KR101097295B1 - Ｏｆｄｍ 시스템에서 직접변환 송수신기의 ｉｑ 불균형 추정 및 보상 방법 - Google Patents

Ｏｆｄｍ 시스템에서 직접변환 송수신기의 ｉｑ 불균형 추정 및 보상 방법 Download PDF

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Abstract

본 발명의 일실시예에 따른 OFDM 시스템에서 직접변환 송수신기의 IQ 불균형 추정 및 보상 방법은, 하나의 OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexing) 심벌을 사용하여 I/Q(In-phase/Quadrature-phase) 불균형 성분(εtx, εrx, θ tx, θrx) 및 왜곡 성분(α, β, γ, δ)을 추정하는 단계; 상기 왜곡 성분(α, β)을 입력받아 역 고속 푸리에 변환(IFFT: Inverse Fast Fourier Transform) 이후의 시간 영역에서 기저대역 송신신호를 왜곡시키는 단계; 및 상기 왜곡 성분(γ, δ)을 입력받아 고속 푸리에 변환(FFT: Fast Fourier Transform) 이전의 시간 영역에서 왜곡된 기저대역 수신신호를 보상하는 단계를 포함한다.

Description

ＯＦＤＭ 시스템에서 직접변환 송수신기의 ＩＱ 불균형 추정 및 보상 방법{Self Estimation and Compensation scheme for IQ Imbalance of Direct Conversion Transceiver in OFDM system}
본 발명은 OFDM 시스템에서 직접변환 송수신기의 IQ 불균형 추정 및 보상 방법에 관한 것으로, 더욱 상세하게는 부반송파 행렬식 S가 항상 역행렬이 존재하도록 할당된 부반송파들로 구성되는 하나의 OFDM 심벌을 안테나로 보내지 않고 수신부로 귀환시켜 주파수 영역에서는 송신부와 수신부의 I/Q 불균형 성분 및 왜곡 성분을 추정하고, 시간 영역에서는 사전 왜곡 방법을 이용하여 송신부의 IQ 불균형을 제거하고 수신부의 IQ 불균형을 보상하는 기저대역 신호의 처리 방법에 관한 것이다.
무선통신기기의 소형화, 고집적화와 맞물려 송수신기의 RF 부분에 대한 집적회로화도 지속적으로 구현되고 있다. 이러한 RF회로의 집적회로화는 기존의 헤테로다인(Heterodyne) 형태의 RF 송수신기에서 직접변환 형태의 RF 회로로 변경을 요구하고 있다. 직접변환 RF 송수신기는 그 집적화에 유리하여 소형화되고 있는 대부분의 무선통신기기로 그 사용 폭이 점차 확대되어 가고 있다.
직접변환 RF 송수신기의 채용과 함께, 직접 변환 과정에서의 불완전성이 기저대역 데이터 수신 성능에 영향을 끼치게 되는 경향도 보도되고 있다. IQ 불균형으로 대표되는 이러한 불완전성은 기저대역 복소신호를 RF 신호로 변환하는 송신과정과 RF 신호를 기저대역 복소신호로 변환하는 수신과정에 작용하여, 결과적으로 수신된 기저대역 신호의 실수부와 허수부 사이의 직교성을 유지할 수 없게 만들어 수신 성능의 저하를 가져오게 된다.
IQ 불균형은 실수부에 대한 반송파 처리와 허수부에 대한 반송파 처리과정에서 각각의 부분에 대한 이득의 불일치와 위상의 불일치에 의하여 야기되는 문제로서, 각각 이득 불일치(gain mismatch)와 위상 불일치로 명명되며 이 두 가지 불일치가 동시에 존재하는 형태로 모델링될 수 있다.
현재까지 IQ 불균형의 문제점은 기저대역에서의 신호처리를 통하여 그 불일치를 제거하기 위한 노력으로 진행되어 왔으며, 일종의 적응적 등화기의 형태로 그 해법이 제시되어 왔다. 더욱이 적응적 등화기 형태의 신호처리기를 통하여 상당부분 IQ 불일치에 의한 성능저하를 막을 수 있다는 사실이 여러 문헌을 통하여 입증되고 있다. 그러나, IQ 불일치에 의한 실수부와 허수부 신호 사이의 직교성 훼손은 직교성을 유지하여야 한다는 관점에서 본다면 수신기 성능 저하의 요인이라 볼 수 있다.
