JP2002514028A - 増幅器の直線化方法及び増幅器構成体 - Google Patents

増幅器の直線化方法及び増幅器構成体

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JP2002514028A
JP2002514028A JP2000547694A JP2000547694A JP2002514028A JP 2002514028 A JP2002514028 A JP 2002514028A JP 2000547694 A JP2000547694 A JP 2000547694A JP 2000547694 A JP2000547694 A JP 2000547694A JP 2002514028 A JP2002514028 A JP 2002514028A
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predistortion
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オーリ タピオ
トニー ネフリング
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ノキア ネットワークス オサケ ユキチュア
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  • Tone Control, Compression And Expansion, Limiting Amplitude (AREA)
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Abstract

(57)【要約】 本発明は、ＲＦ増幅器(104)の直線化方法、及びこの方法を実施する構成体に係る。増幅器(104)の出力信号と、増幅器(104)に供給される予歪を受けていない入力信号との間の差が、適応手段(120)において複素数ＬＭＳアルゴリズムにより基本帯域の直角成分から形成される。この信号差に基づいて、基本帯域信号の複素数直角成分の値を、メモリ(108)から検索したデジタルの予歪係数(F)で変更することにより、増幅器(104)の非直線性が直角復調器(120)の前で適応修正される。

Description

【発明の詳細な説明】
【０００１】
【技術分野】
本発明は、高周波で動作する増幅器の非直線的動作を修正することに係る。よ
り詳細には、本発明は、デジタル入力信号を直角変調により使用される複素数の
基本帯域直角成分に分割し、そしてデジタル入力信号を高周波信号に直角変調し
て増幅するＲＦ増幅器のための直線化方法に係る。 更に、本発明は、デジタル入力信号を高周波信号に直角変調するように構成さ
れた直角変調器と、その信号を増幅するように構成された増幅器とを備えた直線
化ＲＦ増幅器構成体にも係る。
【０００２】
【背景技術】
高周波電力増幅器の動作範囲は、小信号増幅器の場合より広い。従って、電力
増幅器は非直線的であり、振幅歪及び位相歪を生じる。これらの非直線性は、元
の信号に存在しない周波数を出力信号に発生する。例えば、セルラー無線システ
ムのベースステーションは、複数のターミナルの異なる周波数の信号を同時に受
信して増幅するが、この場合に、最悪、非直線的増幅器がその周波数レンジ内で
送信されるべき無線信号を、隣接ターミナルで使用される周波数レンジへと拡散
してしまう。これに対して、公知解決策は、電力増幅器の相互変調により生じる
信号歪をフィードフォワード即ち予歪によって修正することを目的としている。
フィードフォワード解決策では、実際の信号のための主増幅器と、信号歪のため
の歪増幅器とが設けられた２つの制御ループが通常使用される。従って、実際の
信号を修正するために歪フィードフォワードが使用される。
【０００３】 予歪を用いた公知解決策では、増幅器が信号を歪ませる仕方について推定がな
される。増幅されるべき信号は、この推定に基づき、増幅器歪とは逆の歪変換に
よって予歪を受け、換言すれば、増幅器によって生じる歪の逆関数を見出すこと
が目的となる。次いで、増幅器は、信号を増幅しながら、予歪を同時に補償し、
歪のない「直線化された」信号を発生する。
【０００４】 公知解決策では、予歪動作がアナログ又はデジタルのいずれかで実行される。
アナログの予歪動作では、増幅器の歪の変化を検出することが困難であり、従っ
て、デジタルの予歪動作がより好ましい。デジタルの予歪動作は、歪を非常に効
率的に修正できるようにする。典型的なデジタル予歪動作は、ルックアップテー
ブルを使用することにより行なわれ、これらルックアップテーブルは、適応性を
得るために更新されるのが最も好ましい。というのは、増幅器歪は、例えば、増
幅器の年代、温度、及び増幅器に供給される信号の変化によって影響を受けるか
らである。参考としてここに取り上げる米国特許第５，０４９，８３２号には、
このような解決策が開示されている。該特許の解決策では、予歪情報がメモリに
直交座標形態で記憶され、これは、記憶されるべき情報の量を減少するためであ
り、即ち変化する環境においてこの解決策を迅速に適応できるように試みがなさ
れる。しかしながら、アルゴリズムに関しては、この形式の公知解決策は、変化
する環境において充分安定でなく、増幅された信号を不利に歪ませてしまう。
【０００５】
【発明の開示】
従って、本発明の目的は、上記問題を解消する方法、及びこの方法を実施する
構成体を提供することである。 これは、冒頭で述べた形式の方法において、基本帯域直角成分から、増幅器の
出力信号と、増幅器に供給される予歪を受けていない入力信号との間の差を、Ｌ
ＭＳアルゴリズム等によって形成し、この信号差に基づいてデジタル予歪係数を
形成し、そして基本帯域入力信号の複素数直角成分の値を上記デジタル予歪係数
で変更することにより直角変調の前に増幅器の非直線性を適応修正することを特
徴とする方法によって達成される。
【０００６】 本発明の増幅器構成体は、増幅器の出力信号と、その増幅器に供給される予歪
を受けていない入力信号との間の差を、基本帯域直角成分から、ＬＭＳアルゴリ
ズム等によって形成するための適応手段と、基本帯域入力信号の複素数直角成分
の値をデジタル予歪係数で変更することにより直角変調器の前で増幅器の非直線
