CN112511175B - Iq失配估计电路、零if发射器及其方法 - Google Patents

Iq失配估计电路、零if发射器及其方法 Download PDF

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Abstract

本发明涉及一种IQ失配估计电路、一种零IF发射器及其一种方法。所述IQ失配估计电路包含原始信道估计电路(706)、参考信道估计电路(718)、数字预失真DPD频段识别电路(720)、信道估计修剪电路(722)及IQ校正系数生成电路(712)。所述原始信道估计电路(706)生成对基带信号的多个频段的原始信道估计。所述参考信道估计电路(718)基于所述原始信道估计来识别参考信道估计。所述DPD频段识别电路(720)基于所述参考信道估计识别其所述原始信道估计基于DPD扩展信号的所述频段。所述信道估计修剪电路(722)通过放弃由所述DPD频段识别电路(720)识别的所述频段的所述原始信道估计来生成经修剪原始信道估计。所述IQ校正系数生成电路(712)基于所述经修剪原始信道估计生成IQ失配校正系数。

Description

IQ失配估计电路、零IF发射器及其方法
相关申请案交叉参考
本申请案主张于2019年9月13日提交的且标题为“利用DPD信号的TX IQ失配与LO泄漏估计(TX IQ MISMATCH AND LO LEAKAGE ESTIMATION WITH DPD SIGNALS)”的印度临时专利申请案第201941036937号的优先权，所述印度临时专利申请案特此以全文引用的方式并入本文中。
技术领域
本发明涉及IQ失配估计电路，且特定来说涉及IQ失配估计电路、零IF发射器及其方法。
背景技术
零中频(IF)发射器采用零差或直接上变频来发射一对正交信号，即，相位相差90度的信号。正交信号对中的“同相”参考信号被称为I信号。偏移90度且处于“正交”相位的信号被称为Q信号。在直接上变频期间，I及Q基带信号与本地振荡器信号的同相及正交相分量混合，以生成RF信号进行发射。
发明内容
本文中揭示用于减少包含数位预失真的零中频(IF)发射器中的IQ失配及本地振荡器泄漏的设备及方法。在一个实例中，IQ失配估计电路包含原始信道估计电路、参考信道估计电路、数字预失真(DPD)频段识别电路、信道估计修剪电路及IQ校正系数生成电路。原始信道估计电路经配置以生成对基带信号的多个频段的原始信道估计。参考信道估计电路经配置以基于原始信道估计来识别参考信道估计。DPD频段识别电路经配置以基于所述参考信道估计识别其原始信道估计基于DPD扩展信号的频段。信道估计修剪电路经配置以通过放弃由DPD频段识别电路识别的频段的原始信道估计来生成经修剪原始信道估计。IQ校正系数生成电路经配置以基于经修剪原始信道估计生成IQ失配校正系数。
在另一实例中，零IF发射器包含功率放大器电路、DPD电路、IQ失配估计电路及IQ失配校正电路。功率放大器电路经配置以放大待发射的信号。DPD电路经配置以针对功率放大器电路的非线性来预补偿基带信号。IQ失配估计电路包含原始信道估计电路、参考信道估计电路、数字预失真(DPD)频段识别电路、信道估计修剪电路及IQ校正系数生成电路。原始信道估计电路经配置以生成对预失真基带信号的多个频段的原始信道估计。参考信道估计电路经配置以基于原始信道估计来识别参考信道估计。DPD频段识别电路经配置以识别其原始信道估计基于DPD扩展信号的频段。信道估计修剪电路经配置以通过放弃由DPD频段识别电路识别的频段的原始信道估计来生成经修剪原始信道估计。IQ校正系数生成电路经配置以基于经修剪原始信道估计生成IQ失配校正系数。IQ失配校正电路经配置以应用IQ失配校正系数以补偿预失真基带信号的IQ失配。
在又一实例中，一种用于IQ失配估计的方法包含生成对通过数字预失真(DPD)预失真的基带信号的多个频段的原始信道估计。基于原始信道估计来识别参考信道估计。基于参考信道估计来识别其原始信道估计主要地基于DPD扩展信号的频段。通过放弃经识别为主要地基于DPD扩展信号的频段的原始信道估计，生成经修剪原始信道估计。基于经修剪原始信道估计生成IQ失配校正系数。
附图说明
对于各种实例的详细描述，现在将参考以下附图，其中：
图1展示根据本发明的零中频(IF)发射器的框图；
