DE3514052C2 - Anordnung zur Linearisierung eines Hochfrequenzverstärkers in einer aktiven Empfangsantenne - Google Patents

Description

Die Erfindung geht aus von einer Anordnung zur Linearisierung eines Hochfrequenzverstärkers in einer aktiven Empfangsantenne nach dem Oberbegriff des Anspruchs 1.

Eine derartige Anordnung ist bekannt aus der DE-OS 21 15 657. Die dort beschriebene aktive Unipol-Empfangsantenne besitzt einen Verstärker, bei dem ein Feldeffekttransitor mit seinem hochohmigen Eingang mit dem passiven Unipol verbunden ist und in dessen Source eine ge­ genkoppelnde Impedanz wirksam ist. Diese Gegenkopplung dient zur Linearisierung der Schaltung auf eine Weise, daß die Empfindlichkeit der Schaltung durch den Gegenkopplungs­ widerstand nicht beeinträchtigt wird. Die Linearitätseigenschaften dieser Schaltung werden je­ doch begrenzt durch die nichtlineare Strecke des Feldeffekttransistors zwischen der Gate- und der Drain-Elektrode. Insbesondere bringt die Nichtlinearität der zwischen Gate und Drain be­ findlichen inneren Transistorkapazität große Verzerrungen mit sich. Auch bei weiterer Ver­ größerung des Gegenkopplungswiderstandes läßt sich die Linearität über ein bestimmtes Maß hinaus nicht steigern. Bei vielen Antennenanwendungen insbesondere als aktive Breitbandan­ tenne, treten diese Nichtlinearitätserscheinungen in Form von Intermodulation und Kreuzmo­ dulation störend in Erscheinung.

Eine Anordnung der gleichen Art zur Linearisierung eines Hochfrequenzverstärkers in einer aktiven Empfangsantenne ist bekannt aus:
MEINKE, H. H. etal.: Störwirkungen von Fremdsendern bei Autoradios - insbesondere bei Verwendung elektronischer Autoantennen. In: Funkschau 1978, Heft 25, S. 1254/86 bis 1258/90.

Ferner sind Anordnungen zur Linearisierung ähnlicher Art bekannt aus:
DE-OS 21 66 898;
LINDENMEIER, H.: Aktive Autoatenne für Standardempfänger und elektronisch abstimmbare Empfänger. In: Rundfunktechn. Mitteilungen, Jahrg. 21 (1977), H. 6, S. 253 bis 260;
LINDENMEIER, H.: Kleinsignaleigenschaften und Empfindlichkeit einer aktiven Breitbandempfangsantenne mit großem Aussteuerbereich. In: ntz, Bd 30 (1977), Heft 1, S. 95 bis 99.

Auch für diese bekannten Anordnungen gelten die oben zur DE-OS 21 15 657 dargelegten Be­ schränkungen der Linearisierungsmöglichkeiten.

Mit dem Gegenstand des Anspruchs 1 soll die Aufgabe gelöst werden, eine gattungsgemäße Anordnung zur Linearisierung eines Hochfrequenzverstärkers in einer aktiven Empfangsan­ tenne derart weiterzubilden, daß ihre Linearität weiter verbessert wird, ohne daß dabei eine merkliche Verringerung der Empfindlichkeit auftritt. Diese Aufgabe wird bei einer gattungsgemäßen Anordnung erfindungsgemäß durch die im Kennzeichen des Anspruchs 1 angegebenen Merkmale gelöst.

Besondere Ausführungsarten und weitere Ausgestaltungen der Erfindung sind in den Unteran­ sprüchen angegeben.

Die mit der Erfindung erzielten Vorteile bestehen insbesondere darin, daß bei Hochfrequenz­ verstärkern in einer aktiven Empfangsantenne deren Linearität weiter verbessert werden kann, und zwar ohne dabei eine merkliche Verringerung der Empfindlichkeit der Antenne in Kauf nehmen zu müssen. Dadurch wird es möglich, die bekannten unerwünschten Folgen der Nichtlinearitäten in aktiven Empfangsantennen, nämlich Störungen durch Intermodulation und Kreuzmodulation, weitgehend zu vermeiden.

An Hand der nun folgenden Figuren wird die Erfindung erläutert. Im einzelnen stellen dar:

Fig. 1 Erläuterung der Wirkungsweise einer Anordnung nach der Erfindung.

Fig. 2 Ausführungsform einer Anordnung nach der Erfindung mit Bipolartransistor.

Fig. 3 Ausführungsform einer Anordnung nach der Erfindung mit Darlington-Schaltung.