性を適応修正するための予歪手段とを備えたことを特徴とする。 本発明の方法及び構成体により多数の効果を得ることができる。予歪は、より
安定となり、そして増幅器歪が減少される。
【０００７】
【発明を実施するための最良の形態】
以下、添付図面を参照して、本発明の好ましい実施形態を詳細に説明する。 本発明の解決策は、無線システムの送信器において高周波信号を増幅するのに
特に適している。本発明の解決策を適用できるセルラー無線システムは、ＧＳＭ
（移動通信用のグローバルシステム）、ＤＣＳ−１８００（デジタルセルラーシ
ステム）、ＣＤＭＡ（コード分割多重アクセス）及びＷＣＤＭＡ（ワイドバンド
ＣＤＭＡ）を含む。
【０００８】 初めに、ターミナル又はベースステーションである無線システムの典型的なト
ランシーバについて一般的に説明する。先ず、信号受信について説明する。信号
は、アンテナ２０によって受信され、そこからデュープレックスフィルタ１８へ
伝播する。このデュープレックスフィルタ１８は、送信器側と受信器側を分離す
るものである。受信信号は、デュープレックスフィルタ１８から実際の受信部１
０へ伝播し、ここで、信号は、通常に復調及びデコードされ、送信データが検出
される。次に、信号送信について説明する。送信されるべきデータは、先ず、チ
ャンネルコーダ１２によって受け取られ、このチャンネルコーダは、信号をエン
コードすると共に、通常は、チャンネルに生じるフェージング及び干渉に対して
インターリーブもする。エンコードされた信号は、変調器１４へ伝播され、この
変調器は、特に本発明の解決策では、信号を直角変調する。更に、変調器１４は
、信号を高周波信号へと変換する。次いで、信号は、電力増幅器１６で更に増幅
され、そしてデュープレックスフィルタ１８へ搬送される。デュープレックスフ
ィルタ１８から送信される信号は、アンテナ２０へ通され、そして電磁放射とし
て環境へ分散される。
【０００９】 図２を参照して、直角変調器１０２及び直角復調器１１８の動作を説明する。
直角変調で送信されるデータは、デジタル変調器９８において２つの部分に分割
される。第１のデータ部分Ｉｐｄは、搬送波発生器１１０から到来する搬送波で
乗算され、そして第２のデータ部分Ｑｐｄは、位相シフトされた搬送波で乗算さ
れる。従って、ブロック１０２に示すように、これら部分の和によって形成され
た信号は、増幅器１０４へ供給される。直角変調器１１８では、増幅器１０４の
出力信号が、位相シフトをもたない搬送波と、位相シフトされた搬送波の両方に
よって乗算される。位相シフトをもたない場合、搬送波による乗算は、例えば、
式ｃｏｓ(ωcｔ)のコサイン搬送波でデータが乗算されるように表すことができ
る。一方、位相シフトされた搬送波による乗算は、式ｓｉｎ(ωcｔ)のサイン搬
送波で信号が乗算されるように表すことができる。従って、π／２の位相ずれを
もつ搬送波が、信号の乗算に使用される。このπ／２の位相ずれにより信号の異
なる部分が互いに直交するので、データ部分は、複素数表示法を用いて表すこと
ができる。従って、例えば、送信されるべきデータ信号Ｕは、式Ｕ＝Ｉ＋ｊＱで
表すことができ、但し、Ｉ（同相）は、第１データ部分であり、そしてＱ（直角
位相）は、第２データ部分であり、そしてｊは、虚数単位である。公知の直角変
調器は、Ｉ及びＱの両データ部分の波形を、搬送波による乗算の前に変更できる
ようにする。ＣＤＭＡ技術では、Ｉ及びＱデータ部分は、搬送波による乗算の前
に、拡散コードでも乗算される。
【００１０】 図２を参照し、本発明の増幅器構成体の動作を詳細に説明する。増幅されるべ
き信号Ｕｉｎは、先ず、デジタル復調器９８においてシリアルモード信号から２
つのパラレル信号成分に変換される。この変換は、信号を２つの部分Ｉｉｎ及び
Ｑｉｎに分割し、これは直角変調の目的でもある。予歪は、予歪手段１００にお
いて、複素数入力信号Ｕｉｎ＝Ｉｉｎ＋ｊＱｉｎと、複素数予歪係数Ｆ＝Ｆｉ＋
ｊＦｑの積として発生され、これにより得られる予歪を受けた基本帯域信号成分
Ｉｐｄ及びＱｐｄは、次のようになる。 Ｉｐｄ＝Ｆｉ＊Ｉｉｎ−Ｆｑ＊Ｑｉｎ Ｑｐｄ＝Ｆｉ＊Ｑｉｎ＋Ｆｑ＊Ｉｉｎ 従って、予歪を受けた信号Ｕｐｄは、Ｕｐｄ＝Ｉｐｄ＋ｊＱｐｄとなる。次いで
、信号成分は、ＩＱ変調器１０２において直角変調され、ＲＦ増幅器１０４にお
いて増幅され、そしてアンテナ１１６を経て送信される。本発明の解決策では、
複素数成分Ｕｆｅ＝Ｉｆｅ＋ｊＱｆｅを含む増幅器１０４の出力信号Ｕｆｅは、
アンテナ１１６の前で方向性カプラー１０５によりフィードバックされ、そして
ＩＱ変調器１１８において基本帯域信号へと直角復調される。フィードバックさ
れた基本帯域の複素数信号Ｕｆｅは、適応手段１２０において、予歪を受けてい
ない基本帯域の入力信号Ｕｉｎと比較される。この入力信号Ｕｉｎは、この入力
信号Ｕｉｎ及び出力信号Ｕｆｅのデジタル記号のタイミングが互いに対応しえる
ように遅延手段１１４において遅延されねばならない。この遅延プロセスは、遅
延及び位相の制御ブロック１２１により制御され、これは、入力信号Ｕｉｎと、
復調された信号Ｕｆｅとを比較する。適応手段１２０は、増幅器１０４の歪の逆
関数をモデリングする複素数係数Ｆ＝Ｆｉ＋ｊＦｑを、入力信号Ｕｉｎと出力信
号Ｕｆｅとの差が最小になるように変更する。これは、例えば、平方エラーを最
小にすることにより実行できる。通常のＬＳＥ（最小２乗エラー）の問題は、カ
ルマンアルゴリズム、変形カルマンアルゴリズム（拡張型カルマンアルゴリズム
）、ＲＬＳ（反復性最小２乗）アルゴリズム、又はＬＭＳ（最小平均平方）アル
ゴリズムを適応手段１２０に使用することにより解消できる。適応手段１２０は
、最小化アルゴリズムを実施するのが好ましい。このような差即ちエラーの平均
平方を最小にすることをベースとするＬＭＳアルゴリズムについて詳細に述べる
。サンプルｎに対応する瞬間における差の関数ｅ(ｎ)は、次の通りである。 ｅ(ｎ)＝Ｕｉｎ(ｎ)−Ｕｆｅ(ｎ) この差ｅ(ｎ)は、次の反復的なやり方で複素数の予歪係数Ｆ＝Ｆｉ＋ｊＦｑを形
成するのに使用される。 Ｆ(ｋ＋１)＝Ｆ(ｋ)−μ∇ｅ2(ｎ) 但し、但し、ｋは反復インデックスである。従って、得られる予歪係数Ｆは、次
の式で表される。
【数９】 この反復型の予歪係数Ｆは、メモリ１０８に記憶され、この場合には、以前の予