图2展示实例IQ失配校正电路及实例IQ失配估计电路；
图3展示零IF发射器中的实例基带数据频谱及实例反馈基带数据频谱；
图4展示具有数字预失真的实例零IF发射器；
图5及6展示具有数字预失真的零IF发射器中的实例基带数据频谱及反馈基带数据频谱；
图7展示根据本发明的实例IQ失配估计电路，其利用预失真基带数据提供经改进IQ失配及LO校正；
图8展示根据本发明的失配估计修剪的实例；
图9展示根据本发明的基于DPD扩展信号保留失配估计的失配估计修剪的实例；
图10展示根据本发明的用于IQ失配估计的方法的流程图；
图11展示根据本发明的用于LO泄漏估计的方法的流程图；
图12展示在具有及没有本发明的数字预失真特征的情况下的I/Q失配补偿性能。
具体实施方式
贯穿本说明书及权利要求书中使用了某些术语来指代特定的系统组件。如所属领域技术人员将了解，不同的各方可通过不同的名称来指代组件。本文件并非打算区分名称不同但功能相同的组件。在本发明及权利要求书中，术语“包含”及“包括”以开放式方式使用，且因此应解释为意指“包含但不限于……”。此外，术语“耦合(couple或couples)”打算意指间接或直接有线或无线连接。因此，如果第一装置耦合到第二装置，那么所述连接可通过直接连接或通过经由其它装置及连接的间接连接。叙述“基于”打算意指“至少部分地基于”。因此，如果X基于Y，那么X可随Y及任何数目个其它因素而变。
在零IF发射器中生成RF信号时，重要的是要维持同相(I)与正交(Q)信号之间的振幅及相位关系，以确保准确的信号发射。维持本地振荡器的同相分量与正交分量之间的相位关系也很重要，以防止相位偏斜。然而，实际上，例如零IF发射器中存在的IQ增益/相位不平衡之类的误差会削弱RF信号的I分量与Q分量之间的振幅及相位关系。增益/相位不平衡为频率相依的，即，不平衡是由于I及Q路径中的基带及RF滤波器失配而针对每一基带频率不同。IQ信号中的直流(DC)偏移使IQ RF信号的发射更加复杂。DC偏移会导致施加用以调制基带数据的本地振荡器(LO)信号泄漏到发射中(即，LO泄漏)，或本地振荡器可直接泄漏到发射中，从而造成LO泄漏。
图1展示根据本发明的零中频(IF)发射器的框图。零IF发射器100包含发射器链103及反馈链128。发射链103处理用于发射的发射基带数据102(也被称为基带信号)。发射基带数据102为包括真实数据及虚拟数据的复杂数字数据。反馈链128处理在发射链103的输出处提供的数据，以供用于IQ失配校正、本地振荡器泄漏校正、功率放大器非线性的数字预失真等。
发射链103包含IQ失配校正电路104、插补器106、数模转换器108、数模转换器110、低通滤波器112、低通滤波器114、混频器116、混频器118、本地振荡器(LO)电路120、求和电路122及功率放大器124。IQ失配校正电路104处理发射基带数据102以校正IQ失配及LO泄漏。插补器106增加由IQ失配校正电路104输出的数据的采样率。插补器106的真实(I)数据输出由数模转换器108转换为模拟信号，由低通滤波器112进行低通滤波，并通过混频器116与LO电路120的余弦输出混频。类似地，插补器106的虚拟(Q)数据输出由数模转换器110转换为模拟信号，由低通滤波器114进行低通滤波，并通过混频器118与LO电路120的正弦输出混频。混频器116及混频器118的输出由求和电路122相加并提供到功率放大器124。功率放大器124放大求和电路的输出以进行发射。功率放大器124的输出信号142经提供给天线126。
输出信号142包含发射基带数据102、发射基带数据102的IQ图像及LO泄漏信号。IQ图像是由数模转换器108与数模转换器110，低通滤波器112与低通滤波器114及/或混频器116与混频器118的失配产生。LO泄漏是由混频器116及118上游的发射链103的任何电路注入的DC偏移引起的，并在LO频率处产生音调。LO泄漏也可能是由于LO直接泄漏到Tx输出上引起的。由IQ失配产生的IQ图像将发射基带数据102镜像到LO频率。
反馈链128将由功率放大器124输出的信号数字化及下变频，以供用于估计及校正IQ失配及LO泄漏。反馈链128包含模数转换器130、混频器132、混频器134及抽取器136。模数转换器130将由功率放大器124提供的输出信号142数字化。输出信号142包含发射基带数据102、输出信号142的IQ图像(关于发射链103中IQ失配所引起的LO频率镜像的发射基带数据102)以及LO泄漏(由发射链103中的DC偏移引起的LO频率处的音调)达到IQ失配校正电路104无法补偿IQ图像及LO泄漏的程度。
