DE3516603A1

DE3516603A1 - Vorverzerrerschaltung

Info

Publication number: DE3516603A1
Application number: DE19853516603
Authority: DE
Inventors: Mahesh Dayton N.J. Kumar; James Charles Trenton N.J. Whartenby
Original assignee: RCA Corp
Current assignee: RCA Corp
Priority date: 1984-05-09
Filing date: 1985-05-08
Publication date: 1985-11-14
Also published as: JPH0752812B2; FR2564260B1; JPS60246107A; GB2158625A; FR2564260A1; DE3516603C2; GB2158625B; CA1216638A; US4564816A; GB8511628D0

Description

RCA 80183/Di/Sch/Vu
USSN 608,415
vom 9. Mai 1984

RCA Corporation, Princeton, N.J. (USA)

VorverzerrerSchaltung

Die Erfindung bezieht sich auf Vorverzerrerschaltungen zur Linearisierung von Leistungsverstärkern und speziell auf Schaltungen, die im Mikrowellenfrequenzbereich betrieben werden.
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Wanderfeldröhren- oder Festkörper-Mikrowellenleistungsverstärker für SendeStationen am Boden oder für Nachrichtensatelliten sollten im Idealfall einen hohen Wirkungsgrad und lineare Verstärkung haben. Die Übertragungseigenschäften solcher Verstärker werden leider durch Nichtlinearitäten eingeschränkt. Um Amplituden- und Phasenverzerrungen der in Mikrowellenleistungsverstärkern erzeugten Signale zu reduzieren und das Verhältnis von Trägersignal zu Intermodulationsverzerrungsprodukten (C/I) zu verbessern, werden die Verstärker üblicherweise weit unter der Sättigung betrieben, was Wirkungsgradeinbußen zur Folge hat. Zum Beispiel treten bei Wanderfeldröhrenverstärkern (TWTA) oder Festkörperleistungsverstärkern (SSPA) zwei Arten von Nichtlinearitäten auf: a) Amplitudennichtlinearität und b) Phasennichtlinearität. Die von der Phasennichtlinearität bzw. der Amplitudennichtlinearität hervorgerufenen IntermodulationsverZerrungen (IMD) sind zueinander orthogonal.

Von den vielen bekannten Methoden zur Kompensation von Nichtlinearitäten ist die Vorverzerrungstechnik eine der besten. Bei dieser Technik werden zum TWTA/SSPA-Eingangssignal zur Elimination der Nichtlinearitäten am TWTA/ SSPA-Ausgang die entgegengesetzten (inversen) Amplituden- und Phasennichtlxnearitäten addiert. Um eine wesentliche Reduzierung der IMD-Produkte zu erzielen sollte ein Vorverzerrer sowohl inverse Amplituden- als auch Phasennichtlxnearitäten erzeugen können. Bei Vorverzerrerschaltungen verwendet man nach dem bisherigen Stand der Technik typischerweise Dioden oder Metallhalbleiter-Feldeffekttransistoren (MESFETs) als nichtlineare Elemente, gemeinsam mit komplexen Schaltungen wie Phasenschieber, Abschwächer etc..

Die Erfindung wird mit einer Vorverzerrerschaltung realisiert, um ein Eingangssignal vor Zuführung zu einem Leistungsverstärker vorzuverzerren, wobei die von der Schaltung erzeugte Vorverzerrung nichtlineare Phasen- und Amplitudenverzerrungen ausgleicht, die andernfalls der Leistungsverstärker im Signal hervorrufen würde und wobei diese nichtlinearen Verzerrungen von der Leistung des Eingangssignals abhängen.

Gemäß der Erfindung umfaßt die Vorverzerrerschaltung eine Stufe zur Aufspaltung der Eingangssignalleistung in ein erstes und zweites Signal, die zueinander um 90° phasenverschoben sind; ein erstes und zweites aktives nichtlineares Glied, denen jeweils phasenverschobene Signale von der Aufspaltungsstufe zugeführt werden und die entsprechende Ausgangssignale erzeugen; sowie eine Kombinationsschaltung, welche die Ausgangssignale der nichtlinearen Glieder phasenbezogen zusammenfaßt. An den aktiven nichtlinearen Gliedern können entsprechende Vorspannungen anliegen, die so gewählt sind, daß die Vorverzerrerschaltung ein solches Maß an Verzerrung bringt, daß die

Phasen- und Amplitudenverzerrung des nachgeschalteten Leistungsverstärkers kompensiert werden.