歪値に取って代わる。原理的に、メモリは、予歪係数Ｆの初期値として記憶され
るいかなる数、例えば、実数１を含んでもよい。重み付け係数μは、適応の収斂
率及び残留差の大きさを決定する。安定性の観点から、０＜μ＜２／Ｐｔｏｔが
重み付け係数μとして有効である。但し、Ｐｔｏｔは、入力信号Ｕｉｎの全電力
である。
【００１１】 予歪係数Ｆは、入力信号Ｕｉｎに基づいてメモリから検索される。しかしなが
ら、入力信号Ｕｉｎは、メモリ１０８のアドレスとして使用することはできず、
アドレスは、アドレス計算手段１０６において計算される。予歪テーブル１０８
のアドレスは、入力信号Ｕｉｎの振幅により形成される。増幅器１０４の形式に
基づき、アドレスは、計算手段１０６において入力信号の平方の和として計算す
ることもできるし、 アドレス＝ｒｏｕｎｄ((ｋ−１)＊(Ｉｉｎ2＋Ｑｉｎ2)／２＋１ 又は入力信号の平方の和の平方根として計算することもできる。 アドレス＝ｒｏｕｎｄ((ｋ−１)＊ｓｑｒｔ((Ｉｉｎ2＋Ｑｉｎ2)／ ｓｑｒｔ(２)＋１ 但し、ｋは、予歪テーブルのサイズであり、ｒｏｕｎｄは、最も近い整数に丸め
ることであり、そしてｓｑｒｔは、平方根を意味する。これらの式において、Ｉ
ｉｎ及びＱｉｎは、それらの値が［−１、１］間で変化するように単位円におい
て正規化される。増幅器が主として高い入力信号電力レベルにおいて非直線的で
あるときには、好ましく使用されるべきアドレスは、平方の和である。というの
は、高い値において、より多数のアドレスがあるからである。増幅器が低い入力
信号電力レベルにおいても非直線的であるときは、平方の和の平方根をアドレス
として使用するのが好ましい。従って、式Ｆ(ｋ＋１)＝Ｆ(ｋ)＋２μｅ(ｎ)Ｕｉ
ｎ(ｎ)で表される予歪係数がテーブルメモリ１０８の出力となる。従って、予歪
係数は、次のようになる。 Ｆｉ(ｋ＋１)＝Ｆｉ(ｋ)＋μ{(Ｉｉｎ2＋Ｑｉｎ2− Ｉｉｎ＊Ｉｆｅ−Ｑｉｎ＊Ｑｆｅ} Ｆｑ(ｋ＋１)＝Ｆｑ(ｋ)＋μ{Ｑｉｎ＊Ｉｆｅ−Ｉｉｎ＊Ｑｆｅ} 従って、重み付け係数μは、各アドレス範囲に対して次のように別々に計算され
る。
【数１０】
【００１２】 遅延手段１１４における遅延制御は、充分に正確に推定されねばならない。遅
延は、例えば、Ｍシーケンス形式の擬似ノイズシーケンスを送信及び受信するこ
とによって推定される。充分良好な自己相関特性をもつ他のシーケンスを擬似ノ
イズシーケンスとして使用することもできる。Ｍシーケンスの利点は、それらを
シフトレジスタにより容易に発生することができそしてその自己相関がネットワ
ークピークであることである。遅延結果は、制御手段１２１において送信された
シーケンスと受信されたシーケンスとの間の相関を計算することにより推定され
る。遅延手段１１４は、計算された遅延結果に対応する長さだけ入力信号を遅延
する。この種の相関は、全サンプルの精度で遅延を計算できるようにする。１サ
ンプルより高い精度でも、遅延は、例えば、分数遅延として次のように計算する
ことができる。
【数１１】 但し、MaxCorrは、相関の最大値で、Ncorrは、最大相関の次の値、そしてPcorr
は、最大値の手前の値である。数学的に、関数ｘ(ｔ)及びｙ(ｔ)に対する相関Ｃ
(τ)は、例えば、次のように形成される。
【数１２】 但し、ａ及びｂは、相関の計算周期を表わす。デジタル的に、相関行Ｃは、シー
ケンスｘ及びｙに対するクロス積として次のように計算される。
【数１３】 但し、各Ｃ(ｎ)は、相関行ｃのエレメントに対応する。Ｙが、送信器において遅
延されたシーケンスＸであるときには、送信器の遅延を定義することができる。
このように形成される分数値は、信号を充分に遅延するデジタル分数値フィルタ
に使用される。入力信号Ｕｉｎは、能動的に及び連続的に遅延されるのが好まし
く、この場合に、送信器は、遅延を最適に保持するために、増幅器１０４を経て
擬似ランダムシーケンスを繰り返し送信する。図３Ａは、このような分数遅延を
ファロウ(Farrow)構造体として実施する場合を示す。入力信号Ｕｉｎ及び形成さ
れた分数結果は、ファロウ構造体の入力として働く。入力信号Ｕｉｎは、４つの
ＦＩＲ（有限インパルス応答）フィルタ３００、３０２、３０４及び３０６へ供
給される。ＦＩＲフィルタ３００の出力及び分数結果は、乗算器３０８において
乗算され、その後、入力は、加算器３１０において次のＦＩＲフィルタの出力に
加算される。その和信号は、乗算器３１２において分数結果で乗算される。次い
で、入力は、加算器３１４においてＦＩＲフィルタ３０４の出力に加算され、そ
してその和は、乗算器３１６において分数結果で乗算される。この入力は、次い
で、加算器３１８においてＦＩＲフィルタ３０６の出力に加算され、従って、加
算器３１８の出力信号は、所望のやり方で遅延された信号である。この種のファ
ロウ構造体は、遅延ブロック１１４の一部分である。ブロック１０６、１０８、
１１４、１２０及び１２１は、本発明の解決策の適応部分１３０を形成する。
【００１３】 図３Ｂは、ＦＩＲ（有限インパルス応答）フィルタの一般的なブロック図であ
る。ＦＩＲフィルタは、遅延要素３００１−３００３と、重み付け係数ブロック
３００４と、加算器３００５とを備えている。図３ＡのＦＩＲフィルタ３００−
３０６は、図３Ｂに示されたものと同じである。入力信号Ｕｉｎは、各遅延要素
３００１−３００３において遅延され、そして遅延された信号は、重み付け係数
ブロック３００４において適当な重み付け係数で重み付けされる。遅延されそし
て重み付けされた信号は、加算器３００５において加算される。本発明の解決策
には、ファロウ構造体において入力信号の所望の分数遅延を実行するためにほぼ
無制限の数の遅延及び重み付け係数組合せが与えられる。例えば、８タップのＦ
ＩＲフィルタを使用する解決策が一例として与えられる。従って、８個の遅延要
素と、８個の重み付け係数ブロックがある。重み付け係数は全て１でよく、そし
て遅延は全ての遅延要素３００１−３００３において同じ特定の遅延でよい。
【００１４】 本発明解決策の別の重要なブロックは、位相調整ブロック１１２である。従っ
て、本発明の解決策では、入力信号と、増幅器で増幅された信号が測定される。
これら信号を比較することにより、位相調整ブロック１１２は、ＩＱ変調器１０