混频器132将模数转换器130的数字输出与由LO电路120提供的余弦采样进行混频，以对数字化信号进行下变频。混频器134将模数转换器130的数字输出与由LO电路120提供的余弦样本进行混频，以对数字化信号进行下变频。抽取器136降低混频器输出的采样率，以产生反馈基带数据140。
IQ失配估计电路138应用发射基带数据102及反馈基带数据140来估计由发射链103及反馈链128形成的信道的响应，估计发射链103中的IQ失配，估计发射链103中的LO泄漏，并生成IQ失配及LO泄漏校正系数，以供由IQ失配校正电路104用于补偿IQ失配及LO泄漏。
图2展示实例IQ失配校正电路204及实例IQ失配估计电路238。IQ失配校正电路204及IQ失配估计电路238分别为IQ失配校正电路104及IQ失配估计电路138的实施方案。IQ失配校正电路204应用由IQ失配估计电路238提供的校正系数以对发射基带数据102的共轭进行滤波，其中滤波补偿IQ失配。通过在基带中添加/减去复杂DC偏移来校正LO泄漏。
IQ失配估计电路238包含原始信道估计电路206、原始失配估计电路208、背景信道估计电路210、IQ校正系数生成电路212、信道估计历史电路214及信道比追踪电路216。
原始失配估计电路208在频域中估计IQ失配。使用发射基带数据102及反馈基带数据140的频域互相关，获得频域中的信号频率(频段)下的原始信道估计及原始IQ失配估计。如果发射基带数据102用X(f)表示，且反馈基带数据140用Y(f)表示，那么在频率-f下的原始IQ失配估计用下式表示：
Figure BDA0002660639950000051
其中：
∑|X(f)|2为发射基带数据102的功率(原始信号功率)；且
求和是在多组频域数据上完成。
类似地，原始信道估计电路206生成对发射基带数据102及反馈基带数据140的频段的原始信道估计。在频率f下的原始信道估计生成为：
Figure BDA0002660639950000052
其中：
∑X*(f)Y(f)为发射基带数据102及反馈基带数据140的互相关(信号互相关)。
信道估计历史电路214存储并追踪由原始信道估计电路206生成的信道估计，作为在IQ失配估计中使用的频段下的信道估计历史值。信道比追踪电路216存储关于每一频段的信道比值。信道比值为在给定频率下的信道估计与参考频段的对应值的比率。
图3展示发射基带数据102及反馈基带数据140的实例。发射基带数据102包含信号302及信号304。信号302及304表示发射基带数据的频谱。反馈基带数据140包含信号306及信号310，信号306为信号302的版本，信号310为信号304的版本。反馈基带数据140还包含信号308及信号312，信号308为信号302的镜像版本，信号312为由于发射链103中的IQ失配产生的信号304的镜像版本。信号306、308、310及312表示反馈基带数据的频谱。基于信号302及信号308以及信号304及信号312计算原始失配估计。基于发射基带数据102及反馈基带数据140的对应信号频段计算原始信道估计。
为了确定I/Q失配校正系数，应知道在发射侧看到的I/Q失配估计。此值被称为IQ失配比估计，是通过将某一频率下的原始IQ失配估计HIQ(f)除以所述频率下的信道估计Hch(f)来获得，如下：
Figure BDA0002660639950000053
此计算利用IQ图像下降频率下的信道响应知识。由于发射基带数据102未必一定在这些频率下存在，因此无法直接通过频域相关性获得此类频率下的信道响应。在此类频率下，通过由背景信道估计电路210执行的减损注入方法(也被称为背景信道估计方法)获得信道响应。
一旦在给定频率下(通过信号相关方法或基于所注入减损方法)计算出信道估计，便会存储在所述频率下的信道估计与另一参考频段下的对应值的比。此参数被称为信道比值，且由信道比追踪电路216针对每一频段存储。即使在所述频率下不存在信号时，此信道比值也允许在一段时间内平稳追踪给定频率下的信道估计。所需要的只是在参考频段下存在某一信号。