-6-In den beiliegenden Zeichnungen zeigen:

Fig. 1 den Schaltplan einer Vorverzerrerschaltung gemäß einer bevorzugten Ausführungsform der Erfindung sowie einen nachgeschalteten Verstärker, dessen Verzerrung kompensiert werden soll;

Fig. 2a und 2b graphische Darstellungen der Amplituden- und Phasenverzerrung der in Fig. 1 dargestellten Vorverzerrerschaltung und des nachgeschalteten Verstärkers;

Fig. 3a bzw. 3b Frequenzdiagramme zur Veranschaulichung der Intermodulationsverzerrungen des Leistungsverstärkers allein bzw. der Kombination von Leistungsverstärker und Vorverzerrerschaltung gemäß einer bevorzugten Ausführungsform der Erfindung; Fig. 4a bzw. 4b Änderungen von Verstärkungsgrad und Phase eines Feldeffekttransistors mit zwei Gateelektroden in Abhängigkeit von der Größe der Vorspannung am Steuergate;
Fig. 5 ein Vektordiagramm, das zum Verständnis der Wirkungsweise der Vorverzerrerschaltung von Fig.1 beiträgt; und

Fig. 6 den Schaltplan einer zweiten Vorverzerrerschaltung gemäß einer weiteren bevorzugten Ausführungsform der Erfindung.

Gemäß Fig. 1 liegt eine in einem gestrichelt gezeichneten Kasten 12 gezeichnete Vorverzerrerschaltung 10 entsprechend einer bevorzugten Ausführungsform der Erfindung in Reihe mit einem linearen Verstärker 14 und einem Wanderfeldröhrenverstärker (TWTA) oder Festkörperlexstungsverstärker (SSPA), der mit dem Ausgang 17 verbunden ist. Die Verstärker sind von herkömmlicher Konzeption.

Vorverzerrer 10 verbindet den Eingang 20 mit dem Ausgang 22. Am Anschluß 20 liegt ein Eingangssignal an. Schaltung 10 hat eine Vorrichtung 24 zur Aufspaltung des Eingangs-

•ι ·> «ι» a * » tr m * " * ■ .

-τι signals am Anschluß 2O in zwei phasenverschobene Ausgangssignale. Als Beispiel ist eine 90°-Hybrid- oder Gabelschaltung 24 dargestellt. Bei Verwendung der im Beispiel gezeigten 90°-Gabel sind die Ausgangsleistungen an den beiden mit 0° bzw. 90° bezeichneten Ausgängen gleich hoch. Ungleiche Leistungsaufspaltung ist jedoch auch möglich. Der vierte Anschluß der 90°-Gabel 24 ist über einen Anpassungs-Abschlußwiderstand 30 geerdet. Die um 0° und 90° phasenverschobenen Ausgangssignale der Gabel 24 liegen jeweils an der Gateelektrode G1 eines ersten Doppelgate-Feldeffekttransistors 30 und am Gate G- des Doppelgate-Feldeffekttransistors 32 an.

Wie weiter unten genauer beschrieben wird, erzeugen die Doppelgate-Feldeffekttransistoren 30 und 32 in der Schaltung 10 in Abhängigkeit vom Eingangssignalpegel im Ausgangssignal der Schaltung 10 eine nichtlineare Phase und Verstärkung hinsichtlich des Eingangssignals. Anstelle der Feldeffekttransistoren 30 und 32 könnten auch andere nichtlineare aktive Bauelemente und die passenden Schaltungen eingesetzt werden, jedoch kann man mittels solcher Doppelgate-Feldeffekttransistoren den Verlauf der Nichtlinearität besonders gut steuern.