２及び１１８においてアップ及びダウンコンバータの搬送波を位相同期状態に保
持するように制御される。位相調整は、デジタル信号処理により、複素数入力及
び／又はフィードバック信号の位相角を変更することによって基本帯域部分にお
いて実行することもできる。位相調整は、位相調整ブロック１１２を制御する遅
延及び位相ブロック１２１において実行されるのが最も好ましい。搬送波位相の
この監視も、本発明の解決策において能動的に実行されるのが最も好ましく、換
言すれば、信号位相は、連続的に監視され、そして必要に応じて変更される。
【００１５】 従って、本発明の解決策では、適応が適応手段１２０及びメモリ１０８におい
て実行される。特に、デジタル信号処理の場合には、本発明の解決策は、例えば
、ＡＳＩＣ（アプリケーション特有の集積回路）又はＶＬＳＩ（超大規模集積）
回路によって実施することができる。実行されるべきファンクションは、ソフト
ウェアベースのマイクロプロセッサ技術として実施されるのが好ましい。 添付図面を参照して本発明を以上に説明したが、本発明は、これに限定される
ものではなく、請求の範囲に記載した本発明の考え方の範囲内で種々の変更がな
され得ることが明らかであろう。
【図面の簡単な説明】
【図１】 トランシーバを示す図である。
【図２】 増幅器構成体を示す図である。
【図３Ａ】 遅延がいかに発生するかを示す図である。
【図３Ｂ】 ＦＩＲフィルタを示す図である。
【手続補正書】
【提出日】平成１２年１０月３１日（２０００．１０．３１）
【手続補正１】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】全文
【補正方法】変更
【補正内容】
【発明の名称】 増幅器の直線化方法及び増幅器構成体
【特許請求の範囲】
【数１】 但し、MaxCorrは、入力信号(Uin)と出力信号(Ufe)との間の相関の最大値で、Nco
rrは、最大相関の次の値、そしてPcorrは、最大値の手前の値であることを特徴
とする方法。
【数２】 そして新たな予歪係数(F)がテーブルメモリ(108)に記憶される請求項３に記載の
方法。
【数３】 但し、Ｐｔｏｔは、受信信号の全電力である請求項３に記載の方法。
【数４】 請求項３に記載の方法。
【数５】 但し、MaxCorrは、入力信号(Uin)と出力信号(Ufe)との間の相関の最大値で、Nco
rrは、最大相関の次の値、そしてPcorrは、最大値の手前の値であることを特徴
とする増幅器構成体。
【数６】
【数７】 但し、Ｐｔｏｔは、受信信号の全電力である請求項１３に記載の増幅器構成体。
【数８】 請求項１３に記載の増幅器構成体。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【技術分野】 本発明は、高周波で動作する増幅器の非直線的動作を修正することに係る。よ
り詳細には、本発明は、デジタル入力信号を直角変調により使用される複素数の
基本帯域直角成分に分割し、そしてデジタル入力信号を高周波信号に直角変調し
て増幅するＲＦ増幅器のための直線化方法に係る。 更に、本発明は、デジタル入力信号を高周波信号に直角変調するように構成さ
れた直角変調器と、その信号を増幅するように構成された増幅器とを備えた直線
化ＲＦ増幅器構成体にも係る。
【０００２】
【背景技術】 高周波電力増幅器の動作範囲は、小信号増幅器の場合より広い。従って、電力
増幅器は非直線的であり、振幅歪及び位相歪を生じる。これらの非直線性は、元
の信号に存在しない周波数を出力信号に発生する。例えば、セルラー無線システ
ムのベースステーションは、複数のターミナルの異なる周波数の信号を同時に受
信して増幅するが、この場合に、最悪、非直線的増幅器がその周波数レンジ内で
送信されるべき無線信号を、隣接ターミナルで使用される周波数レンジへと拡散
してしまう。これに対して、公知解決策は、電力増幅器の相互変調により生じる
信号歪をフィードフォワード即ち予歪によって修正することを目的としている。
フィードフォワード解決策では、実際の信号のための主増幅器と、信号歪のため
の歪増幅器とが設けられた２つの制御ループが通常使用される。従って、実際の
信号を修正するために歪フィードフォワードが使用される。
【０００３】 予歪を用いた公知解決策では、増幅器が信号を歪ませる仕方について推定がな
される。増幅されるべき信号は、この推定に基づき、増幅器歪とは逆の歪変換に
よって予歪を受け、換言すれば、増幅器によって生じる歪の逆関数を見出すこと
が目的となる。次いで、増幅器は、信号を増幅しながら、予歪を同時に補償し、
歪のない「直線化された」信号を発生する。
【０００４】 公知解決策では、予歪動作がアナログ又はデジタルのいずれかで実行される。
アナログの予歪動作では、増幅器の歪の変化を検出することが困難であり、従っ
て、デジタルの予歪動作がより好ましい。デジタルの予歪動作は、歪を非常に効
率的に修正できるようにする。典型的なデジタル予歪動作は、ルックアップテー
ブルを使用することにより行なわれ、これらルックアップテーブルは、適応性を
得るために更新されるのが最も好ましい。というのは、増幅器歪は、例えば、増
幅器の年代、温度、及び増幅器に供給される信号の変化によって影響を受けるか
らである。参考としてここに取り上げる米国特許第５，０４９，８３２号には、
このような解決策が開示されている。該特許の解決策では、予歪情報がメモリに
直交座標形態で記憶され、これは、記憶されるべき情報の量を減少するためであ
り、即ち変化する環境においてこの解決策を迅速に適応できるように試みがなさ
れる。しかしながら、アルゴリズムに関しては、この形式の公知解決策は、変化
する環境において充分安定でなく、増幅された信号を不利に歪ませてしまう。
【０００５】
【発明の開示】 従って、本発明の目的は、上記問題を解消する方法、及びこの方法を実施する
構成体を提供することである。 これは、冒頭で述べた形式の方法において、基本帯域直角成分から、増幅器の
出力信号と、増幅器に供給される予歪を受けていない入力信号との間の差を、Ｌ
ＭＳアルゴリズム等によって形成し、この信号差に基づいてデジタル予歪係数を
形成し、基本帯域入力信号の複素数直角成分の値を上記デジタル予歪係数で変更
することにより直角変調の前に増幅器の非直線性を適応修正し、そして入力信号