通过观察反馈基带数据140上的DC，并将其除以LO频率(LO频段)下的发射到反馈信道估计，估计LO泄漏校正，所述发射到反馈估计是使用所注入减损方法获得。IQ失配校正电路104通过减去发射基带数据102中的DC估计来补偿LO泄漏。LO泄漏校正系数经估计为：
Figure BDA0002660639950000061
在用于LO频率下的信道估计的基于所注入减损的方法(背景方法)中，已知额外DC分量被注入在发射基带数据102中。在2个时隙上，注入两个不同级别的此DC分量，并测量发射基带数据102及反馈基带数据140处的对应DC估计。然后，如下获得信道估计：
Figure BDA0002660639950000062
其中Δ2及Δ1为所注入DC分量，FBDC1及TXDC1是在第一时隙期间测量的反馈基带数据140及发射基带数据102中的DC电平，且FBDC2及TXDC2为在第二时隙期间测量的反馈基带数据140及发射基带数据102中的DC电平。
当IQ失配估计电路238应用于包含数字预失真(DPD)的零IF发射器100的实施方案中以补偿功率放大器124的非线性时，出现各种问题。图4展示具有DPD的实例零IF发射器400。零IF发射器400包含DPD电路402、发射链103、功率放大器124、反馈链128及IQ失配估计电路138。零IF发射器400为零IF发射器100的实施方案。DPD电路402对发射基带数据102进行预失真，以补偿功率放大器124的非线性。因此，在功率放大器124的输出中不存在由DPD电路402添加的预失真。在零IF发射器400的实施方案中，DPD电路402设置在第一集成电路上，且IQ失配估计电路138设置在第二集成电路上。
图5展示零IF发射器400中的实例信号。预失真信号404包含信号502及信号504。信号502及504表示发射基带数据的频谱。应用于信号502的预失真产生DPD扩展带506。反馈基带数据140包含与不具有DPD扩展带的信号502相对应的信号508及与不具有DPD扩展带的信号504相对应的信号510。反馈基带数据140还包含信号512(其为由发射链103中的IQ失配引起的的信号502的镜像版本)，信号514(其为由发射链103中的IQ失配引起的信号504的镜像版本)。信号508、510、512及514表示反馈基带数据的频谱。因为在反馈基带数据140中不存在DPD扩展带506，所以信号502及信号508的相关性将不会产生对与DPD扩展带相对应的频段的准确信道估计。应用不准确的信道估计会产生限制系统性能的不正确IQ失配校正系数。
当DPD扩展信号支配DC周围的预失真信号404时，LO泄漏校正具有类似的缺陷。图6展示零IF发射器400中的实例信号。预失真信号404(经展示为发射基带频谱)包含DPD扩展带606。在反馈基带数据140(经展示为反馈基带频谱)中，存在由于LO泄漏引起的DC偏移604，且功率放大器124的非线性极大地抑制DPD扩展带606。因为在反馈基带数据140中不存在DPD扩展带606，所以预失真信号404及反馈基带信号140的相关性将不会产生对与DPD扩展带相对应的频段的准确信道估计。在DC频段下应用不准确信道估计产生限制系统性能的不正确的LO泄漏校正值。
图7展示实例IQ失配估计电路738，其在使用DPD的零IF发射器中提供经改进IQ失配及LO校正。IQ失配估计电路738为IQ失配估计电路138的实施方案。IQ失配估计电路738包含原始信道估计电路706、原始失配估计电路708、背景信道估计电路710、IQ校正系数生成电路712、信道估计历史电路714及信道比追踪电路716。原始信道估计电路706、原始失配估计电路708、背景信道估计电路710、IQ校正系数生成电路712及信道估计历史电路714分别类似于IQ失配估计电路238的原始信道估计电路206、原始失配估计电路208、背景信道估计电路210、IQ校正系数生成电路212及信道估计历史电路214并根据其描述进行操作。
为了在使用DPD的系统中提供经改进性能，IQ失配估计电路738包含参考信道估计电路718、DPD频段识别电路720、信道估计修剪电路722及失配估计修剪电路724。参考信道估计电路718分析由原始信道估计电路706生成的原始信道估计，且基于原始信道估计来识别参考信道估计。参考信道估计电路718的一些实施方案基于原始信道估计的基带信号功率来选择参考信道估计。例如，参考信道估计电路718针对在发射基带中具有最大信号功率(最大基带信号功率)的频段，选择参考信道估计作为由原始信道估计电路706产生的原始信道估计。参考信道估计电路718的一些实施方案选择具有最佳质量度量的信道估计作为参考信道估计。参考信道估计电路718将参考信道估计提供到DPD频段识别电路720。