상술한 바와 같이, 직접변환 송수신기를 사용하는 OFDM 시스템의 경우 국부 발진기 및 저역통과 필터에 의해 발생하는 주파수 선택적 또는 비선택적 특성을 갖는 위상 및 이득 불균형으로 인해 성능 저하가 발생한다. OFDM 시스템의 직접변환 RF 송수신기에서 발생하는 RF 불완전 성분인 IQ 불균형은 DC를 중심으로 서로 마주보는 부반송파들 간의 간섭을 발생시켜 데이터 수신 성능을 저하시키고 OFDMA와 SC-FDMA의 경우 유저간 간섭으로 나타난다.
이에, OFDM 시스템의 수신기에서 이를 추정하고 보상하는 방법의 필요성이 제기되고 있다. OFDM 시스템에서 발생하는 IQ 불균형에 의한 간섭 신호의 영향을 억제하여 부반송파의 검출 성능을 개선하는 수신방법들이 시간 영역 및 주파수 영역에서 연구되고 있다. 그러나, 페이딩 채널을 통과한 신호의 왜곡 성분은 채널과 IQ 불균형에 의한 간섭 성분이 결합된 것으로 각각 분리해서 해석하기 어렵고, 다중 접속의 경우 각 송신기의 IQ 불균형은 불규칙적으로 발생한다.
또한, OFDM 시스템의 송수신기가 통신 전에 자신의 IQ 불균형을 미리 추정하고 보상하여 왜곡 성분을 최소화하는 연구가 수행되었다. 이는 송수신기가 자신의 IQ 불균형에 의한 왜곡 성분을 미리 알고 있기 때문에 수신기에서의 채널 추정 및 신호 보상의 신뢰도를 높여줄 수 있으나 IQ 불균형의 추정에 매우 많은 신호 샘플을 필요로 한다는 문제점이 있다.
본 발명은 상기와 같은 종래 기술을 개선하기 위해 안출된 것으로서, 추정된 I/Q 불균형 성분 및 왜곡 성분을 통해 역 고속 푸리에 변환 이후의 시간 영역에서 송신신호를 사전에 왜곡시켜 안테나로 이상적인 신호를 송신하고 고속 푸리에 변환 이전의 시간 영역에서 왜곡된 수신신호를 보상하여 수신 성능을 향상시키는 OFDM 시스템에서 직접변환 송수신기의 IQ 불균형 추정 및 보상 방법을 제공하는 것을 목적으로 한다.
상기의 목적을 이루고 종래기술의 문제점을 해결하기 위하여, 본 발명의 일실시예에 따른 OFDM 시스템에서 직접변환 송수신기의 IQ 불균형 추정 및 보상 방법은, 하나의 OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexing) 심벌을 사용하여 I/Q(In-phase/Quadrature-phase) 불균형 성분(εtx, εrx, θ tx, θrx) 및 왜곡 성분(α, β, γ, δ)을 추정하는 단계; 상기 왜곡 성분(α, β)을 입력받아 역 고속 푸리에 변환(IFFT: Inverse Fast Fourier Transform) 이후의 시간 영역에서 기저대역 송신신호를 왜곡시키는 단계; 및 상기 왜곡 성분(γ, δ)을 입력받아 고속 푸리에 변환(FFT: Fast Fourier Transform) 이전의 시간 영역에서 왜곡된 기저대역 수신신호를 보상하는 단계를 포함한다.
또한, 본 발명의 일실시예에 따른 OFDM 시스템에서 직접변환 송수신기의 IQ 불균형 추정 및 보상 방법에서 상기 I/Q 불균형 성분(εtx, εrx, θ tx, θrx) 및 왜곡 성분(α, β, γ, δ)을 추정하는 단계는, 상기 직접변환 송수신기의 송신부에 위상 불균형(φ)을 적용하여 상기 송신부의 위상 불균형 성분(θtx)을 산출하는 단계; 상기 송신부의 위상 불균형 성분(θtx)을 이용하여 왜곡 성분(α, β, γ, δ)을 재정의하는 단계; 왜곡 행렬에 상기 재정의된 왜곡 성분(α, β, γ, δ)을 대입하여 상기 송신부의 이득 불균형 성분(εtx)에 대한 2차 방정식을 획득하는 단계; 상기 2차 방정식의 근 중 절대값의 크기가 작은 근을 상기 송신부의 이득 불균형 성분(εtx)으로 추정하는 단계; 상기 왜곡 행렬에 상기 송신부의 이득 불균형 성분(εtx)을 대입하여 I/Q 불균형 성분(εtx, εrx, θ tx, θrx)을 추정하는 단계; 및 상기 I/Q 불균형 성분(εtx, εrx, θ tx, θrx)을 상기 재정의된 왜곡 성분(α, β, γ, δ)에 적용하여 왜곡 성분(α, β, γ, δ)을 추정하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 한다.