Fig. 4 Ausführungsform einer Anordnung nach der Erfindung mit Feldeffekttransistor.

Fig. 5 Ausführungsform einer Anordnung nach der Erfindung mit Feldeffekttransistor in Sourcefolger-Schaltung mit einem Bipolartransistor.

Fig. 6 Ausführungsform einer Anordnung nach der Erfindung mit einem ersten dreipoligen verstärkenden elektronischen Element mit Feldeffekttransistor und Bipolartransistor.

Fig. 7 Ausführungsform einer Anordnung nach der Erfindung mit einem ersten dreipoligen verstärkenden elektronischen Element mit Bipolar-Darlingtonschaltung.

Fig. 8 Ausführungsform einer Anordnung nach der Erfindung mit einem ersten dreipoligen verstärkenden elektronischen Element mit Feldeffekttransistor und Bipolartransistoren.

Fig. 9 Ausführungsform einer Anordnung nach der Erfindung mit einer ersten weiterführen­ den Verstärkerschaltung.

Fig. 10 Ausführungsform einer Anordnung nach der Erfindung nach Fig. 9, jedoch mit ande­ rer Ausführung der ersten weiterführenden Verstärkerschaltung.

Fig. 11 Ausführungsform einer Anordnung nach der Erfindung mit einer ersten weiterführen­ den Verstärkerschaltung, die ebenso wie die Eingangsschaltung des Verstärkers eine eigene steuerbare elektronische Dreipolschaltung aufweist.

Fig. 12 Ausführungsform einer Anordnung nach der Erfindung wie Fig. 11, jedoch mit einer zweiten weiterführenden Verstärkerschaltung.

Fig. 13 Ausführungsform einer Anordnung nach der Erfindung für die Anwendung bei sym­ metrischen Empfangs-Dipolen.

Fig. 14 Auskopplung des Verstärkersignals bei einer Ausführungsform einer Anordnung nach der Erfindung.

Fig. 15 Ausführungsform einer Anordnung nach der Erfindung mit Zusatzschaltungen zur Vermeidung von Schwingungs-Instabilitäten.

Fig. 16a, b und c Ausführungsformen für eine Zusatzschaltung zur Vermeidung von Schwin­ gungs-Instabilitäten.

Fig. 17a, b und c Ausführungsformen für eine weitere Zusatzschaltung zur Vermeidung von Schwingungs-Instabilitäten.

Fig. 18a, b und c Ausführungsformen für eine weitere Zusatzschaltung zur Vermeidung von Schwingungs-Instabilitäten.

Aus Fig. 1 ist die Wirkungsweise einer erfindungsgemäßen Anordnung zur Linearisierung eines Hochfrequenzverstärkers in einer aktiven Empfangsantenne ersichtlich. Der passive An­ tennenteil ist durch eine Spannungsquelle E · h_eff und einem Antennenwiderstand Z _A darge­ stellt. Die Ausgangsanschlüsse des passiven Antennenteils sind mit 1 und 1′ bezeichnet und mit den Eingangsanschlüssen des Hochfrequenzverstärkers verbunden, der in der rechts von den Anschlüssen 1 und 1′ dargestellten viereckigen Umrahmung enthalten ist. Dieser Hochfre­ quenzverstärker weist ein erstes dreipoliges verstärkendes Element T1 auf, das in Fig. 1 als Feldeffekttransistor dargestellt ist. Der Steueranschluß ist mit dem einen Anschluß 1 des passi­ ven Antennenteils verbunden. In der hochfrequenzmäßigen Verbindung zwischen dem Quellen­ anschluß 2 dieses Feldeffekttransistors und dem zweiten Anschluß 1′ des passiven Anten­ nenteils ist eine gegenkoppelnde Impedanz aus Z ₁ wirksam. Diese kann entweder durch die Eingangsimpedanz einer etwaigen weiterführenden Verstärkerschaltung realisiert sein, oder aber durch die Lastimpedanz des Verstärkers gebildet werden. Der Feldeffekttransistor weist ferner einen Senkenanschluß 3 auf, an dem die Hochfrequenzspannung U _d liegt, während an dem Steueranschluß des Feldeffekttransistors die Spannung U _g anliegt. Beide Spannungen sind gegen den zweiten Anschluß 1′ des passiven Antennenteils gemessen.