DPD频段识别电路720识别其原始信道估计基于(例如，主要基于)DPD扩展信号的频段。与不基于DPD扩展信号的原始信道估计相比，基于DPD扩展信号的原始信道估计显著衰减。衰减至少有两个原因。反馈信号中的频段下的信号电平会很低，这是因为频段受DPD扩展支配。另外，由于互相关是在多个快速傅里叶变换(FFT)窗口之间累积的，以生成原始信道估计，因此原始信道估计不会以预期速率增加，这是因为对于由DPD扩展支配的频段发射信号及反馈回信号不相关。DPD频段识别电路720分析由原始信道估计电路706生成的原始信道估计，且将具有在参考信道估计的预定范围之外的量值(原始信道估计量值)的原始信道估计识别为基于DPD扩展信号。例如，如果原始信道估计量值大于或小于参考信道估计量值多于预定量，那么DPD频段识别电路720将原始信道估计视为基于DPD扩展信号。这是因为在大多数系统中，信道量值横跨所关注带不应有太大变化。例如，最大变化可为+/-2dB。
如果|Hch(f)|＞th*|Href|或
Figure BDA0002660639950000081
那么f为DPD频段
DPD频段识别电路720发信号通知信道估计修剪电路722关于经识别为基于DPD扩展信号的每一原始信道估计。信道估计修剪电路722通过放弃基于DPD扩展信号的原始信道估计来生成经修剪信道估计，及/或确保不将此类信道估计提供给信道估计历史电路714。对于基于DPD扩展信号的每个原始信道估计，DPD频段识别电路720还触发背景信道估计电路710以对在IQ失配估计中应用的频段执行背景信道估计(生成背景信道估计)。在IQ失配估计电路738的一些实施方案中，如果信道估计历史是通过方程式(1)中所展示的互相关机制从信号中获得，那么信道估计历史电路714清除或复位由DPD频段识别电路720识别为DPD频段的频段的信道估计历史值及/或失配比估计历史。如果信道估计历史指示信道估计是从背景信道估计或不受DPD扩展影响的某一其它机制获得，那么不会清除信道估计历史。在一些实施方案中，信道比追踪电路716复位基于信道历史被清除的频段且关于使用信道历史被清除的频段作为参考频段的频段的信道比值。
失配估计修剪电路724分析频段中的信号功率，并基于信号功率放弃失配估计。失配估计修剪电路724识别具有最大信号功率的频段，且选择此最大信号功率作为参考功率。失配估计修剪电路724将每一频段的信号功率与参考功率进行比较，并通过放弃发射信号功率比参考功率小至少预定量(例如，比参考功率低预定dB)的频段的原始失配估计，来生成经修剪失配估计。
如果|P(f)|＜th*Pref，那么放弃HIQ(-f)
图8展示失配估计修剪的实例。图8展示信号802及804。失配估计修剪电路724分析与信号802及804相对应的频段中的信号功率，并选择信号功率806作为参考功率。基于参考功率806及预定功率偏移809确定用于修剪的阈值808。放弃对信号功率低于阈值808的所有频段的失配估计，且保留对信号功率处于或高于阈值808的所有频段的失配估计。
失配估计修剪电路724允许基于DPD扩展信号保留失配估计，其中信号功率为高。图9展示失配估计修剪的实例，其基于DPD扩展信号保留失配估计。图9展示信号902及904。失配估计修剪电路724分析与信号902及904相对应的频段中的信号功率，并选择信号功率906作为参考功率。基于参考功率906及预定功率偏移909确定用于修剪的阈值908。放弃对信号功率低于阈值908的所有频段的失配估计，且保留对信号功率处于或高于阈值908的所有频段的失配估计。频段914的失配估计基于DPD扩展信号且超过阈值908，且因此被保留。
IQ失配估计电路738的一些实施方案还包含LO泄漏估计电路系统726。LO泄漏估计电路系统726分析应用于计算DC频段的信道估计的参数，以确定所述信道估计是否适合使用。如果认为信道估计不适合使用，那么LO泄漏估计电路系统726发信号通知背景信道估计电路710以执行具有不同的所注入减损值的背景信道估计。此等操作描述为：
