Algorithmus oder ähnlichem gebildet wird, ein digitaler Vorverzerrungskoeffizient (F) auf der Basis der Signaldifferenz gebildet wird, die Nichtlinearität des Verstärkers (104) vor der Quadratur-Modulation durch Ändern der Werte der komplexen Quadratur-Komponenten des Basisband-Eingabesignals (Uin) mittels eines digitalen Vorverzerrungskoeffizienten (F) adaptiv korrigiert wird, gekennzeichnet durch Verzögern des Eingabesignals (Uin) mit einer Genauigkeit von einem Abtastintervall mittels der Korrelation zwischen dem Eingabesignal (Uin) und dem Ausgabesignal (Ufe), und genaueres Bilden der Verzögerung als mit einer Genauigkeit von einem Abtastintervall als eine Bruchteil-Verzögerung in der folgenden Weise
wobei MaxCorr der höchste Wert der Korrelation zwischen dem Eingabesignal (Uin) und dem Ausgabesignal (Ufe), Ncorr der der maximalen Korrelation nächste Wert und Pcorr der dem maximalen Wert vorangehende Wert ist.
Verfahren gemäß Anspruch 1, gekennzeichnet durch aktives Korrigieren der Zeitdifferenz zwischen dem Basisband-Eingabesignal (Uin) und dem Rückkopplungs-Ausgabesignal (Ufe) vom Verstärker durch Verzögern des Eingabesignals (Uin).
Verfahren gemäß Anspruch 1, gekennzeichnet durch Speichern des Vorverzerrungskoeffizienten (F) in einem Tabellenspeicher (108), Abrufen des Vorverzerrungskoeffizienten (F) vom Tabellenspeicher (108) mittels des nicht vorverzerrten Eingabesignals (Uin), und Vorverzerren des Basisband-Eingabesignals (Uin) durch den Vorverzerrungskoeffizienten (F) bei der Vorverzerrung.
Verfahren gemäß Anspruch 3, gekennzeichnet durch Iterieren des Vorverzerrungskoeffizienten (F) durch die Formel: F(k + 1) = F(k) + 2μe(n)Uin(n),wobei μ der Gewichtungskoeffizient, e die Differenz Uin(n) – Ufe(n) zwischen dem Eingabesignal Uin und dem Rückkopplungssignal Ufe, und Uin(n) die Komplex- Konjugierte des Eingabesignals ist, und ein neuer Vorverzerrungskoeffizient (F) im Tabellenspeicher (108) gespeichert wird.
Verfahren gemäß Anspruch 3, gekennzeichnet durch Ausdrücken des Basisband-Eingabesignals (Uin) als komplexe Komponenten, die bei einer Quadratur-Modulation verwendet werden, in der folgenden Weise: Uin = Iin + jQin, wobei Iin eine reelle I-Komponente des Eingabesignals, Qin eine imaginäre Q-Komponente des Eingabesignals und j eine imaginäre Einheit ist, und das Eingabesignal Iin + jQin durch den Vorverzerrungskoeffizienten F = Fi + jFq in der folgenden Weise vorverzerrt wird: Ipd = Fi·Iin – Fq·Qin Qpd = Fi·Qin + Fq·Iinwobei Ipd die verzerrte I-Komponente des Eingabesignals und Qpd die verzerrte Q-Komponente des Eingabesignals ist.
Verfahren gemäß Anspruch 3, gekennzeichnet durch derartiges Berechnen des Gewichtungskoeffizienten μ, dass er gültig ist, wenn:
wobei Ptot die Gesamtleistung des empfangenen Signals ist.
Verfahren gemäß Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, dass die Vorverzerrungskoeffizienten im Wesentlichen die Form aufweisen: Fi(k + 1) = Fi(k) + μ{(Iin2 + Qin2 – Iin·Ife – Qin·Qfe} Fq(k + 1) = Fq(k) + μ{(Qin·Ife – Iin·Qfe},und der Gewichtungskoeffizient μ derart berechnet wird, dass er im Wesentlichen gültig ist, wenn:
Verfahren gemäß Anspruch 1, gekennzeichnet durch Quadratur-Modulieren des Rückkopplungs-Ausgabesignals des Verstärkers (104), und aktives Beibehalten einer Phasensynchronisation zwischen der Eingabesignal-Quadratur-Modulation und der Ausgabesignal-Quadratur-Demodulation.
Verfahren gemäß Anspruch 3, gekennzeichnet durch Abrufen des Vorverzerrungskoeffizienten (F) vom Tabellenspeicher (108) auf der Basis der Summe der Quadrate der Quadratur-Komponenten des Eingabesignals (Uin).
Verfahren gemäß Anspruch 3, gekennzeichnet durch Abrufen des Vorverzerrungskoeffizienten (F) vom Tabellenspeicher (108) auf der Basis der Quadratwurzel der Summe des Quadrats der Quadratur-Komponenten des Eingabesignals (Uin).