Bei einer derartigen Anordnung treten nun die folgenden unerwünschten Erscheinungen auf:
Die nichtlineare Strecke zwischen den Klemmen 1 und 3 des in seinem Quellenzweig mit der Impedanz Z₁ gegengekoppelten Verstärkertransistors T1 bewirkt bei Unterschiedlichkeit der Spannungen U _d und U _g einen nichtlinearen Strom am Steueranschluß 1 des Transistors. Zu­ sammen mit der im allgemeinen hochohmigen Impedanz Z _A des passiven Unipols ergibt sich über die somit nichtlineare Eingangsimpedanz der Verstärkerschaltung ein nichtlinearer Span­ nungsteiler. Die Empfangsspannung E · heff des passiven Unipols erscheint somit um das Span­ nungsteilerverhältnis reduziert als Eingangsspannung U _g des Verstärkers, wobei diese Ein­ gangsspannung in Folge der Nichtlinearität dieses Spannungsteilers Verzerrungen aufweist und das System auch bei sehr großer Gegenkopplung Z₁ durch nichtlineare Effekte gestört ist.

Zusätzlich bewirkt die Aussteuerung der Strecke zwischen dem Steueranschluß 1 und dem Senkenanschluß 3 des verstärkenden Elements T1 eine nichtlineare Stromverstärkung zwischen dem Strom in der Steuerelektrode und dem in der Senkenelektrode.

Auf Grund dieser beiden Effekte kann bei Unterschiedlichkeit der Spannungen U _g und U _d auch bei vollkommener Gegenkopplung im Quellenzweig nur eine begrenzte Linearität erreicht werden.

Der Grundgedanke der Erfindung besteht nun darin, Maßnahmen zu ergreifen, die eine Nach­ führung des Potentials am Senkenanschluß 3 mit dem Potential des Steueranschlusses 1 bewir­ ken.

Hierzu sieht nun die Erfindung vor, daß zwischen dem Senkenanschluß 3 des ersten dreipoli­ gen Elementes T1 und dem zweiten Anschluß 1′ des passiven Antennenteils eine weitere steuer­ bare elektronische Dreipolschaltung 5 hochfrequenzmäßig geschaltet ist, deren Steueran­ schluß 6 mit einem Anschlußpunkt 7 im Verstärker hochfrequenzmäßig verbunden ist, so daß die Hochfrequenzspannung U _d zwischen dem Senkenanschluß 3 des ersten dreipoligen verstär­ kenden Elements T1 und dem zweiten Anschluß 1′ des passiven Antennenteils im wesentlichen gleich der Hochfrequenzspannung U _g zwischen dem Steueranschluß 1 des ersten dreipoligen verstärkenden Elements T1 und dem zweiten Anschluß 1′ des passiven Antennenteils ist. Das weiterführende Hochfrequenzsignal ist entweder aus dem Senkensignal oder aus dem Signal am Quellenanschluß des ersten dreipoligen verstärkenden Elements T1 zu bilden. Es versteht sich, daß hierzu ein geeigneter Anschlußpunkt 7 im Verstärker gewählt werden muß. Der An­ schlußpunkt 4 der steuerbaren Dreipolschaltung 5 wird an die den Senkenstrom liefernde Quelle angeschlossen und ist hochfrequenzmäßig mit dem Anschluß 1′ des passiven Anten­ nenteils verbunden.

Fig. 2 zeigt eine vorteilhafte einfache Realisierung einer Anordnung nach der Erfindung, bei der die weitere steuerbare elektronische Dreipolschaltung 5 als Bipolartransistor T5 ausgeführt ist. Hierzu ist seine niederohmige Emitterelektrode mit dem Senkenanschluß 3 des ersten ver­ stärkenden elektronischen Elements T1 verbunden. Der Steueranschluß 6 wird zum Zwecke der Erzeugung der Spannung U _d am Anschluß über Anschlußpunkt 7 mit der Quellenelektrode 2 des Transistors T1 verbunden. Der Kollektoranschluß von T5 wird über Anschlußpunkt 4 mit der Stromquelle verbunden. Die Spannung zwischen dem Quellenanschluß 2 und dem zweiten Anschluß der passiven Antenne 1′ ist bei hinreichendem Gegenkopplungsgrad nahezu gleich der Verstärkereingangsspannung U _g. Damit ist auch die Spannung zwischen dem An­ schluß 3 und dem zweiten Anschluß der Antenne 1′ durch die Emitterfolgerwirkung des Tran­ sistors T5 praktisch gleich der Spannung U _g am Verstärkereingang.