또한, 본 발명의 일실시예에 따른 OFDM 시스템에서 직접변환 송수신기의 IQ 불균형 추정 및 보상 방법에서 상기 I/Q 불균형 성분(εtx, εrx, θ tx, θrx) 및 왜곡 성분(α, β, γ, δ)을 추정하는 단계는, 상기 OFDM 심벌을 상기 직접변환 송수신기의 송신부 및 수신부에 통과시킨 후 상기 OFDM 심벌을 구성하는 부반송파들을 행렬식으로 배열하는 단계; 및 상기 부반송파들의 행렬식을 이용하여 왜곡 행렬을 추정하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 한다.
또한, 본 발명의 일실시예에 따른 OFDM 시스템에서 직접변환 송수신기의 IQ 불균형 추정 및 보상 방법에서 상기 역 고속 푸리에 변환(IFFT: Inverse Fast Fourier Transform) 이후의 시간 영역에서 기저대역 송신신호를 왜곡시키는 단계는, 상기 기저대역 송신신호를 사전 왜곡 성분(P1, P2)을 이용하여 왜곡시키는 단계를 포함하고, 상기 사전 왜곡 성분(P1, P2)은 상기 왜곡된 기저대역 송신신호가 왜곡되지 않은 신호로 되기 위한 조건식에 상기 왜곡 성분(α, β)을 대입한 값인 것을 특징으로 한다.
또한, 본 발명의 일실시예에 따른 OFDM 시스템에서 직접변환 송수신기의 IQ 불균형 추정 및 보상 방법에서 상기 고속 푸리에 변환(FFT: Fast Fourier Transform) 이전의 시간 영역에서 왜곡된 기저대역 수신신호를 보상하는 단계는, 상기 왜곡된 기저대역 수신신호를 사전 보상 성분(C1. C2)을 이용하여 보상하는 단계를 포함하고, 상기 사전 보상 성분(C1. C2)은 상기 보상된 기저대역 수신신호가 왜곡되지 않은 신호로 되기 위한 조건식에 상기 왜곡 성분(γ, δ)을 대입한 값인 것을 특징으로 한다.
또한, 본 발명의 일실시예에 따른 OFDM 시스템에서 직접변환 송수신기의 IQ 불균형 추정 및 보상 방법에서 상기 OFDM 심벌은, 부반송파 행렬식이 항상 역행렬이 존재하도록 할당된 부반송파들로 구성되는 것을 특징으로 한다.
본 발명의 일실시예에 따른 OFDM 시스템에서 직접변환 송수신기의 IQ 불균형 추정 및 보상 방법에 따르면, 하나의 OFDM 심벌만을 사용하여 매우 짧은 시간에 IQ 불균형 성분을 추정하여 신호 송신시 왜곡 성분을 제거하고 이상적인 신호를 보내면 수신부는 자신의 IQ 불균형과 채널의 왜곡에 대한 영향만 고려하면 되고, 수신부 역시 자신의 IQ 불균형을 알고 있기 때문에 채널의 추정 및 보상의 신뢰도를 더욱 높일 수 있다. 또한, OFDM 시스템은 국부 발진기의 민감도 성능에 대한 강인성을 갖게 될 것이다.
도 1은 일반적인 TDD OFDM 직접변환 송수신기의 구성을 도시한 도면.
도 2는 본 발명의 일실시예에 따른 TDD OFDM 직접변환 송수신기의 구성을 도시한 도면.
도 3은 본 발명의 일실시예에 따른 OFDM 심벌의 부반송파 할당을 도시한 도면.
이하에서는 첨부된 도면을 참조하여 본 발명의 실시예를 상세히 설명한다.
도 1은 일반적인 TDD OFDM 직접변환 송수신기의 구성을 도시한 도면이다.