如果|TXDC2-TXDC1|＜th1*|Δ2-Δ1|，那么认为信道估计适合用于LO泄漏估计(12dB为th1的实例值)；
否则，信道估计被认为不适合使用，且背景信道估计电路710以更新的所注入减损水平被触发，使得|Δ2,new-Δ1,new|＝th2|Δ2-Δ1|，例如，th2为+15dB。
重复所述操作，直到基于以下提议获得合适的信道估计为止：如果所注入DC信号支配DPD扩展信号，那么信道估计中的误差较低。
图10展示根据本发明的用于IQ失配估计的方法1000的流程图。尽管为了方便起见顺序地描绘，但所展示动作中的至少一些可以不同的次序执行及/或并行执行。此外，一些实施方案可仅执行所展示动作中的一些。方法1000的操作由零IF发射器100的实施方案来执行。
在框1002中，IQ失配估计电路138接收预失真信号404(通过DPD电路402预失真的发射基带数据102)。发射链103处理预失真信号404以进行发射。
在框1004中，IQ失配估计电路138接收由功率放大器124输出的反馈基带数据140。
在框1006中，原始信道估计电路706处理预失真信号404及反馈基带数据140，以生成对预失真信号404及反馈基带数据140的各个频段的原始信道估计。例如，在零IF发射器100的一些实施方案中，原始信道估计电路706根据方程式(2)生成原始信道估计。
在框1008中，原始失配估计电路708处理预失真信号404及反馈基带数据140，以生成对预失真信号404及反馈基带数据140的频段的原始信道估计。例如，在零IF发射器100的一些实施方案中，原始失配估计电路708根据方程式(1)生成原始失配估计。
在框1010中，参考信道估计电路718分析由原始信道估计电路706生成的原始信道估计，并选择参考信道估计。例如，参考信道估计电路718将由原始信道估计电路706对具有最大发射信号功率的频段产生的信道估计选择作为参考信道估计。
在框1012中，DPD频段识别电路720识别其原始信道估计基于DPD扩展信号的频段。例如，DPD频段识别电路720分析由原始信道估计电路706生成的原始信道估计，并将量值在参考信道估计量值的预定范围之外的原始信道估计识别为基于DPD扩展信号。
在框1014中，信道估计修剪电路722通过放弃基于DPD扩展信号的原始信道估计来生成经修剪信道估计。即，放弃对由DPD频段识别电路720识别的频段的信道估计。
在框1016中，信道估计历史电路714清除或复位经标识为DPD扩展频段且信道估计历史是从发射基带数据102获得的所有频段的信道估计历史值及/或失配比估计历史。
在框1018中，信道比追踪电路716复位信道估计历史经清除的每一频段及在一些实施方案中使用信道估计历史经清除的频段作为参考频段的频段的信道比值。
在框1020中，失配估计修剪电路724分析频段中的信号功率，识别具有最大信号功率的频段，且选择此最大信号功率作为参考功率。
在框1022中，失配估计修剪电路724通过将每一频段的信号功率与参考功率进行比较且放弃比参考功率小至少预定量(例如，比参考功率低预定dB)的失配估计来修剪失配估计。
在框1024中，对于基于DPD扩展信号的每一原始信道估计，如果要将给定的频段应用于IQ失配估计，那么背景信道估计电路710使用所注入减损信号来执行背景信道估计。
在框1026中，IQ校正系数生成电路712生成IQ失配校正系数，以供IQ失配校正电路104应用以补偿发射链103中的IQ失配。IQ校正系数生成电路712基于由失配估计修剪电路724提供的经修剪失配估计及由信道估计修剪电路722提供的经修剪信道估计来生成IQ失配校正系数。IQ校正系数生成电路712的实施方案生成IQ失配校正系数为：
Figure BDA0002660639950000111
在经修剪信道估计不可用的频段下，执行背景信道估计以获取信道估计。
图11展示根据本发明的用于LO失配估计的方法1100的流程图。尽管为了方便起见顺序地描绘，但所展示动作中的至少一些可以不同的次序执行及/或并行执行。此外，一些实施方案可仅执行所展示动作中的一些。方法1100的操作由零IF发射器100的实施方案来执行。
在框1102中，背景信道估计电路710在第一时隙期间将第一DC信号注入到发射基带数据102中。
在框1104中，背景信道估计电路710在第二时隙期间将第二DC信号注入到发射基带数据102中。