Diese eben geschilderte Ausführungsform des Erfindungsgegenstandes weist indes noch fol­ gende Nachteile auf:
Die Verbindung des Steueranschlusses 6 mit dem Quellenanschluß 2 des Transistors T1 be­ wirkt eine Belastung des Verstärkertransistors T1 parallel zur gegenkoppelnden Impedanz Z₁, die aus dem Eingangswiderstand einer weiterführenden Verstärkerschaltung oder durch die Lastimpedanz des Verstärkers gebildet ist. Die dadurch entstehende zusätzliche Belastung be­ wirkt eine Verminderung des Gegenkopplungsgrades im Verstärkertransistors T1, die bei nicht ausreichender Stromverstärkung des Bipolartransistors T5 zu einer nicht ausreichenden wirksamen Gegenkopplung im Transistor T1 führt.

Um diesen Nachteil zu vermeiden, wird der Bipolartransistor T5 der in Fig. 2 gezeigten Schaltung durch zwei Bipolartransistoren T5′ und T5′′ in Darlington-Schaltung ersetzt, wie dies in Fig. 3 dargestellt ist.

Auf ähnliche Weise kann, wie in Fig. 4 dargestellt, die Hochohmigkeit der weiteren steuerba­ ren elektronischen Dreipolschaltung 5 am Steuereingang 6 durch Verwendung eines Feld­ effekttransistors erzielt werden.

Bei dieser Ausgestaltung der Erfindung ist jedoch zu beachten, daß die Quellenimpedanz des Transistors am Anschlußpunkt 3 auf Grund der kleineren Steilheit von Feldeffekttransistoren insbesondere bei höheren Frequenzen möglicherweise nicht ausreichend niederohmig ist. In einer weiteren Ausgestaltung der Erfindung ist es deshalb sinnvoll, die weitere steuerbare elek­ tronische Dreipolschaltung 5, wie in Fig. 5 dargestellt, als eine Kombination von einem Feld­ effektransistor in Source-Folgerschaltung mit einem Bipolartransistor T5′′ auszuführen. Diese Schaltungskombination hat sowohl den Vorteil der Hochohmigkeit am Steueranschluß 6 als auch den Vorteil der Niederohmigkeit am Emitteranschluß 3 des durch die Kombination gebildeten Ersatztransistors. Damit werden die unvermeidbaren und bei höheren Frequenzen häufig vergleichsweise niederohmigen Kapazitäten zwischen dem Punkt 3 und dem zweiten Antennenanschluß 1′ unwirksam, da der hierfür nötige Strom von dem niederohmigen Emitteranschluß T5′′ geliefert wird. Auf diese Weise ist wiederum sichergestellt, daß die Spannung zwischen dem Anschluß 3 und 1′ der Spannung zwischen den Klemmen 1 und 1′ gleich ist.

Bei Antennen nach der Erfindung wird das erste dreipolige verstärkende Element T1 häufig als eine Kombination von einem Feldeffekttransistor T1′ in Source-Folgerschaltung und einem Bipolartransistor T1′′ in Emitterfolgerschaltung ausgeführt, wie es in Fig. 6 dargestellt ist. In diesem Fall ist es zweckmäßig, den Drainanschluß T1′ mit dem Kollektoran­ schluß des T1′′ am Anschluß 3 zusammenzuführen.

In Fig. 7 ist der Feldeffekttransistor T1′ der Fig. 6 durch einen Bipolartransistor ersetzt.

In Fig. 8 ist der Verstärkertransistor T1 durch eine Kette von drei Transistoren in Source-Fol­ ger- bzw. Emitterfolgerschaltung dargestellt. Die Drain- bzw. Kollektoranschlüsse werden sämtlich zum Anschluß 3 zusammengeführt. Die Stromquellen I₀₁, I₀₂ und I₀₃ sind Strom­ versorgungen für die Transistoren T1′, T1′′ und T1′′′. Diese Stromquellen werden auf an sich bekannte Weise entweder durch hochohmige Wirkwiderstände, hochohmige Induktivitäten oder vorzugsweise durch am Kollektor hochohmige Bipolartransistoren realisiert.

Die Fig. 9 zeigt eine Ausführungsform der Erfindung, bei der die gegenkoppelnde Impedanz Z₁ durch die Eingangsimpedanz einer ersten weiterführenden Verstärkerschaltung 8 gebildet ist. Diese besteht aus einem im Emitter mit einer Impedanz Z₂ gegengekoppelten bipolaren Transistor T2 und der Anschlußpunkt 7 im Verstärker ist der Emitteranschluß dieses bipolaren Transistors T2. Der Transistor T2 ist in Emitterfolgerschaltung mit seinem Steueranschluß mit dem Quellenanschluß des ersten dreipoligen verstärkenden Elements T1 verbunden und liefert somit an seinem verhältnismäßig niederohmigen Emitterausgang zwischen dem Punkt 7 und 1′ die gleiche Spannung, die zwischen den Punkten 1 und 1′ vorliegt. Infolge der Niederohmig­ keit am Punkt 7 kann deshalb in dieser vorteilhaften Ausgestaltung der Erfindung die weitere steuerbare elektronische Dreipolschaltung 5 als eine Verstärkerschaltung mit nicht zu hoch­ ohmiger Eingangsimpedanz realisiert werden. Als vorteilhaft einfache Ausführungsform bietet sich die Anwendung eines Bipolartransistors an.