TDD OFDM 시스템이 하나의 국부 발진기를 가지고 송수신부 각각에서 신호를 직접 변환시킬 경우 도 1과 같이 표현할 수 있다. 도 1의 n은 OFDM 심벌의 시간 영역에서의 샘플 인덱스를 의미하고 k는 OFDM 심벌의 주파수 영역에서의 부반송파 인덱스를 의미한다. 또한, 도 1의 x(n)은 비연속적 기저대역 송신신호를 의미하고 x(t)는 x(n)의 연속적 신호를 의미한다. 또한, r(t)는 송신부의 IQ 불균형에 의해 왜곡된 RF 송신신호를 의미하고 y(n)은 송신부와 수신부의 IQ 불균형에 의해 왜곡된 비연속적 기저대역 수신신호를 의미한다. y(t)는 y(n)의 연속적 신호이다.
εtx는 송신부 반송파의 이득 불균형 성분이고 εrx는 수신부 반송파의 이득 불균형 성분이다. 또한, θ tx는 송신부 반송파의 위상 불균형 성분이고 θrx는 수신부 반송파의 위상 불균형 성분이다.
IQ 불균형이 발생하지 않은 경우 기저대역 송신신호를
Figure 112010025080853-pat00001
로, RF 송신신호를
Figure 112010025080853-pat00002
로 나타낼 수 있다. 하지만, IQ 불균형이 발생하면 RF 송신신호는 수학식 1과 같이 변형될 수 있다.
Figure 112010025080853-pat00003
수학식 1을 수학식 2와 같이 정리할 수 있다.
Figure 112010025080853-pat00004
수학식 2에서
Figure 112010025080853-pat00005
은 IQ 불균형에 의해 왜곡된 연속적 기저대역 송신신호로서 수학식 3과 같다.
Figure 112010025080853-pat00006
수학식 3에서 α, β는 송신부의 IQ 불균형에 의한 왜곡 성분으로서 수학식 4와 같다.
Figure 112010025080853-pat00007
Figure 112010025080853-pat00008
에 대해 고속 푸리에 변환을 수행한
Figure 112010025080853-pat00009
은 수학식 5와 같다.
Figure 112010025080853-pat00010
수학식 5에서 N은 전체 부반송파 수를 의미한다.
수학식 5로부터
Figure 112010025080853-pat00011
의 관계를 행렬식으로 정리하면 수학식 6과 같다.
Figure 112010025080853-pat00012
IQ 불균형이 발생하지 않은 경우 기저대역 수신신호와 RF 송신신호의 관계는 수학식 7과 같다.
Figure 112010025080853-pat00013
하지만, IQ 불균형이 발생하면 기저대역 수신신호는 수학식 8과 같이 변형될 수 있다.
Figure 112010025080853-pat00014
수학식 8에서 γ, δ는 수신부의 IQ 불균형에 의한 왜곡 성분으로서 수학식 9와 같다.
Figure 112010025080853-pat00015
Figure 112010025080853-pat00016
에 대해 고속 푸리에 변환을 수행한
Figure 112010025080853-pat00017
은 수학식 10과 같다.
Figure 112010025080853-pat00018
상술한 바와 같이, 수학식 10으로부터
Figure 112010025080853-pat00019
의 관계를 행렬식으로 정리하면 수학식 11과 같다.
Figure 112010025080853-pat00020
수학식 6 및 수학식 11을 결합시켜 기저대역 송신신호와 기저대역 수신신호의 관계식을 얻을 수 있고 이는 수학식 12와 같다.
Figure 112010025080853-pat00021
수학식 12에서 알 수 있듯이, 송수신부를 거친 기저대역 신호는 왜곡 행렬의 영향을 받게 되고 왜곡 행렬은 수학식 13을 통해 구현될 수 있다.
Figure 112010025080853-pat00022
수학식 13에서 G는 왜곡 행렬을 의미한다. 수학식 13에서 알 수 있듯이, 왜곡 행렬의 대각선 성분은 공액 복소수 관계를 가진다. 이에, 수학식 13에 수학식 4 및 수학식 9를 대입하여 정리하면 수학식 14와 같다.
Figure 112010025080853-pat00023
수학식 14에서
Figure 112010025080853-pat00024
로 구현될 수 있다. εtx, εrx, θ tx, θrx, △ε, △θ들은 모두 실수이다. A와 B의 값을 알고 있다면 수학식 14을 통해 εtx, εrx, cos△θ들을 구할 수 있다. 하지만, cos-1이 항상 양수이므로 △θ의 신뢰도는 떨어진다. 이에, △θ이 항상 양수 또는 음수가 되도록 θ tx 또는 θrx를 보정해야 한다.