在框1106中，LO泄漏估计电路系统726确定所测量DC传输信号电平的差是否比所注入DC信号电平的差小至少预定量。
如果在框1106中，所测量的DC传输信号电平的量值差不小于所注入的DC信号电平的量值差至少预定量，那么在框1112中增加所注入信号的电平差(例如，增加15dB)，且在框1102及框1104中将经更新DC信号注入到发射基带数据102中。
如果在框1106中，DC传输信号电平的所测量差比所注入DC信号电平的差小至少预定量，那么背景信道估计电路710在框1108中生成对DC频段的信道估计。
在I/Q失配的情况下，DC处的信道估计也可从信道估计历史电路714获得。
在框1110中，LO泄漏估计电路系统726生成LO泄漏校正系数，以供IQ失配校正电路104应用以补偿发射链103中的LO泄漏。
图12展示在IQ失配估计电路738的DPD特征经启用及禁用的情况下的I/Q失配补偿性能。如图12所示，IQ图像电平大体上由IQ失配估计电路738的DPD特征降低。
上述论述意欲说明本发明的原理及各种实施例。一旦完全了解上述揭示内容，许多变化及修改对于所属领域技术人员将变得显而易见。意图将以下权利要求书解释为包含所有此类变化及修改。

Claims (23)

1.一种IQ失配估计电路，其包括：
原始信道估计电路，其经配置以生成对基带信号的多个频段的原始信道估计；
参考信道估计电路，其经配置以基于所述原始信道估计来识别参考信道估计；
数字预失真DPD频段识别电路，其经配置以基于所述参考信道估计识别其所述原始信道估计基于DPD扩展信号的所述频段；
信道估计修剪电路，其经配置以通过放弃由所述DPD频段识别电路识别的所述频段的所述原始信道估计来生成经修剪原始信道估计；及
IQ校正系数生成电路，其经配置以基于所述经修剪原始信道估计生成IQ失配校正系数。
2.根据权利要求1所述的IQ失配估计电路，其中所述DPD频段识别电路经配置以将其所述原始信道估计基于所述DPD扩展信号的所述频段识别为其原始信道估计量值在参考信道估计量值的预定范围之外的所述频段。
3.根据权利要求1所述的IQ失配估计电路，其进一步包括：
原始失配估计电路，其经配置以生成对所述基带信号的所述多个频段的原始失配估计；及
失配估计修剪电路，其经配置以通过放弃其所述频段的发射信号功率比其所述频段的最大发射信号功率小至少预定量的所述频段的所述原始失配估计来生成经修剪失配估计。
4.根据权利要求3所述的IQ失配估计电路，其中所述IQ校正系数生成电路经配置以基于所述经修剪失配估计来生成所述IQ失配校正系数。
5.根据权利要求1所述的IQ失配估计电路，其进一步包括：背景信道估计电路，其经配置以生成对其所述原始信道估计被所述DPD频段识别电路放弃的所述频段的背景信道估计。
6.根据权利要求1所述的IQ失配估计电路，其进一步包括：信道估计历史电路，其经配置以：
存储所述频段的信道估计历史值；及
针对使用互相关获得其信道估计历史值且其所述原始信道估计基于所述DPD扩展信号的频段，复位所述信道估计历史值。
7.根据权利要求1所述的IQ失配估计电路，其进一步包括：信道比追踪电路，其经配置以：
存储所述频段的信道比值；及
复位所述信道比值，所述信道比值基于其信道历史被清除的频段。
8.根据权利要求1所述的IQ失配估计电路，其进一步包括本地振荡器泄漏估计电路系统，所述本地振荡器泄漏估计电路系统经配置以利用第一所注入信号及第二所注入信号来生成直流DC频段的背景信道估计，所述第一所注入信号及所述第二所注入信号具有在量值上比分别利用所述第一所注入信号及所述第二所注入信号发射的所述基带信号的第一时隙及所述基带信号的第二时隙中的DC的量值差大至少预定量的差。
9.一种零IF发射器，其包括：
功率放大器电路，其经配置以放大待发射的信号；
数字预失真DPD电路，其经配置以针对所述功率放大器电路的非线性来预补偿基带信号；
IQ失配估计电路，其包括：
原始信道估计电路，其经配置以生成对预失真基带信号的多个频段的原始信道估计；
参考信道估计电路，其经配置以基于所述原始信道估计及所述多个频段下的基带信号功率来识别参考信道估计；
DPD频段识别电路，其经配置以基于所述参考信道估计识别其所述原始信道估计基于DPD扩展信号的所述频段；
信道估计修剪电路，其经配置以通过放弃由所述DPD频段识别电路识别的所述频段的所述原始信道估计来生成经修剪原始信道估计；及