Fig. 10 zeigt eine vorteilhafte Ausführungsform, bei der der Transistor T2 in Fig. 9 durch eine Darlington-Schaltung T2′ und T2′′ ersetzt ist. Hierbei wird die vergleichsweise hohe Belastung des Feldeffekttransistors T1 am Source-Ausgang 2 in Fig. 9 durch die höhere Ein­ gangsimpedanz Z₁ an der gleichen Stelle in Fig. 10 herabgesetzt. Damit ist der Gegenkopp­ lungsgrad des Transistors T1 hinreichend groß und die erfindungsgemäße Maßnahme mit Hilfe der Schaltung 5 kann im Transistor T1 voll wirksam werden.

Bei Schaltungen, wie in Fig. 9 und Fig. 10, wird die Spannung für den Steueranschluß 6 über weitere Transistorstufen T2 bzw. T2′ und T2′′ gewonnen. Dies führt bei Anwendungen in hö­ heren Frequenzbereichen zu einer unvermeidbaren Phasendrehung zwischen der Spannung am Anschluß 3 und am Anschluß 1 des Transistors T1. Durch diese Phasendrehung wird bewirkt, daß die Spannung am Anschlußpunkt 3 des Transistors T1 nicht mehr der Spannung am Punkt 1 entspricht und sich die mit der Erfindung erstrebte Wirkung nicht mehr voll einstellt.

In einer vorteilhaften Weiterführung der Erfindung wird deshalb die erfindungsgemäße Maß­ nahme in jedem Senkenanschluß der Verstärkertransistoren T1 und T2 in Fig. 11 getrennt realisiert. Zu diesem Zweck ist, vgl. Fig. 11, in dem Senkenzweig des Transistors T2 eine dritte steuerbare elektronische Dreipolschaltung 9 eingebracht. Deren Steueranschluß 10 ist mit einem Anschlußpunkt 11 in der ersten weiterführenden Verstärkerschaltung 8 hochfrequenz­ mäßig verbunden. Punkt 11 steht mit dem Emitter des Transistors T2 in Verbindung. Dadurch wird bewirkt, daß die Spannung am Kollektor des Transistors T1 etwa gleich der Spannung an der Basis dieses Transistors ist und gleichermaßen wird sichergestellt, daß die Spannung U _k2 am Kollektor des Transistors gleich der Spannung U _b2 an der Basis des Transistors T2 ist.

In Fig. 11 sind auch die beiden Ausgänge A1 und A2 eingezeichnet, an denen wahlweise die Signalauskopplung erfolgen kann. Diese beiden Auskopplungsmöglichkeiten sind auch in Fig. 14, welche eine Anordnung gemäß Fig. 6 zeigt, eingezeichnet. Die Auskopplung am Ausgang A2 soll an Hand dieser Fig. 14 erläutert werden. Die weitere steuerbare elektronische Dreipol­ schaltung 5 wird in ihrem Hauptzweig vom Quellenstrom des Transistors T1 durchflossen. Bei Realisierung dieser Schaltung als Bipolartransistor bzw. Feldeffekttransistor oder einer ähnli­ chen Kumulation von Transistoren, wie sie in dem vorhergehenden Beispiel gezeigt wurde, ist diese Schaltung am Anschlußpunkt 4 hochohmig. Deshalb kann zwischen dem Kollektor des Ersatztransistors und dem den Senkenstrom liefernden Anschluß 4 ein Arbeitswiderstand geschaltet werden, an dem die Ausgangsspannung abgegriffen werden kann. Selbstverständlich kann dieser Arbeitswiderstand auch durch den Eingangswiderstand eines Transformators oder einer weiterführenden Verstärkerschaltung realisiert werden.