と出力信号との間の相関により１サンプルの精度で入力信号を遅延し、そして１
サンプルの精度より正確に、遅延を次の式で分数遅延として形成し、
【数９】 但し、MaxCorrは、入力信号と出力信号との間の相関の最大値で、Ncorrは、最大
相関の次の値、そしてPcorrは、最大値の手前の値であることを特徴とする方法
によって達成される。
【０００６】 本発明の増幅器構成体は、増幅器の出力信号と、その増幅器に供給される予歪
を受けていない入力信号との間の差を、基本帯域直角成分から、ＬＭＳアルゴリ
ズム等によって形成するための適応手段と、基本帯域入力信号の複素数直角成分
の値をデジタル予歪係数で変更することにより直角変調器の前で増幅器の非直線
性を適応修正するための予歪手段と、基本帯域入力信号を遅延することにより、
その入力信号と増幅器からのフィードバック出力信号との間の時間差を能動的に
修正するための遅延手段とを備え、この遅延手段は、入力信号と出力信号との間
の相関により１サンプルの精度で入力信号を遅延するよう構成され、そして１サ
ンプルの精度より正確に、上記遅延手段は、遅延を次の式で分数遅延として形成
するよう構成され、
【数１０】 但し、MaxCorrは、入力信号と出力信号との間の相関の最大値で、Ncorrは、最大
相関の次の値、そしてPcorrは、最大値の手前の値であることを特徴とする。 本発明の方法及び構成体により多数の効果を得ることができる。予歪は、より
安定となり、そして増幅器歪が減少される。
【０００７】
【発明を実施するための最良の形態】 以下、添付図面を参照して、本発明の好ましい実施形態を詳細に説明する。 本発明の解決策は、無線システムの送信器において高周波信号を増幅するのに
特に適している。本発明の解決策を適用できるセルラー無線システムは、ＧＳＭ
（移動通信用のグローバルシステム）、ＤＣＳ−１８００（デジタルセルラーシ
ステム）、ＣＤＭＡ（コード分割多重アクセス）及びＷＣＤＭＡ（ワイドバンド
ＣＤＭＡ）を含む。
【０００８】 初めに、ターミナル又はベースステーションである無線システムの典型的なト
ランシーバについて一般的に説明する。先ず、信号受信について説明する。信号
は、アンテナ２０によって受信され、そこからデュープレックスフィルタ１８へ
伝播する。このデュープレックスフィルタ１８は、送信器側と受信器側を分離す
るものである。受信信号は、デュープレックスフィルタ１８から実際の受信部１
０へ伝播し、ここで、信号は、通常に復調及びデコードされ、送信データが検出
される。次に、信号送信について説明する。送信されるべきデータは、先ず、チ
ャンネルコーダ１２によって受け取られ、このチャンネルコーダは、信号をエン
コードすると共に、通常は、チャンネルに生じるフェージング及び干渉に対して
インターリーブもする。エンコードされた信号は、変調器１４へ伝播され、この
変調器は、特に本発明の解決策では、信号を直角変調する。更に、変調器１４は
、信号を高周波信号へと変換する。次いで、信号は、電力増幅器１６で更に増幅
され、そしてデュープレックスフィルタ１８へ搬送される。デュープレックスフ
ィルタ１８から送信される信号は、アンテナ２０へ通され、そして電磁放射とし
て環境へ分散される。
【０００９】 図２を参照して、直角変調器１０２及び直角復調器１１８の動作を説明する。
直角変調で送信されるデータは、デジタル変調器９８において２つの部分に分割
される。第１のデータ部分Ｉｐｄは、搬送波発生器１１０から到来する搬送波で
乗算され、そして第２のデータ部分Ｑｐｄは、位相シフトされた搬送波で乗算さ
れる。従って、ブロック１０２に示すように、これら部分の和によって形成され
た信号は、増幅器１０４へ供給される。直角変調器１１８では、増幅器１０４の
出力信号が、位相シフトをもたない搬送波と、位相シフトされた搬送波の両方に
よって乗算される。位相シフトをもたない場合、搬送波による乗算は、例えば、
式ｃｏｓ(ωcｔ)のコサイン搬送波でデータが乗算されるように表すことができ
る。一方、位相シフトされた搬送波による乗算は、式ｓｉｎ(ωcｔ)のサイン搬
送波で信号が乗算されるように表すことができる。従って、π／２の位相ずれを
もつ搬送波が、信号の乗算に使用される。このπ／２の位相ずれにより信号の異
なる部分が互いに直交するので、データ部分は、複素数表示法を用いて表すこと
ができる。従って、例えば、送信されるべきデータ信号Ｕは、式Ｕ＝Ｉ＋ｊＱで
表すことができ、但し、Ｉ（同相）は、第１データ部分であり、そしてＱ（直角
位相）は、第２データ部分であり、そしてｊは、虚数単位である。公知の直角変
調器は、Ｉ及びＱの両データ部分の波形を、搬送波による乗算の前に変更できる
ようにする。ＣＤＭＡ技術では、Ｉ及びＱデータ部分は、搬送波による乗算の前
に、拡散コードでも乗算される。
【００１０】 図２を参照し、本発明の増幅器構成体の動作を詳細に説明する。増幅されるべ
き信号Ｕｉｎは、先ず、デジタル復調器９８においてシリアルモード信号から２
つのパラレル信号成分に変換される。この変換は、信号を２つの部分Ｉｉｎ及び
Ｑｉｎに分割し、これは直角変調の目的でもある。予歪は、予歪手段１００にお
いて、複素数入力信号Ｕｉｎ＝Ｉｉｎ＋ｊＱｉｎと、複素数予歪係数Ｆ＝Ｆｉ＋
ｊＦｑの積として発生され、これにより得られる予歪を受けた基本帯域信号成分
Ｉｐｄ及びＱｐｄは、次のようになる。 Ｉｐｄ＝Ｆｉ＊Ｉｉｎ−Ｆｑ＊Ｑｉｎ Ｑｐｄ＝Ｆｉ＊Ｑｉｎ＋Ｆｑ＊Ｉｉｎ 従って、予歪を受けた信号Ｕｐｄは、Ｕｐｄ＝Ｉｐｄ＋ｊＱｐｄとなる。次いで
、信号成分は、ＩＱ変調器１０２において直角変調され、ＲＦ増幅器１０４にお
いて増幅され、そしてアンテナ１１６を経て送信される。本発明の解決策では、
複素数成分Ｕｆｅ＝Ｉｆｅ＋ｊＱｆｅを含む増幅器１０４の出力信号Ｕｆｅは、
アンテナ１１６の前で方向性カプラー１０５によりフィードバックされ、そして
ＩＱ変調器１１８において基本帯域信号へと直角復調される。フィードバックさ
れた基本帯域の複素数信号Ｕｆｅは、適応手段１２０において、予歪を受けてい
ない基本帯域の入力信号Ｕｉｎと比較される。この入力信号Ｕｉｎは、この入力
信号Ｕｉｎ及び出力信号Ｕｆｅのデジタル記号のタイミングが互いに対応しえる
ように遅延手段１１４において遅延されねばならない。この遅延プロセスは、遅
延及び位相の制御ブロック１２１により制御され、これは、入力信号Ｕｉｎと、