Das Gate G₁ jedes der beiden Feldeffekttransistoren ist über eine Vorspannungsschaltung mit einer Induktivität L_p und einer Kapazität C_Q an eine Spannungsquelle mit regelbarer Vorspannung V^₁₁ (V^₁, für Transistor 30 und V„_1t3 für

\j I Vj IΆ Vj I Jj

Transistor 32) angeschlossen. Gleichermaßen ist über eine ähnliche Vorspannungsschaltung das Gate G„ jedes der Transistoren 30 und 32 an eine einstellbare Spannungsquelle angeschlossen, die ein Potential V_Q2 (V_G2A für Transistor 30 und V_G2B für Transistor 32) liefert. Die Drainelektrode jedes der Transistoren 30 und 32 ist induktiv an eine Drainspannungsquelle V_D und über die Leitungen AA bzw. BB an die Eingänge einer Gleichphasen-Leistungskombinationsschaltung 40 angeschlossen, der üblicher Art

sein kann und dessen Ausgang mit der Leitung CC an den Ausgang 22 des Vorverzerrers 10 angeschlossen ist.

Die Vorverzerrerschaltung 10 schwächt das am Eingang 20 anliegende Signal ab. Diese Abschwächung wird vom linearen Verstärker 14 ausgeglichen. Deshalb hat das Ausgangssignal des linearen Verstärkers 14 im Idealfall im wesentlichen dieselbe Größe wie das Eingangssignal am Anschluß 20, jedoch mit absichtlich hinzugefügten zusätzlichen Amplituden- und PhasenverZerrungen, die den vom Verstärker 16 verursachten Amplituden- und Phasenverzerrungen entgegengesetzt sind. Im Idealfall tritt, durch die Kombination von Vorver zerrer schaltung 10 und Verstärker 16 bedingt, keine Amplituden- oder Phasenverzerrung auf. Zum Verständnis der Arbeitsweise der in Fig. 1 dargestellten Schaltung sei auf die nun näher beschriebenen Figuren 2a, 2b, 3a, 3b, 4a, 4b und 5 verwiesen.

Fig. 2a zeigt drei Kurven in einem gemeinsamen Koordinatensystem, auf dessen horizontaler bzw. vertikaler Achse Eingangs- bzw. Ausgangsleistung aufgetragen ist. Die mit "Verstärker" bezeichnete Kurve zeigt den Zusammenhang zwischen Eingangsleistung am Anschluß 22 und Ausgangsleistung am Anschluß 17 für einen typischen SSPA oder TWTA, wie z.B. 16 in Fig. 1. Diese Kurve gilt für einen nichtlinearen Verstärker, weil sie nicht wie gewünscht geradlinig verläuft. Die Kurve mit der Bezeichnung "Vorverzerrung" gibt den Zusammenhang zwischen der Eingangssignalstärke am Anschluß 20 und der Ausgangssignalstärke am Anschluß 22 an und ist ebenfalls nichtlinear, mit einem der Nichtlinearität des Verstärkers 16 entgegengesetzten Vorzeichen. Die dritte Kurve mit der Bezeichnung "Verstärker plus Vorverzerrung" gibt den Zusammenhang zwischen der Eingangsleistung des Systems am Anschluß 20 und der Ausgangsleistung am Anschluß 17 dar und verläuft bis nahezu zum Sättigungspunkt des Leistungsverstärkers 16 (der Schnittpunkt der drei Wellenformen) im wesentlichen linear.

IiP > «I »'

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Fig. 2b zeigt in ähnlicher Weise drei Kurven in einem gemeinsamen Koordinatensystem. Die Kurve mit der Bezeichnung "Verstärker" zeigt den Zusammenhang zwischen der Eingangsleistung und der relativen Phasenänderung des den Verstärker 16 durchlaufenden Signals, also eine negative Phasenverschiebung mit zunehmender Eingangsleistung. Die Kurve mit der Bezeichnung "Vorverzerrung" zeigt die Phasenänderung des Signals beim Durchlauf des Vorverzerrers 10 von dessen Eingang 20 zu seinem Ausgang 22 und verläuft (auf eine Art und Weise, die noch beschrieben wird) entgegengesetzt zu der des Verstärkers 16. Das heißt, daß die Vorver zerrer schaltung mit zunehmender Amplitude des Eingangssignals eine positive Phasenverschiebung bewirkt. Schließlich ist die kombinierte Kurve mit der Bezeichnung "Verstärker plus Vorverzerrung" wie angestrebt eine gerade Linie, die bei allen interessierenden Eingangsleistungen keine Phasenverschiebung aufweist.