Das in Fig. 11 erläuterte Prinzip wird in einer weiteren Ausgestaltung der Erfindung in Fig. 12 durch Anwendung einer zweiten weiterführenden Verstärkerschaltung 12 fortgesetzt. Die Schaltung 12 besteht aus einem am Emitter mit einer Impedanz Z₃ gegengekoppelten Bipolartransistor T3, zwischen dessen Kollektoranschluß 16 und dem zweiten Anschluß 1′ pas­ siven Antennenteils eine vierte steuerbare elektronische Dreipolschaltung 13 hochfrequenz­ mäßig geschaltet ist. Der Steueranschluß 14 dieser vierten steuerbaren Schaltung 13 ist mit einem Anschlußpunkt 15 in der zweiten weiterführenden Verstärkerschaltung hochfrequenz­ mäßig verbunden, so daß auch hier, wie bereits in der Eingangsschaltung des Verstärkers und in der ersten weiterführenden Verstärkerschaltung 12, der angestrebte Schutz vor Nichtli­ nearitäten der Gate-Drain- Strecke erreicht wird.

Vielfach werden aktive Breitbandantennen als symmetrische Dipolantennen ausgeführt. In einem solchen Fall müssen die Eingangsschaltungen des Verstärkers und die eventuellen weiter­ führenden Verstärkerschaltungen der bislang behandelten Ausführungsform jeweils symme­ trisch ergänzt werden. Ein solches Beispiel ist in Fig. 13 ersichtlich. Bei diesem Beispiel wird das Ausgangssignal an den Kollektoren der dritten steuerbaren elektronischen Dreipolschaltung 9 mit Hilfe eines Transformators ausgekoppelt. Die Auskopplungsart erfolgt somit entspre­ chend den Ausgängen A2 in den Fig. 11, 12 und 14. Z₂ in Fig. 13 stellt die Gegenkopp­ lungsimpedanz in jedem der Bipolartransistoren T2′ und T2 dar. Die Spannungsnachführungen gemäß der Erfindung erfolgen mit Hilfe der Transistorschaltungen 9 und 5. I₀₁, I₀₂ und I₀₁_′ sind hochfrequenzmäßig hochohmige Gleichstromquellen, die auf an sich bekannte Weise re­ alisiert werden können.

Wird die Erfindung bei Breitbandantennen mit sehr hohen Grenzfrequenzen angewendet, so ist es vielfach notwendig, stabilisierende Maßnahmen vorzusehen, um unerwünschte, auf Grund der erfindungsgemäßen Spannungsnachführung entstehende Oszillationen zu vermeiden. Dies geschieht in einer vorteilhaften Weiterführung der Erfindung durch die Schaltungen 17, 18 und 19 in Fig. 15.

Vielfach ist es notwendig, die Schaltung 17, die zwischen dem Anschlußpunkt 7 und dem Steueranschluß 6 der weiteren steuerbaren elektronischen Dreipolschaltung 5 liegt, als Schal­ tung mit Tiefpaßcharakter auszuführen. Dies geschieht beispielsweise durch Schaltungen, wie sie in den Fig. 16a, 16b und 16c gezeigt sind. Diese Schaltungen weisen einen Serienwi­ derstand mit Serieninduktivität bzw. einen Serienwiderstand mit Parallelkapazität bzw. einen Serienwiderstand mit Parallelkapazität nach Masse und einem dazu in Serie geschalteten Wi­ derstand auf.

Ausführungsformen für die Schaltung 18 sind in den Fig. 17a, 17b und 17c dargestellt. Dabei besteht die gegenkoppelnde Impedanz Z₁ jeweils aus der Parallelschaltung einer den Gleichstrom einprägenden Transistorschaltung T_e mit Emittergegenkopplungswiderstand R_e und der Parallelimpedanz Z₂. Z₂ kann auch durch die Eingangsimpedanz der weiterführenden Verstärkerschaltung oder durch die Lastimpedanz des Verstärkers gebildet sein. Zur Vermei­ dung von Instabilitäten der Verstärkerschaltung ist an den Kollektor der Transistorschaltung T_e eine Dämpfungsschaltung 20 mit Tiefpaßcharakter in Serie eingefügt. Diese Dämpfungsschal­ tung kann ein Serienwiderstand (Fig. 17a), ein Serienwiderstand mit Induktivität (Fig. 17b) oder nur eine Induktivität (Fig. 17c) sein.

Fig. 18 zeigt schließlich ein Ausführungsbeispiel für die Stabilisierungsschaltung 19 am Ver­ stärkereingang. Demnach kann die Schaltung 19 in Fig. 15 als Parallelkapazität (Fig. 18a), als Serienwiderstand (Fig. 18b) oder als Serienwiderstand mit Parallelkapazität (Fig. 18c) ausge­ führt sein.