상술한 바와 같이, 직접변환 송수신기의 IQ 불균형을 추정하기 위해서는 인위적인 위상의 보정이 필요하다.
도 2는 본 발명의 일실시예에 따른 TDD OFDM 직접변환 송수신기의 구성을 도시한 도면이다. 도 2에 도시된 바와 같이, 송신부에 인위적으로 위상 불균형을 적용한다. 본 발명의 일실시예에 따르면, 송신부의 위상 불균형을 위해 국부 발진기를 적용할 수 있다. 위상 불균형은 수학식 15와 같이 정의될 수 있다.
Figure 112010025080853-pat00025
Figure 112010025080853-pat00026
수학식 15에서 φ는 송신부에 인위적으로 적용된 위상 불균형을 의미한다. 수학식 15를 통해 θtx의 범위를 한정할 수 있다. 범위가 한정된 θtx을 이용하여 왜곡 성분을 재정의하면 수학식 16과 같다.
Figure 112010025080853-pat00027
수학식 13에 수학식 16을 대입하여 정리하면 수학식 17과 같다.
Figure 112010025080853-pat00028
수학식 17은 수학식 18과 같이 재정리할 수 있다.
Figure 112010025080853-pat00029
수학식 18로부터 εtx에 대한 이차 방정식을 얻을 수 있는데 이는 수학식 19와 같다.
Figure 112010025080853-pat00030
수학식 19의 근 중 절대값의 크기가 작은 근을 εtx로 추정한다. 추정된 εtx를 수학식 18에 대입하여 IQ 불균형 성분을 추정할 수 있다.
Figure 112010025080853-pat00031
수학식 20을 통해 추정된 IQ 불균형 성분을 수학식 16에 대입하여 송신부와 수신부의 왜곡 성분을 추정할 수 있다.
도 3은 본 발명의 일실시예에 따른 OFDM 심벌의 부반송파 할당을 도시한 도면이다. 도 3에 도시된 바와 같이, 본 발명의 일실시예에 따른 OFDM 심벌은 4개의 부반송파로 구성된다. 본 발명의 일실시예에 따른 OFDM 심벌은 부반송파 행렬식 S가 항상 역행렬이 존재하도록 할당된 부반송파들로 구성된다. 이를 위해 Alamouti 방법이 이용될 수 있다. Alamouti 방법이 적용된 행렬식은 항상 역행렬이 존재한다.
하나의 OFDM 심벌을 송신부와 수신부에 통과시킨 후 심벌의 부반송파들을 행렬식으로 배열하면 수학식 21과 같다. 부반송파 행렬식 S는 항상 역행렬이 존재해야 한다. 즉,
Figure 112010025080853-pat00032
와 같이 정의될 수 있다.
Figure 112010025080853-pat00033
수학식 21을 이용하여 왜곡 행렬을 산출할 수 있는데 이는 수학식 22를 통해 구현될 수 있다.
Figure 112010025080853-pat00034
상술한 바와 같이, IQ 불균형 추정기는 하나의 OFDM 심벌을 사용하여 왜곡 성분을 추정한다. 사전 왜곡기는 IQ 불균형 추정기로부터 왜곡 성분을 입력받아 역 고속 푸리에 변환(IFFT) 이후의 시간 영역에서 기저대역 송신신호를 왜곡시킨다. 이렇게 하여 송신부의 IQ 불균형을 제거할 수 있다. 사전 왜곡기는 모든 시간영역 신호에 고정 상수인 P1 및 P2를 적용하기 위해 공액 복소수 관계를 가지는 두 개의 신호를 입력받는다.
왜곡되지 않은 기저대역 송신신호를 사전 왜곡 성분을 이용하여 수학식 23과 같이 왜곡시킨다.
Figure 112010025080853-pat00035
수학식 23에서 x(n)은 왜곡시킨 기저대역 송신신호이다. 또한, P1 및 P2는 사전 왜곡 성분이고 d(n)은 왜곡되지 않은 기저대역 송신신호이다. 이러한 경우,
Figure 112010025080853-pat00036
로 구현될 수 있다.
Figure 112010025080853-pat00037
이 왜곡되지 않은 신호가 되기 위한 조건은 수학식 24와 같다.
Figure 112010025080853-pat00038
수학식 24를 통해 수학식 25를 얻을 수 있다.