Die Phasen- und Leistungsnichtlinearitäten des Verstärkers haben zur Folge, daß bei höheren Eingangsleistungen sehr unerwünschte IMD-Produkte auftreten. Da die IMD-Produkte Probleme verursachen, falls man denselben Verstärker mit verschiedenen Frequenzen betreibt, ist es üblich, den Verstärker wesentlich unterhalb der maximal möglichen Ver-Stärkungsleistung zu betreiben.

Fig. 3a veranschaulicht das Problem der Intermodulationsverzerrung bei einem nichtlinearen Verstärker. Die Frequenzen f1 und f2 sollen am Eingang 22 des Verstärkers anliegen. Bei Fig. 3a ist entlang der Y-Achse die Amplitude, entlang der X-Achse die Frequenz aufgetragen. Es sind die Amplituden der dritten, fünften und siebten IMD-Produkte eingezeichnet. Speziell die dritten IMD-Produkte treten bei den Frequenzen 2f1 - f2 und 2f2 - f1 auf. Die Amplitudendifferenz zwischen den Grundfrequenzen und der dritten Harmonisehen ist mit C/3rd IMD bezeichnet und stellt das Verhältnis von Träger zu Intermodulationsverzerrung dar.

Zum Vergleich zeigt Fig. 3b die gleichen Eingangssignale f1 und f 2, jedoch jetzt beim Durchgang sowohl durch die Vorverzerrerschaltung als auch durch den Leistungsverstärker. Man stellt fest, daß im Gegensatz zu Fig. 3a die dritten und auch die fünften und auch die siebten IMD-Produkte wesentlich niedrigere Werte aufweisen als die Signalstärken bei den Grundfrequenzen f1 und f2. Das heißt, das C/3rd IMD-Verhältnis ist in Fig. 3b wesentlich größer als in Fig. 3a.

Fig. 4a zeigt graphisch den Verstärkungsgrad eines Feldeffekttransistors mit zwei Gates, wie z.B. Feldeffekttransistor 30 oder 32, in Abhängigkeit von am Gate G2 anliegender Vorspannung bei fester Vorspannung (V_D) an der Drainelektrode. So wird durch Einstellung von V^ä bzw. V_2B auch der Verstärkungsgrad der Feldeffekttransistoren 30 bzw. 32 eingestellt.

Fig. 4b zeigt graphisch die Phasenänderung eines Signals, das einen Feldeffekttransistor mit zwei Gates durchläuft, in Abhängigkeit von der am Gate G2 anliegenden Vorspannung bei festem Wert der Vorspannung (V .) am Gate 1 sowie der Vorspannung V_ß an der Drainelektrode. So wird durch die Einstellung von V_G2_A und V_G2_B nicht nur der Verstärkungsfaktor der jeweiligen Feldeffekttransistoren eingestellt, sondern es wird auch die Phase des durchlaufenden Signals beeinflußt. Ähnliche Kurven erhält man auch für ^VG1 ^^VG1A ^un(^ ^VG1B^ ' ^{wenn v}g2 ^un<^ ^VD f^est9^eh^al^ten werden.

Die im folgenden erläuterte Fig. 5 stellt in Form eines Vektordiagramms die Auswirkung der für die Transistoren 30 und 32 gewählten Vorspannungseinstellung dar und veranschaulicht am besten die Arbeitsweise der Vorverzerrerschaltung. Vektor A in Fig. 5 zeigt Größe und Richtung des Ausgangssignals des Transistors 30 auf der Leitung AA (Fig. 1) für eine bestimmte am Anschluß 20 anliegende Eingangssignalstärke an. Ähnlich zeigt Vektor B in Fig. 5