復調された信号Ｕｆｅとを比較する。適応手段１２０は、増幅器１０４の歪の逆
関数をモデリングする複素数係数Ｆ＝Ｆｉ＋ｊＦｑを、入力信号Ｕｉｎと出力信
号Ｕｆｅとの差が最小になるように変更する。これは、例えば、平方エラーを最
小にすることにより実行できる。通常のＬＳＥ（最小２乗エラー）の問題は、カ
ルマンアルゴリズム、変形カルマンアルゴリズム（拡張型カルマンアルゴリズム
）、ＲＬＳ（反復性最小２乗）アルゴリズム、又はＬＭＳ（最小平均平方）アル
ゴリズムを適応手段１２０に使用することにより解消できる。適応手段１２０は
、最小化アルゴリズムを実施するのが好ましい。このような差即ちエラーの平均
平方を最小にすることをベースとするＬＭＳアルゴリズムについて詳細に述べる
。サンプルｎに対応する瞬間における差の関数ｅ(ｎ)は、次の通りである。 ｅ(ｎ)＝Ｕｉｎ(ｎ)−Ｕｆｅ(ｎ) この差ｅ(ｎ)は、次の反復的なやり方で複素数の予歪係数Ｆ＝Ｆｉ＋ｊＦｑを形
成するのに使用される。 Ｆ(ｋ＋１)＝Ｆ(ｋ)−μ∇ｅ2(ｎ) 但し、但し、ｋは反復インデックスである。従って、得られる予歪係数Ｆは、次
の式で表される。
【数１１】 この反復型の予歪係数Ｆは、メモリ１０８に記憶され、この場合には、以前の予
歪値に取って代わる。原理的に、メモリは、予歪係数Ｆの初期値として記憶され
るいかなる数、例えば、実数１を含んでもよい。重み付け係数μは、適応の収斂
率及び残留差の大きさを決定する。安定性の観点から、０＜μ＜２／Ｐｔｏｔが
重み付け係数μとして有効である。但し、Ｐｔｏｔは、入力信号Ｕｉｎの全電力
である。
【００１１】 予歪係数Ｆは、入力信号Ｕｉｎに基づいてメモリから検索される。しかしなが
ら、入力信号Ｕｉｎは、メモリ１０８のアドレスとして使用することはできず、
アドレスは、アドレス計算手段１０６において計算される。予歪テーブル１０８
のアドレスは、入力信号Ｕｉｎの振幅により形成される。増幅器１０４の形式に
基づき、アドレスは、計算手段１０６において入力信号の平方の和として計算す
ることもできるし、 アドレス＝ｒｏｕｎｄ((ｋ−１)＊(Ｉｉｎ2＋Ｑｉｎ2)／２＋１ 又は入力信号の平方の和の平方根として計算することもできる。 アドレス＝ｒｏｕｎｄ((ｋ−１)＊ｓｑｒｔ((Ｉｉｎ2＋Ｑｉｎ2)／ ｓｑｒｔ(２)＋１ 但し、ｋは、予歪テーブルのサイズであり、ｒｏｕｎｄは、最も近い整数に丸め
ることであり、そしてｓｑｒｔは、平方根を意味する。これらの式において、Ｉ
ｉｎ及びＱｉｎは、それらの値が［−１、１］間で変化するように単位円におい
て正規化される。増幅器が主として高い入力信号電力レベルにおいて非直線的で
あるときには、好ましく使用されるべきアドレスは、平方の和である。というの
は、高い値において、より多数のアドレスがあるからである。増幅器が低い入力
信号電力レベルにおいても非直線的であるときは、平方の和の平方根をアドレス
として使用するのが好ましい。従って、式Ｆ(ｋ＋１)＝Ｆ(ｋ)＋２μｅ(ｎ)Ｕｉ
ｎ(ｎ)で表される予歪係数がテーブルメモリ１０８の出力となる。従って、予歪
係数は、次のようになる。 Ｆｉ(ｋ＋１)＝Ｆｉ(ｋ)＋μ{(Ｉｉｎ2＋Ｑｉｎ2− Ｉｉｎ＊Ｉｆｅ−Ｑｉｎ＊Ｑｆｅ} Ｆｑ(ｋ＋１)＝Ｆｑ(ｋ)＋μ{Ｑｉｎ＊Ｉｆｅ−Ｉｉｎ＊Ｑｆｅ} 従って、重み付け係数μは、各アドレス範囲に対して次のように別々に計算され
る。
【数１２】
【００１２】 遅延手段１１４における遅延制御は、充分に正確に推定されねばならない。遅
延は、例えば、Ｍシーケンス形式の擬似ノイズシーケンスを送信及び受信するこ
とによって推定される。充分良好な自己相関特性をもつ他のシーケンスを擬似ノ
イズシーケンスとして使用することもできる。Ｍシーケンスの利点は、それらを
シフトレジスタにより容易に発生することができそしてその自己相関がネットワ
ークピークであることである。遅延結果は、制御手段１２１において送信された
シーケンスと受信されたシーケンスとの間の相関を計算することにより推定され
る。遅延手段１１４は、計算された遅延結果に対応する長さだけ入力信号を遅延
する。この種の相関は、全サンプルの精度で遅延を計算できるようにする。１サ
ンプルより高い精度でも、遅延は、例えば、分数遅延として次のように計算する
ことができる。
【数１３】 但し、MaxCorrは、相関の最大値で、Ncorrは、最大相関の次の値、そしてPcorr
は、最大値の手前の値である。数学的に、関数ｘ(ｔ)及びｙ(ｔ)に対する相関Ｃ
(τ)は、例えば、次のように形成される。
【数１４】 但し、ａ及びｂは、相関の計算周期を表わす。デジタル的に、相関行Ｃは、シー
ケンスｘ及びｙに対するクロス積として次のように計算される。
【数１５】 但し、各Ｃ(ｎ)は、相関行ｃのエレメントに対応する。Ｙが、送信器において遅
延されたシーケンスＸであるときには、送信器の遅延を定義することができる。
このように形成される分数値は、信号を充分に遅延するデジタル分数値フィルタ
に使用される。入力信号Ｕｉｎは、能動的に及び連続的に遅延されるのが好まし
く、この場合に、送信器は、遅延を最適に保持するために、増幅器１０４を経て
擬似ランダムシーケンスを繰り返し送信する。図３Ａは、このような分数遅延を
ファロウ(Farrow)構造体として実施する場合を示す。入力信号Ｕｉｎ及び形成さ
れた分数結果は、ファロウ構造体の入力として働く。入力信号Ｕｉｎは、４つの
ＦＩＲ（有限インパルス応答）フィルタ３００、３０２、３０４及び３０６へ供
給される。ＦＩＲフィルタ３００の出力及び分数結果は、乗算器３０８において
乗算され、その後、入力は、加算器３１０において次のＦＩＲフィルタの出力に
加算される。その和信号は、乗算器３１２において分数結果で乗算される。次い
で、入力は、加算器３１４においてＦＩＲフィルタ３０４の出力に加算され、そ
してその和は、乗算器３１６において分数結果で乗算される。この入力は、次い
で、加算器３１８においてＦＩＲフィルタ３０６の出力に加算され、従って、加
算器３１８の出力信号は、所望のやり方で遅延された信号である。この種のファ
ロウ構造体は、遅延ブロック１１４の一部分である。ブロック１０６、１０８、
１１４、１２０及び１２１は、本発明の解決策の適応部分１３０を形成する。
【００１３】 図３Ｂは、ＦＩＲ（有限インパルス応答）フィルタの一般的なブロック図であ