Figure 112010025080853-pat00039
수학식 25를 통해 P1 및 P2을 산출할 수 있다.
보상기는 IQ 불균형 추정기로부터 왜곡 성분을 입력받아 고속 푸리에 변환(FFT) 이전의 시간 영역에서 왜곡된 기저대역 수신신호를 보상한다. 보상기는 모든 시간영역 신호에 고정 상수인 C1 및 C2를 적용하기 위해 공액 복소수 관계를 가지는 두 개의 신호를 입력받는다.
보상된 기저대역 수신신호는 수학식 26과 같다.
Figure 112010025080853-pat00040
수학식 26에서 C1 및 C2는 사전 보상 성분이고 y(n)은 왜곡된 기저대역 수신신호이다. 또한,
Figure 112010025080853-pat00041
은 y(n)를 보상한 것이다.
Figure 112010025080853-pat00042
이 왜곡되지 않은 신호가 되기 위한 조건은 수학식 27와 같다.
Figure 112010025080853-pat00043
수학식 27을 통해 수학식 28을 얻을 수 있다.
Figure 112010025080853-pat00044
수학식 28을 통해 C1 및 C2을 산출할 수 있다.
도 2에 도시된 바와 같이, 본 발명의 일실시예에 따른 IQ 불균형 추정기, 사전 왜곡기, 및 보상기는 송신부와 수신부를 연결하는 귀환 루프에 포함된다. 이에, 하나의 OFDM 심벌을 귀환시켜 짧은 시간에 IQ 불균형을 주파수 영역에서 추정하고 시간 영역에서 이를 보상할 수 있다.
이상과 같이 본 발명은 비록 한정된 실시예와 도면에 의해 설명되었으나, 본 발명은 상기의 실시예에 한정되는 것은 아니며, 이는 본 발명이 속하는 분야에서 통상의 지식을 가진 자라면 이러한 기재로부터 다양한 수정 및 변형이 가능하다. 따라서, 본 발명 사상은 아래에 기재된 특허청구범위에 의해서만 파악되어야 하고, 이의 균등 또는 등가적 변형 모두는 본 발명 사상의 범주에 속한다고 할 것이다.

Claims (6)

  1. 하나의 OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexing) 심벌을 사용하여 I/Q(In-phase/Quadrature-phase) 불균형 성분(εtx, εrx, θ tx, θrx) 및 왜곡 성분(α, β, γ, δ)을 추정하는 단계;
    상기 왜곡 성분(α, β)을 입력받아 역 고속 푸리에 변환(IFFT: Inverse Fast Fourier Transform) 이후의 시간 영역에서 기저대역 송신신호를 왜곡시키는 단계; 및
    상기 왜곡 성분(γ, δ)을 입력받아 고속 푸리에 변환(FFT: Fast Fourier Transform) 이전의 시간 영역에서 왜곡된 기저대역 수신신호를 보상하는 단계
    를 포함하는 것을 특징으로 하는 OFDM 시스템에서 직접변환 송수신기의 IQ 불균형 추정 및 보상 방법.
  2. 제1항에 있어서,
    상기 I/Q 불균형 성분(εtx, εrx, θ tx, θrx) 및 왜곡 성분(α, β, γ, δ)을 추정하는 단계는,
    상기 직접변환 송수신기의 송신부의 위상 불균형 성분(θtx)과 고정 위상값(φ)을 사용하여 상기 송신부의 위상 불균형 성분(
    Figure 112011056953475-pat00048
    tx)을 재정의하는 단계;
    상기 송신부의 위상 불균형 성분(
    Figure 112011056953475-pat00049
    tx)을 이용하여 왜곡 성분(α, β, γ, δ)을 재정의하는 단계;
    왜곡 행렬에 상기 재정의된 왜곡 성분(α, β, γ, δ)을 대입하여 상기 송신부의 이득 불균형 성분(εtx)에 대한 2차 방정식을 획득하는 단계;
    상기 2차 방정식의 근 중 절대값의 크기가 작은 근을 상기 송신부의 이득 불균형 성분(εtx)으로 추정하는 단계;
    상기 왜곡 행렬에 상기 송신부의 이득 불균형 성분(εtx)을 대입하여 I/Q 불균형 성분(εtx, εrx,
    Figure 112011056953475-pat00050
    tx, θrx)을 추정하는 단계; 및
    상기 I/Q 불균형 성분(εtx, εrx,
    Figure 112011056953475-pat00051
    tx, θrx)을 상기 재정의된 왜곡 성분(α, β, γ, δ)에 적용하여 왜곡 성분(α, β, γ, δ)을 추정하는 단계
    를 포함하되,
    상기 송신부의 이득 불균형 성분을 εtx, 수신부의 이득 불균형 성분을 εrx, 상기 송신부의 위상 불균형 성분을
    Figure 112011056953475-pat00052
    tx, 수신부의 위상 불균형 성분을 θrx,
    Figure 112011056953475-pat00053
    ,
    Figure 112011056953475-pat00054
    라 하는 경우, 상기 2차 방정식은
    Figure 112011056953475-pat00055
    인 것을 특징으로 하는 OFDM 시스템에서 직접변환 송수신기의 IQ 불균형 추정 및 보상 방법.