β"¹"'¹"¹!¹'¹¹,

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Größe und Richtung des auf der Leitung BB auftretenden Ausgangssignals des Transistors 32 für eine bestimmte am Anschluß 20 anliegende Eingangssignalstärke an. Falls die Vorspannungen am Gate 2 beider Transistoren 30 und 32 gleich groß wären, dann stünden die Vektoren A und B in Quadraturbeziehung zueinander, weil die Eingangssignale an den Gates 1 der Transistoren 30 und 32 um 90° phasenverschoben sind, da jedoch die Vorspannungen der Gates G^ zweckmäßigerweise, um auf die Nichtlinearität entsprechend einwirken zu können, ungleich gewählt werden, liegen die Vektoren A und B nicht in QuadraturbeZiehung zueinander, sondern stehen stattdessen so zueinander, wie es in Fig. 5 dargestellt ist. Vektor C in Fig. 5 beschreibt das durch Vektoraddition in der Kombinationsschaltung 40 gebildete, am Anschluß 22 (Fig. 1) entstehende Ausgangssignal.

Falls das Eingangssignal am Anschluß 20 größere Werte aufweist als durch die Vektoren A und B dargestellt ist, zeigt die gestrichelte Linie A' in Fig. 5 Richtung und Stärke des Signals an, das dann am Ausgang vom Transistor 30 erscheint. In ähnlicher Weise wird das bei einem größeren Eingangssignal am Anschluß 20, also bei einem größeren Eingangssignal am Transistor 32 auftretende Ausgangssignal durch den gestrichelten Vektor B¹ in Fig. 5 beschrieben. Vektor C ist das Ergebnis der Vektoraddition A¹ und B¹ und stellt das am Anschluß 22 auftretende Signal für den Fall eines größer vorgegebenen Eingangssignals dar. Man sieht, daß wegen der unterschiedlichen Nichtlinearität der beiden Transistoren 30 und 32 typischerweise die in Fig. 5 mit ?L bezeichnete Änderung des Phasenwinkels von A nach A¹ bei zwei beliebigen verschiedenen Eingangssignalstärken am Anschluß 20 (Fig. 1) ungleich der mit φ bezeichneten Änderung des Phasenwinkels von B nach B¹ ist.

Der Winkel φ_η in Fig. 5 steht für die bei den verschiedenen dargestellten Eingangssignalen auftretende Phasenänderung des am Anschluß 22 (Fig. 1) anliegenden Ausgangssignals. Obwohl aus Fig. 5 nicht ersichtlich, verläuft die Stärke der durch die Vektoren C bzw. C¹ dargestellten Ausgangssignale typischerweise nicht proportional zur Eingangssignalstärke / sondern wird durch die Nichtlinearität der jeweiligen Transistoren 30 bzw. 32 beeinflußt, welche wiederum von der Vorspannung V_G- bzw. V_G~ abhängt.

Die speziellen Vorspannungen V_Gl und Vg₂ für jeden der Doppelgate-Feldeffekttransistoren bestimmen dessen Nichtlinearität. Die Einstellwerte von V_Q1A, V_Q2A, V_G1ß und Vppr, bestimmen den gesamten Verlauf der vom Vorverzerrer erzeugten Nichtlinearität. Betrag und Phase dieser Nichtlinearität kann durch Änderung der Vorspannungen an beiden Gates beider Feldeffekttransistoren 30, 32 variiert werden. Die Vorspannungen können so eingestellt werden, daß Amplituden- und Phasennxchtlxnearitäten erzeugt werden, die den vom TWTA/SSPA 16 erzeugten Amplituden- und Phasennxchtlxnearitäten entgegengerichtet sind. So kann der Vorverzerrer 10 jeweils so abgestimmt werden, daß er verschiedene TWTA/SSPAs linearisiert. Die jeweiligen Vorspannungen V_GlA, V_G1B, V_G2A, V_G2B werden empirisch eingestellt, einfach indem man das Signal am Systemausgang 17 beobachtet und dabei die Vorspannung solange verändert, bis man ein lineares Ausgangssignal erhält. Für einen speziellen 17 Watt-TWTA mit Katalognummer 1653 von Hughes Aircraft, Torrance, Kalifornien, und für Doppe1-gate-Feldeffekttransistoren mit der Modellnummer NE46385, hergestellt von Nippon Electric Corp. (NEC), Kawasaki, Japan, werden folgende Spannungen verwendet:

^VG1A ⁼	-0	,9 Volt	^VG1B =	-1	,2	Volt
^VG2A ⁼	-1	,8 Volt	^VG2B =	-2	,5	Volt
^VD ⁼	4	Volt

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Mit den oben abgelisteten Produkten und Spannungen wurde bei oder nahe bei der Sättigung eine Reduzierung des dritten IMD-Verzerrungsproduktes um 5 bis 10 DB erreicht.

Je nachdem, welchen Typ von Leistungsverstärker 16 man wählt, welcher Linearisierungsgrad erforderlich ist und in welcher Umgebung der Verzerrer eingesetzt wird (geregelte Temperatur oder stark veränderliche Temperatur), ist eine dynamische Einstellung der Vorverzerrung wünschenswert oder notwendig. Fig. 6 stellt ein solches System mit dynamischer Einstellung dar, welches zum größten Teil identisch mit der Schaltung von Fig. 1 ist. Die Schaltung hat einen Systemeingang 20 und einen Systemausgang 17. Der Eingang 20 ist an eine 90°-Gabelschaltung 24 angeschlossen, deren Ausgänge mit Doppelgate-Feldeffekttransistoren 30 und 32 verbunden sind. Die Drainelektroden dieser beiden Transistoren sind mit einer Gleichphasenkombinationsschaltung 40 verbunden, deren Ausgang 22 an einem linearen Verstärker 14 angeschlossen ist, der seinerseits mit einem TWTA oder SSPA 16 gekoppelt ist, dessen Ausgang mit dem Systemausgang 17 verbunden ist.

Der Grad der Nichtlinearität von Feldeffekttransistoren ist unter anderem auch von der Temperatur des Transistors abhängig. Die Nichtlinearität jedes der Transistoren 30 und 32 hängt nicht nur von der am Gate G- anliegenden Spannung, sondern auch von der Temperatur des Transistors ab. Diese Nichtlinearität ist besonders unerwünscht, da typischerweise bei einem TWTA oder SSPA Temperaturschwankungen separat kompensiert werden. Um die unerwünschte Nichtlinearität auszugleichen, können in die Vorspannungsschaltung der Drainelektrode jedes der beiden Transistoren Thermistoren, mit dem eingekreisten Buchstaben T bezeichnet, eingeschaltet werden. Bei geeigneter Wahl des Thermistors kann die Drainvorspannung so bestimmt werden, daß im wesentlichen eine Kompensierung der temperaturbedingten Nichtlinearität erreicht wird.

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Bei der Schaltung nach Fig. 6 ist die Vorspannung am Gate G^ vom Transistor 32 nicht nur voreingestellt wie bei der Schaltung von Fig. 1, sondern wird in Abhängigkeit von der Eingangsspannung dynamisch eingestellt. Zu diesem Zweck ist ein Koppler 60 mit einem Kristalldetektor 62 verbunden, der das am Eingang 20 anliegende HF-Signal detektiert. Der Ausgang des Detektors 62 ist an einem Breitbandverstärker 64 angeschlossen. Der Ausgang des Verstärkers 64 ist an eine Widerstandsschaltung mit Widerständen 66 und 68 in der Vorspannungsschaltung für Gate des Transistors 32 angeschlossen. Man könnte mittels einer ähnlichen Schaltung auch die Vorspannung am Gate G>2 des Transistors 30 beeinflussen. Die Arbeitsweise der Schaltung nach Fig. 6 ist ähnlich der in Fig. 1 gezeigten Schaltung und wird durch Fig. 5 veranschaulicht, außer daß natürlich die Drainvorspannung für jeden der Transistoren 30 und 32 von der Temperatur der Transistoren und deshalb auch von der Temperatur der Thermistoren T abhängt und der Grad der Nichtlinearität des Transistors 32 nicht wie in Fig. 1 eine feste Größe ist, sondern von der Stärke des Eingangssignals am Anschluß 20 abhängt, welches mittels des Kristalldetektors 62 und des Verstärkers 64 in eine Spannung umgewandelt wird.