る。ＦＩＲフィルタは、遅延要素３００１−３００３と、重み付け係数ブロック
３００４と、加算器３００５とを備えている。図３ＡのＦＩＲフィルタ３００−
３０６は、図３Ｂに示されたものと同じである。入力信号Ｕｉｎは、各遅延要素
３００１−３００３において遅延され、そして遅延された信号は、重み付け係数
ブロック３００４において適当な重み付け係数で重み付けされる。遅延されそし
て重み付けされた信号は、加算器３００５において加算される。本発明の解決策
には、ファロウ構造体において入力信号の所望の分数遅延を実行するためにほぼ
無制限の数の遅延及び重み付け係数組合せが与えられる。例えば、８タップのＦ
ＩＲフィルタを使用する解決策が一例として与えられる。従って、８個の遅延要
素と、８個の重み付け係数ブロックがある。重み付け係数は全て１でよく、そし
て遅延は全ての遅延要素３００１−３００３において同じ特定の遅延でよい。
【００１４】 本発明解決策の別の重要なブロックは、位相調整ブロック１１２である。従っ
て、本発明の解決策では、入力信号と、増幅器で増幅された信号が測定される。
これら信号を比較することにより、位相調整ブロック１１２は、ＩＱ変調器１０
２及び１１８においてアップ及びダウンコンバータの搬送波を位相同期状態に保
持するように制御される。位相調整は、デジタル信号処理により、複素数入力及
び／又はフィードバック信号の位相角を変更することによって基本帯域部分にお
いて実行することもできる。位相調整は、位相調整ブロック１１２を制御する遅
延及び位相ブロック１２１において実行されるのが最も好ましい。搬送波位相の
この監視も、本発明の解決策において能動的に実行されるのが最も好ましく、換
言すれば、信号位相は、連続的に監視され、そして必要に応じて変更される。
【００１５】 従って、本発明の解決策では、適応が適応手段１２０及びメモリ１０８におい
て実行される。特に、デジタル信号処理の場合には、本発明の解決策は、例えば
、ＡＳＩＣ（アプリケーション特有の集積回路）又はＶＬＳＩ（超大規模集積）
回路によって実施することができる。実行されるべきファンクションは、ソフト
ウェアベースのマイクロプロセッサ技術として実施されるのが好ましい。 添付図面を参照して本発明を以上に説明したが、本発明は、これに限定される
ものではなく、請求の範囲に記載した本発明の考え方の範囲内で種々の変更がな
され得ることが明らかであろう。
【図面の簡単な説明】
【図１】 トランシーバを示す図である。
【図２】 増幅器構成体を示す図である。
【図３Ａ】 遅延がいかに発生するかを示す図である。
【図３Ｂ】 ＦＩＲフィルタを示す図である。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (81)指定国 ＥＰ(ＡＴ，ＢＥ，ＣＨ，ＣＹ， ＤＥ，ＤＫ，ＥＳ，ＦＩ，ＦＲ，ＧＢ，ＧＲ，ＩＥ，Ｉ Ｔ，ＬＵ，ＭＣ，ＮＬ，ＰＴ，ＳＥ)，ＯＡ(ＢＦ，ＢＪ ，ＣＦ，ＣＧ，ＣＩ，ＣＭ，ＧＡ，ＧＮ，ＧＷ，ＭＬ， ＭＲ，ＮＥ，ＳＮ，ＴＤ，ＴＧ)，ＡＰ(ＧＨ，ＧＭ，Ｋ Ｅ，ＬＳ，ＭＷ，ＳＤ，ＳＬ，ＳＺ，ＵＧ，ＺＷ)，Ｅ Ａ(ＡＭ，ＡＺ，ＢＹ，ＫＧ，ＫＺ，ＭＤ，ＲＵ，ＴＪ ，ＴＭ)，ＡＥ，ＡＬ，ＡＭ，ＡＴ，ＡＵ，ＡＺ，ＢＡ ，ＢＢ，ＢＧ，ＢＲ，ＢＹ，ＣＡ，ＣＨ，ＣＮ，ＣＵ， ＣＺ，ＤＥ，ＤＫ，ＥＥ，ＥＳ，ＦＩ，ＧＢ，ＧＤ，Ｇ Ｅ，ＧＨ，ＧＭ，ＨＲ，ＨＵ，ＩＤ，ＩＬ，ＩＮ，ＩＳ ，ＪＰ，ＫＥ，ＫＧ，ＫＰ，ＫＲ，ＫＺ，ＬＣ，ＬＫ， ＬＲ，ＬＳ，ＬＴ，ＬＵ，ＬＶ，ＭＤ，ＭＧ，ＭＫ，Ｍ Ｎ，ＭＷ，ＭＸ，ＮＯ，ＮＺ，ＰＬ，ＰＴ，ＲＯ，ＲＵ ，ＳＤ，ＳＥ，ＳＧ，ＳＩ，ＳＫ，ＳＬ，ＴＪ，ＴＭ， ＴＲ，ＴＴ，ＵＡ，ＵＧ，ＵＳ，ＵＺ，ＶＮ，ＹＵ，Ｚ Ａ，ＺＷ

Claims (22)

    【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】 デジタル入力信号を直角変調により使用される複素数の基本
    帯域直角成分に分割しそしてデジタル入力信号を高周波信号に直角変調して増幅
    するＲＦ増幅器のための直線化方法において、 上記基本帯域直角成分から、増幅器(104)の出力信号(Ufe)と、増幅器に供給さ
    れる予歪を受けていない入力信号(Uin)との間の差を、ＬＭＳアルゴリズム等に
    よって形成し、 上記信号差に基づいてデジタル予歪係数(F)を形成し、そして上記基本帯域入
    力信号(Uin)の複素数直角成分の値を上記デジタル予歪係数(F)で変更することに
    より直角変調の前に増幅器(104)の非直線性を適応修正する、 という段階を含むことを特徴とする方法。
  2. 【請求項２】 上記基本帯域入力信号(Uin)を遅延することにより基本帯域
    入力信号(Uin)と増幅器からのフィードバック出力信号(Ufe)との間の時間差を適
    応修正する請求項１に記載の方法。
  3. 【請求項３】 入力信号(Uin)と出力信号(Ufe)との間の相関により１サンプ
    ルの精度で入力信号(Uin)を遅延し、そして１サンプルの精度より正確に、遅延
    を次の式で分数遅延として形成し、 【数１】 但し、MaxCorrは、入力信号(Uin)と出力信号(Ufe)との間の相関の最大値で、Nco
    rrは、最大相関の次の値、そしてPcorrは、最大値の手前の値である請求項１に
    記載の方法。
  4. 【請求項４】 上記予歪係数(F)は、テーブルメモリ(108)に記憶され、 予歪を受けていない入力信号(Uin)によってテーブルメモリ(108)から予歪係数
    (F)を検索し、そして 予歪動作において予歪係数(F)により基本帯域入力信号(Uin)に予歪を与える請
    求項１に記載の方法。
  5. 【請求項５】 次の式により予歪係数(F)を繰り返し、 【数２】 そして新たな予歪係数(F)がテーブルメモリ(108)に記憶される請求項４に記載の
    方法。
  6. 【請求項６】 基本帯域入力信号(Uin)を、直角変調に使用される複素数成
    分として次のように表し、 Ｕｉｎ＝Ｉｉｎ＋ｊＱｉｎ 但し、Ｉｉｎは、入力信号の実数Ｉ成分であり、Ｑｉｎは、入力信号の虚数Ｑ成
    分であり、そしてｊは、虚数単位であり、そして 入力信号Ｉｉｎ＋ｊＱｉｎは、予歪係数Ｆ＝Ｆｉ＋ｊＦｑによって次のように