Linearisierte HF-Verstärkervorrichtung mit einem Quadratur-Modulator (102), der dazu angepasst ist, ein digitales Eingabesignal (Uin) in ein Funkfrequenzsignal zu quadratur-modulieren, wobei ein Verstärker (104) dazu angepasst ist, das Funkfrequenzsignal zu verstärken, wobei die Verstärkervorrichtung aufweist: eine Adaptionseinrichtung (120) zum Bilden einer Differenz (E) zwischen einem Ausgabesignal (Ufe) des Verstärkers (104) und dem nicht vorverzerrten Eingabesignal (Uin), das dem Verstärker zugeführt wird, anhand der Basisband-Quadratur-Komponenten mittels eines LMS-Algorithmus oder ähnlichem, eine Vorverzerrungseinrichtung (100) zum adaptiven Korrigieren der Nichtlinearität des Verstärkers (104) vor dem Quadratur-Modulator (102) durch Ändern der Werte der komplexen Quadratur-Komponenten des Basisband-Eingabesignals (Uin) mittels eines digitalen Vorverzerrungskoeffizienten (F), gekennzeichnet durch eine Verzögerungseinrichtung (114) zum aktiven Korrigieren der Zeitdifferenz zwischen dem Basisband-Eingabesignal (Uin) und dem Rückkopplungs-Ausgabesignal (Ufe) vom Verstärker durch Verzögern des Eingabesignals (Uin), wobei die Verzögerungseinrichtung (114) dazu angepasst ist, das Eingabesignal (Uin) mit einer Genauigkeit von einem Abtastintervall mittels der Korrelation zwischen dem Eingabesignal (Uin) und dem Ausgabesignal (Ufe) zu verzögern, und wobei die Verzögerungseinrichtung (114) dazu angepasst ist, die Verzögerung genauer als mit einer Genauigkeit von einem Abtastintervall als eine Bruchteil-Verzögerung in der folgenden Weise zu bilden:
wobei MaxCorr der höchste Wert der Korrelation zwischen dem Eingabesignal (Uin) und dem Ausgabesignal (Ufe), Ncorr der der maximalen Korrelation nächste Wert und Pcorr der dem maximalen Wert vorangehende Wert ist.
Verstärkervorrichtung gemäß Anspruch 11, dadurch gekennzeichnet, dass die Verstärkervorrichtung einen Tabellenspeicher (108) aufweist, in dem die Vorverzerrungskoeffizienten (F) gespeichert sind, die Verstärkervorrichtung dazu angepasst ist, den Vorverzerrungswert vom Tabellenspeicher (108) mittels des nicht vorverzerrten Eingabesignals (Uin) abzurufen, und die Vorverzerrungseinrichtung (100) das Basisband-Eingabesignal (Uin) durch den Vorverzerrungskoeffizienten (F) bei der Vorverzerrung verzerrt.
Verstärkervorrichtung gemäß Anspruch 11, dadurch gekennzeichnet, dass die Adaptionseinrichtung (120) dazu angepasst ist, den Vorverzerrungskoeffizienten (F) durch die Formel zu iterieren: F(k + 1) = F(k) + 2μe(n)Uin(n),wobei μ der Gewichtungskoeffizient, e die Differenz Uin(n) – Ufe(n) zwischen dem Eingabesignal Uin und dem Rückkopplungssignal Ufe, und Uin(n) die Komplex-Konjugierte des Eingabesignals ist.
Verstärkervorrichtung gemäß Anspruch 13, dadurch gekennzeichnet, dass das Basisband-Eingabesignal (Uin) als komplexe Komponenten, die bei einer Quadratur-Modulation verwendet werden, in der folgenden Weise ausgedrückt wird: Uin = Iin + jQin, wobei Iin eine reelle I-Komponente des Eingabesignals, Qin eine imaginäre Q-Komponente des Eingabesignals und j eine imaginäre Einheit ist, und das Eingabesignal Iin + jQin durch den Vorverzerrungskoeffizienten F = Fi + jFq in der folgenden Weise vorverzerrt wird: Ipd = Fi·Iin – Fq·Qin Qpd = Fi·Qin + Fq·Iinwobei Ipd die verzerrte I-Komponente des Eingabesignals und Qpd die verzerrte Q-Komponente des Eingabesignals ist.
Verstärkervorrichtung gemäß Anspruch 13, dadurch gekennzeichnet, dass die Adaptionseinrichtung (120) dazu angepasst ist, den Gewichtungskoeffizienten μ zu verwenden, der gültig ist, wenn:
wobei Ptot die Gesamtleistung des empfangenen Signals ist.
Verstärkervorrichtung gemäß Anspruch 13, dadurch gekennzeichnet, dass die Adaptionseinrichtung (120) dazu angepasst ist, die Vorverzerrungskoeffizienten (F) im Wesentlichen in der folgenden Weise zu bilden: Fi(k + 1) = Fi(k) + μ{(Iin2 + Qin2 – Iin·Ife – Qin·Qfe} Fq(k + 1) = Fq(k) + μ{(Qin·Ife – Iin·Qfe},und der Gewichtungskoeffizient μ derart berechnet wird, dass er im Wesentlichen gültig ist, wenn:
Verstärkervorrichtung gemäß Anspruch 11, dadurch gekennzeichnet, dass die Verstärkervorrichtung einen Quadratur-Demodulator (118) aufweist, der dazu angepasst ist, das Rückkopplungs-Ausgabesignal des Verstärkers (104) zu quadratur-demodulieren, und die Verstärkervorrichtung eine Phaseneinstellungseinrichtung (112) zum aktiven Beibehalten einer Phasensynchronisation in dem Quadratur-Modulator (102) des Eingabesignals und einem Quadratur-Demodulator (118) des Ausgabesignals aufweist.
Verstärkervorrichtung gemäß Anspruch 12, dadurch gekennzeichnet, dass die Verstärkervorrichtung dazu angepasst ist, den Vorverzerrungskoeffizienten (F) vom Tabellenspeicher (108) auf der Basis der Summe der Quadrate der Quadratur-Komponenten des Eingabesignals (Uin) abzurufen.
Verstärkervorrichtung gemäß Anspruch 12, dadurch gekennzeichnet, dass die Verstärkervorrichtung dazu angepasst ist, den Vorverzerrungskoeffizienten (F) vom Tabellenspeicher (108) auf der Basis der Quadratwurzel der Summe des Quadrats der Quadratur-Komponenten des Eingabesignals (Uin) abzurufen.