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Claims

Patentansprüche

1) Vorverzerrerschaltung zur Vorverzerrung eines Eingangssignals vor Zuführung zu einem Eingang (14) eines Leistungsverstärkers (16), wobei die von der Schaltung erzeugte Vorverzerrung nichtlineare Amplituden- und Phasenver-Zerrungen ausgleicht, die andernfalls infolge des Leistungsverstärkers im Signal auftreten würden, dadurchgekennze lehnet, daß zur Leistungsaufteilung des Eingangssignals in ein erstes und ein zweites Signal, die um 90° gegeneinander phasenverschoben sind, eine Aufteilungsschaltung (24) vorgesehen ist, an die ein erstes und ein zweites aktives nichtlineares Element (30, 32) angeschlossen sind, denen die beiden phasenverschobenen Signale entsprechend zugeführt und von ihnen verzerrt ^

werden, daß mit den beiden nichtlinearen Elementen eine Kombinationsschaltung (40) zur Phasenkombinierung der verzerrten phasenverschobenen Signale von den beiden aktiven nichtlinearen Elementen gekoppelt ist und daß die beiden aktiven nichtlinearen Elemente in Abhängigkeit von ihnen jeweils zugeführten Vorspannungen den Grad der von der Vorverzerrerschaltung erzeugten Verzerrung bestimmen.

2) VorverZerrerschaltung nach Anspruch 1, dadurch

gekennzeichnet, daß das erste und das zweite aktive nichtlineare Element jeweils einen ersten bzw. zweiten Doppelgate-Feldeffekttransistor (30 bzw. 3 2) enthalten, daß das erste und das zweite Signal von der Lexstungsauftexlungsschaltung jeweiligen Signalgates (G-) des ersten bzw. zweiten Transistors zugeführt werden, daß die Ausgänge (D) des ersten und zweiten Transistors jeweils mit Eingängen (AA,BB) der Signalkombinationsschaltung (40) verbunden sind und daß den Steuergates (G₂) des ersten und zweiten Transistors die jeweiligen Vorspannungen ^^VG2A' ^VG2B^ zugeführt werden.

3) Vorverzerrerschaltung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Lexstungsauftexlungsschaltung eine 90°-Hybridschaltung (24) ist.

4) VorverzerrerSchaltung nach Anspruch 2 oder 3, dadurch gekennzeichnet, daß die dem Steuergate (G₉) des ersten Feldeffekttransistors (30) zugeführte Vorspannung von der dem Steuergate des zweiten Feldeffekttransistors

(32) zugeführten Vorspannung verschieden ist.

5) Vorverzerrerschaltung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß einem Signalgate (G-) jedes der Feldeffekttransistoren (30,32) zugeführte Vorspannung einen vorgewählten Wert hat.

6) VorverzerrerSchaltung nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß die dem Signalgate (G.) des ersten Transistors (30) zugeführte Vorspannung von der dem Signalgate des zweiten Transistors (32) zugeführten Vorspan- nung verschieden ist.

7) Vorverzerrerschaltung nach einem der Ansprüche 2 bis 6, dadurch gekennzeichnet, daß dem Steuergate (G₂) eines der beiden Feldeffekttransistoren (30,32) eine zusätzliche Vorspannung zugeführt wird, die von einem veränderlichen Parameter abhängt.

8) Vorverzerrerschaltung nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, daß die zusätzliche Vorspannung von der Eingangssignalleistung abhängt.

9) Vorverzerrerschaltung nach einem der Ansprüche 2 bis 8, dadurch gekennzeichnet, daß in Reihe mit Source- und Drainanschlüssen der jeweiligen Transistoren (30,32) eine Vorspannungsschaltung (T) zur Einstellung der Spannung an demjenigen Source- bzw. Drainanschluß, der als Ausgang dient, in Abhängigkeit von dem veränderlichen Parameter geschaltet ist.

10) Vorverzerrerschaltung nach Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet, daß der veränderliche Parameter die Temperatur der Vorverzerrerschaltung ist.