    予歪を受け、 Ｉｐｄ＝Ｆｉ＊Ｉｉｎ−Ｆｑ＊Ｑｉｎ Ｑｐｄ＝Ｆｉ＊Ｑｉｎ＋Ｆｑ＊Ｉｉｎ 但し、Ｉｐｄは、入力信号の歪を受けたＩ成分であり、そしてＱｐｄは、入力信
    号の歪を受けたＱ成分である請求項４に記載の方法。
  7. 【請求項７】 重み付け係数μを、次のときに有効となるように計算し、 【数３】 但し、Ｐｔｏｔは、受信信号の全電力である請求項４に記載の方法。
  8. 【請求項８】 上記予歪係数は、実質的に次の式で表され、 Ｆｉ(ｋ＋１)＝Ｆｉ(ｋ)＋μ{(Ｉｉｎ2＋Ｑｉｎ2− Ｉｉｎ＊Ｉｆｅ−Ｑｉｎ＊Ｑｆｅ} Ｆｑ(ｋ＋１)＝Ｆｑ(ｋ)＋μ{Ｑｉｎ＊Ｉｆｅ−Ｉｉｎ＊Ｑｆｅ} そして重み付け係数μを、次のときに実質的に有効となるように計算する、 【数４】 請求項４に記載の方法。
  9. 【請求項９】 上記増幅器(104)のフィードバック出力信号を直角変調し、
    そして入力信号直角変調と出力信号直角復調との間の位相同期を能動的に維持す
    る請求項１に記載の方法。
  10. 【請求項１０】 入力信号(Uin)の直角成分の平方の和に基づいてテーブル
    メモリ(108)から予歪係数(F)を検索する請求項４に記載の方法。
  11. 【請求項１１】 入力信号(Uin)の直角成分の平方の和の平方根に基づいて
    テーブルメモリ(108)から予歪係数(F)を検索する請求項４に記載の方法。
  12. 【請求項１２】 デジタル入力信号(Uin)を高周波信号に直角変調するよう
    に構成された直角変調器(102)と、その信号を増幅するように構成された増幅器(
    104)とを備えた直線化ＲＦ増幅器構成体において、 上記増幅器(104)の出力信号(Ufe)と、その増幅器に供給される予歪を受けてい
    ない入力信号(Uin)との間の差を、基本帯域直角成分から、ＬＭＳアルゴリズム
    等によって形成するための適応手段(120)と、 上記基本帯域入力信号(Uin)の複素数直角成分の値をデジタル予歪係数(F)で変
    更することにより直角変調器(102)の前で増幅器(104)の非直線性を適応修正する
    ための予歪手段(100)と、 を備えたことを特徴とする増幅器構成体。
  13. 【請求項１３】 上記入力信号(Uin)を遅延することにより、基本帯域入力
    信号(Uin)と増幅器からのフィードバック出力信号(Ufe)との間の時間差を能動的
    に修正するための遅延手段(114)を備えた請求項１２に記載の増幅器構成体。
  14. 【請求項１４】 上記遅延手段(114)は、入力信号(Uin)と出力信号(Ufe)と
    の間の相関により１サンプルの精度で入力信号(Uin)を遅延するよう構成され、
    そして１サンプルの精度より正確に、上記遅延手段(114)は、遅延を次の式で分
    数遅延として形成するよう構成され、 【数５】 但し、MaxCorrは、入力信号(Uin)と出力信号(Ufe)との間の相関の最大値で、Nco
    rrは、最大相関の次の値、そしてPcorrは、最大値の手前の値である請求項１３
    に記載の増幅器構成体。
  15. 【請求項１５】 上記増幅器構成体は、予歪係数(F)が記憶されるテーブル
    メモリ(108)を備え、 上記増幅構成体は、予歪を受けていない入力信号(Uin)によってテーブルメモ
    リ(108)から予歪値を検索するよう構成され、そして 上記予歪手段(100)は、予歪動作において予歪係数(F)により基本帯域入力信号
    (Uin)を歪ませる請求項１２に記載の増幅器構成体。
  16. 【請求項１６】 上記適応手段(120)は、次の式により予歪係数(F)を繰り返
    すように構成され、 【数６】
  17. 【請求項１７】 基本帯域入力信号(Uin)を、直角変調に使用される複素数
    成分として次のように表し、 Ｕｉｎ＝Ｉｉｎ＋ｊＱｉｎ 但し、Ｉｉｎは、入力信号の実数Ｉ成分であり、Ｑｉｎは、入力信号の虚数Ｑ成
    分であり、そしてｊは、虚数単位であり、そして 入力信号Ｉｉｎ＋ｊＱｉｎは、予歪係数Ｆ＝Ｆｉ＋ｊＦｑによって次のように
    予歪を受け、 Ｉｐｄ＝Ｆｉ＊Ｉｉｎ−Ｆｑ＊Ｑｉｎ Ｑｐｄ＝Ｆｉ＊Ｑｉｎ＋Ｆｑ＊Ｉｉｎ 但し、Ｉｐｄは、入力信号の歪を受けたＩ成分であり、そしてＱｐｄは、入力信
    号の歪を受けたＱ成分である請求項１６に記載の増幅器構成体。
  18. 【請求項１８】 上記適応手段(120)は、次のときに有効な重み付け係数μ
    を使用するよう構成され、 【数７】 但し、Ｐｔｏｔは、受信信号の全電力である請求項１６に記載の増幅器構成体。
  19. 【請求項１９】 上記適応手段(120)は、予歪係数(F)を実質的に次のように
    形成し、 Ｆｉ(ｋ＋１)＝Ｆｉ(ｋ)＋μ{(Ｉｉｎ2＋Ｑｉｎ2− Ｉｉｎ＊Ｉｆｅ−Ｑｉｎ＊Ｑｆｅ} Ｆｑ(ｋ＋１)＝Ｆｑ(ｋ)＋μ{Ｑｉｎ＊Ｉｆｅ−Ｉｉｎ＊Ｑｆｅ} そして重み付け係数μを、次のときに実質的に有効となるように計算する、 【数８】 請求項１６に記載の増幅器構成体。
  20. 【請求項２０】 上記増幅器構成体は、上記増幅器(104)のフィードバック
    出力信号を直角復調するよう構成された直角復調器(118)を備え、そして上記増
    幅器構成体は、入力信号の直角変調器(102)と出力信号の直角復調器(118)に位相
    同期を能動的に維持するための位相調整手段(112)を備えた請求項１２に記載の
    増幅器構成体。
  21. 【請求項２１】 上記増幅器構成体は、入力信号(Uin)の直角成分の平方の
    和に基づいてテーブルメモリ(108)から予歪係数(F)を検索するよう構成された請
    求項１５に記載の増幅器構成体。
  22. 【請求項２２】 上記増幅器構成体は、入力信号(Uin)の直角成分の平方の
    和の平方根に基づいてテーブルメモリ(108)から予歪係数(F)を検索するよう構成
    された請求項１５に記載の増幅器構成体。
JP2000547694A 1998-04-30 1999-04-28 増幅器の直線化方法及び増幅器構成体 Pending JP2002514028A (ja)

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