IQ校正系数生成电路，其经配置以基于所述经修剪原始信道估计生成IQ失配校正系数；及
IQ失配校正电路，其经配置以应用所述IQ失配校正系数以补偿所述预失真基带信号的IQ失配。
10.根据权利要求9所述的零IF发射器，其中所述DPD频段识别电路经配置以将其所述原始信道估计基于所述DPD扩展信号的所述频段识别为其原始信道估计量值在参考信道估计量值的预定范围之外的所述频段。
11.根据权利要求9所述的零IF发射器，其中所述IQ失配估计电路进一步包括：
原始失配估计电路，其经配置以生成对所述预失真基带信号的所述多个频段的原始失配估计；及
失配估计修剪电路，其经配置以通过放弃其所述频段的发射信号功率比其所述频段的最大发射信号功率小至少预定量的所述频段的所述原始失配估计来生成经修剪失配估计。
12.根据权利要求11所述的零IF发射器，其中所述IQ校正系数生成电路经配置以基于所述经修剪失配估计来生成所述IQ失配校正系数。
13.根据权利要求9所述的零IF发射器，其中所述IQ失配估计电路进一步包括背景信道估计电路，所述背景信道估计电路经配置以生成对其所述原始信道估计基于所述DPD扩展信号的频段的背景信道估计。
14.根据权利要求9所述的零IF发射器，其中所述IQ失配估计电路进一步包括信道估计历史电路，所述信道估计历史电路经配置以：
存储所述频段的信道估计历史值；及
针对使用互相关获得其信道估计历史值且其所述原始信道估计基于所述DPD扩展信号的频段，复位信道估计历史值。
15.根据权利要求9所述的零IF发射器，其中所述IQ失配估计电路进一步包括信道比追踪电路，所述信道比追踪电路经配置以：
存储所述频段的信道比值；及
复位信道比值，所述信道比值基于其信道历史被清除的频段。
16.根据权利要求9所述的零IF发射器，其中所述IQ失配估计电路进一步包括本地振荡器泄漏估计电路系统，所述本地振荡器泄漏估计电路系统经配置以利用第一所注入信号及第二所注入信号来生成直流DC频段的背景信道估计，所述第一所注入信号及所述第二所注入信号具有在量值上比分别利用所述第一所注入信号及所述第二所注入信号发射的所述基带信号的第一时隙及所述基带信号的第二时隙中的DC的量值差大至少预定量的差。
17.一种用于IQ失配估计的方法，其包括：
生成对通过数字预失真DPD预失真的基带信号的多个频段的原始信道估计；
基于所述原始信道估计来识别参考信道估计；
基于所述参考信道估计，识别其所述原始信道估计基于DPD扩展信号的所述频段；
通过放弃经识别为基于所述DPD扩展信号的所述频段的所述原始信道估计，生成经修剪原始信道估计；及
基于所述经修剪原始信道估计值生成IQ失配校正系数。
18.根据权利要求17所述的方法，其进一步包括将其所述原始信道估计基于所述DPD扩展信号的所述频段识别为其原始信道估计量值在参考信道估计量值的预定范围之外的所述频段。
19.根据权利要求17所述的方法，其进一步包括：
生成对由DPD预失真的所述基带信号的所述多个频段的原始失配估计；
通过放弃其所述频段的发射信号功率比其所述频段的最大发射信号功率小至少预定量的所述频段的所述原始失配估计来生成经修剪失配估计；及
基于所述经修剪失配估计来生成所述IQ失配校正系数。
20.根据权利要求17所述的方法，其进一步包括生成对其所述原始信道估计基于所述DPD扩展信号的所述频段的背景信道估计。
21.根据权利要求17所述的方法，其进一步包括：
存储所述频段的信道估计历史值；及
针对使用互相关获得其所述信道估计历史值且其所述原始信道估计基于所述DPD扩展信号的所述频段，复位所述信道估计历史值。
22.根据权利要求17所述的方法，其进一步包括：
存储所述频段的信道比值；及
复位所述信道比值，所述信道比值基于其信道历史被清除的频段。
23.根据权利要求17所述的方法，其进一步包括：
利用第一所注入信号及第二所注入信号来生成对直流DC频段的背景信道估计，所述第一所注入信号及所述第二所注入信号具有在量值上比分别利用所述第一所注入信号及所述第二所注入信号发射的所述基带信号的第一时隙及所述基带信号的第二时隙中的DC的量值差大至少预定量的差；及
基于对本地振荡器频段的所述背景信道估计，生成本地振荡器泄漏校正系数。
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