  3. 제2항에 있어서,
    상기 I/Q 불균형 성분(εtx, εrx,
    Figure 112011056953475-pat00056
    tx, θrx) 및 왜곡 성분(α, β, γ, δ)을 추정하는 단계는,
    상기 OFDM 심벌을 상기 직접변환 송수신기의 송신부 및 수신부에 통과시킨 후 상기 OFDM 심벌을 구성하는 부반송파들을 행렬식으로 배열하는 단계; 및
    상기 부반송파들의 행렬식을 이용하여 왜곡 행렬을 추정하는 단계
    를 포함하는 것을 특징으로 하는 OFDM 시스템에서 직접변환 송수신기의 IQ 불균형 추정 및 보상 방법.
  4. 제1항에 있어서,
    상기 역 고속 푸리에 변환(IFFT: Inverse Fast Fourier Transform) 이후의 시간 영역에서 기저대역 송신신호를 왜곡시키는 단계는,
    상기 기저대역 송신신호를 사전 왜곡 성분(P1, P2)을 이용하여 왜곡시키는 단계
    를 포함하고,
    상기 사전 왜곡 성분(P1, P2)은 상기 왜곡된 기저대역 송신신호가 왜곡되지 않은 신호로 되기 위한 조건식에 상기 왜곡 성분(α, β)을 대입한 값이고
    상기 사전 왜곡 성분을 P1, P2, 상기 직접변환 송수신기의 송신부의 위상 불균형 성분을
    Figure 112011078036640-pat00057
    tx, 상기 송신부의 이득 불균형 성분을 εtx,
    Figure 112011078036640-pat00058
    라 하는 경우, 상기 조건식은
    Figure 112011078036640-pat00059
    인 것을 특징으로 하는 OFDM 시스템에서 직접변환 송수신기의 IQ 불균형 추정 및 보상 방법.
  5. 제1항에 있어서,
    상기 고속 푸리에 변환(FFT: Fast Fourier Transform) 이전의 시간 영역에서 왜곡된 기저대역 수신신호를 보상하는 단계는,
    상기 왜곡된 기저대역 수신신호를 사전 보상 성분(C1. C2)을 이용하여 보상하는 단계
    를 포함하되,
    상기 사전 보상 성분(C1. C2)은 상기 보상된 기저대역 수신신호가 왜곡되지 않은 신호로 되기 위한 조건식에 상기 왜곡 성분(γ, δ)을 대입한 값이고
    상기 사전 보상 성분을 C1. C2, 수신부의 위상 불균형 성분을 θrx, 수신부의 이득 불균형 성분을 εrx,
    Figure 112011056953475-pat00060
    라 하는 경우, 상기 조건식은
    Figure 112011056953475-pat00061
    인 것을 특징으로 하는 OFDM 시스템에서 직접변환 송수신기의 IQ 불균형 추정 및 보상 방법.
  6. 제1항에 있어서,
    상기 OFDM 심벌은 부반송파 행렬식이 항상 역행렬이 존재하도록 할당된 부반송파들로 구성되는 것을 특징으로 하는 OFDM 시스템에서 직접변환 송수신기의 IQ 불균형 추정 및 보상 방법.
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"IQ 불균형에 의하여 왜곡된 OFDM 시스템에서의 다이버시티 이득 획득 방법" (출처 : 한국통신학회논문지 Vol.31, No.12A, 2006.12)
"OFDM 시스템에서의 주파수 선택적 IQ 불균형의 추정 및 보상" (출처 : 한국통신학회논문지 Vol.33, No.3, 2008.03)

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