Claims (26)

1. Anordnung zur Linearisierung eines Hochfrequenzverstärkers in einer aktiven Empfangsan­ tenne, bei der die Ausgangsanschlüsse des passiven Antennenteils mit den Eingangsanschlüssen des Hochfrequenzverstärkers verbunden sind und die Eingangsschaltung des Verstärkers ein erstes dreipoliges verstärkendes Element (T1) enthält, dessen Steueranschluß mit dem einen Anschluß des passiven Antennenteils verbunden ist, wobei ferner in der hochfrequenzmäßigen Verbindung zwischen dem Quellenanschluß des dreipoligen verstärkenden Elements (T1) und dem zweiten Anschluß des passiven Antennenteils (1′) eine linearisierende gegenkoppelnde Impedanz wirksam ist, die durch die Eingangsimpedanz einer weiterführenden Verstärkerschaltung oder durch die Lastimpedanz des Verstärkers gebildet ist, dadurch gekennzeichnet, daß zwischen dem Senkenanschluß (3) des ersten dreipoligen Elements (T1) und dem zweiten An­ schluß (1′) des passiven Antennenteils eine weitere steuerbare elektronische Dreipolschaltung (5) hochfrequenzmäßig geschaltet ist, deren Steueranschluß (6) mit einem Anschlußpunkt (7) im Verstärker hochfrequenzmäßig verbunden ist, so daß die Hochfrequenzspannung (U _d) zwi­ schen dem Senkenanschluß (3) des ersten dreipoligen verstärkenden Elements (T1) und dem zweiten Anschluß (1′) des passiven Antennenteils im wesentlichen gleich der Hochfrequenz­ spannung (U _g) zwischen dem Steueranschluß (1) des ersten dreipoligen verstärkenden Ele­ ments (T1) und dem zweiten Anschluß (1′) des passiven Antennenteils ist, und daß das weiter­ führende Hochfrequenzsignal entweder aus dem Senkenteil oder aus dem Signal am Quel­ lenanschluß (2) des ersten dreipoligen verstärkenden Elements (T1) gebildet ist.

2. Anordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die weitere elektronische Dreipolschaltung (5) durch ein zweites dreipoliges verstärkendes elektronisches Element gebildet ist.

3. Anordnung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß das zweite dreipolige verstärkende Element (5) durch einen Bipolartransistor (T5) gebildet ist, dessen Kollektor mit dem den Senkenstrom liefernden Anschluß (4) und des­ sen Emitter mit dem Senkenanschluß (3) des ersten dreipoligen Elements (T1) verbunden ist und dessen Basis den Steueranschluß (6) bildet (Fig. 2).

4. Anordnung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß das zweite dreipolige verstärkende elektronische Element (5) durch zwei oder mehrere Bipo­ lartransistoren (T5′, T5′′) in Darlingtonschaltung gebildet ist (Fig. 3).

5. Anordnung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß das zweite dreipolige verstärkende elektronische Element (5) durch einen Feldeffekttransistor gebildet ist, dessen Gate-Anschluß der Steueranschluß (6) des zweiten dreipoligen ver­ stärkenden elektronischen Elements (5) ist (Fig. 4).

6. Anordnung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß das zweite dreipolige verstärkende elektronische Element (5) durch einen Feldeffekttransistor in Source-Folgerschaltung mit nachgeschalteter Emitterfolgerschaltung (T5′′) gebildet ist, wobei als Steueranschluß des zweiten dreipoligen verstärkenden Elements (5) der Gate-An­ schluß des Feldeffektransistors als dessen Quellenanschluß der Emitteranschluß des Bi­ polartransistors (T5′′) und als dessen Senkenanschluß die Zusammenschaltung des Drain-An­ schlusses des Feldeffektransistors und des Kollektoranschlusses des Bipolartransistors (T5′′) dient (Fig. 5).

7. Anordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 6, dadurch gekennzeichnet, daß der Anschlußpunkt (7) im Verstärker der Quellenanschluß (2) des ersten dreipoligen verstär­ kenden elektronischen Elements (T1) ist.

8. Anordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 6, wobei die gegenkoppelnde Impedanz (Z₁) durch die Eingangsimpedanz einer ersten weiterführenden Verstärkerschaltung (8) gebildet ist, dadurch gekennzeichnet, daß die erste weiterführende Verstärkerschaltung (8) aus einem im Emitter mit einer Impedanz (Z₂) gegengekoppelten Bipolartransistor (T2) besteht und der Anschlußpunkt (7) im Verstärker der Emitteranschluß dieses Transistors ist (Fig. 9).

9. Anordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 6, wobei die gegenkoppelnde Impedanz (Z₁) durch die Eingangsimpedanz einer ersten weiterführenden Verstärkerschaltung (8) gebildet ist, dadurch gekennzeichnet, daß die erste weiterführende Verstärkerschaltung (8) aus einer Darlingtonschaltung (T2′, T2′′) besteht, die im Emitter des zweiten Transistor (T2′′) der Darlingtonschaltung mit einer Impe­ danz (Z₂) gegengekoppelt ist, und der Anschlußpunkt (7) im Verstärker der Emitteranschluß des zweiten Transistors (T2′′) der Darlingtonschaltung ist (Fig. 10).

10. Anordnung nach Anspruch 7, wobei die gegenkoppelnde Impedanz (Z₁) durch die Ein­ gangsimpedanz einer ersten weiterführenden Verstärkerschaltung (8) gebildet ist, dadurch gekennzeichnet, daß die erste weiterführende Verstärkerschaltung (8) aus einem im Emitter mit einer Impedanz (Z₂), die durch die Eingangsimpedanz einer zweiten weiterführenden Verstärkerschaltung oder durch die Lastimpedanz des Verstärkers gebildet ist, gegengekoppelten Bipolartransistor (T2) besteht, zwischen dessen Kollektoranschluß und dem zweiten Anschluß (1′) des passiven An­ tennenteils eine dritte steuerbare elektronische Dreipolschaltung (9) hochfrequenzmäßig ge­ schaltet ist, deren Steueranschluß (10) mit einem Anschlußpunkt (11) in der ersten weiterfüh­ renden Verstärkerschaltung (8) hochfrequenzmäßig verbunden ist, so daß die Hochfrequenz­ spannung (U _k2) zwischen dem Kollektoranschluß des gegengekoppelten Bipolartransistors (T2) und dem zweiten Anschluß (1′) des passiven Antennenteils im wesentlichen gleich der Hoch­ frequenzspannung (U _b2) zwischen dem Basisanschluß des gegengekoppelten Bipolartransistors (T2) der ersten weiterführenden Verstärkerschaltung (8) und dem zweiten Anschluß (1′) des passiven Anten­ nenteils ist (Fig. 11).

11. Anordnung nach Anspruch 7, wobei die gegenkoppelnde Impedanz (Z₁) durch die Ein­ gangsimpedanz einer ersten weiterführenden Verstärkerschaltung (8) gebildet ist, dadurch gekennzeichnet, daß die erste weiterführende Verstärkerschaltung (8) aus einer Darlington-Schaltung (T2′, T2′′) besteht, die im Emitter des zweiten Transistors (T2′′) der Darlington-Schaltung mit einer Im­ pedanz (Z₂), die durch die Eingangsimpedanz einer zweiten weiterführenden Verstärkerschal­ tung oder durch die Lastimpedanz des Verstärkers gebildet ist, gegengekoppelt ist, daß zwi­ schen den zusammengeschalteten Kollektoranschlüssen der Darlington- Schaltung (T2′, T2′′) und dem zweiten Anschluß (1′) des passiven Antennenteils eine dritte steuerbare elektronische Dreipolschaltung (9) hochfrequenzmäßig geschaltet ist, deren Steuer­ anschluß (10) mit einem Anschlußpunkt (11) in der ersten weiterführenden Verstärkerschaltung (8) hochfrequenzmäßig verbunden ist, so daß die Hochfrequenzspannung (U _k2) zwischen den zusammengefaßten Kollektoranschlüssen der Darlington-Schaltung (T2′, T2′′) und dem zweiten Anschluß (1′) des passiven Antennenteils im wesentlichen gleich der Hochfrequenzspannung (U _b2) zwischen dem Basisanschluß (2) des ersten Transistors (T2′) der Darlington-Schaltung (T2′, T2′′) und dem zweiten Anschluß (1′) des passiven Antennenteils ist.

12. Anordnung nach Anspruch 10, dadurch gekennzeichnet, daß der Anschlußpunkt (11) in der ersten weiterführenden Verstärkerschaltung der Emitteranschluß des gegengekoppelten Bipolartransistors (T2) der ersten weiterführenden Verstärkerschaltung (8) ist (Fig. 11).

13. Anordnung nach Anspruch 11, dadurch gekennzeichnet, daß der Anschlußpunkt (11) in der ersten weiterführenden Verstärkerschaltung der Emitteranschluß des zweiten Transistors (T2′′) der Darlington-Schaltung (T2′, T2′′) der ersten weiterführenden Verstärkerschaltung (8) ist.

14. Anordnung nach einem der Ansprüche 10 bis 13, dadurch gekennzeichnet, daß die dritte steuerbare elektronische Dreipolschaltung (9) durch ein dreipoliges verstärkendes elektronisches Element gebildet ist (Fig. 11).

15. Anordnung nach Anspruch 14, dadurch gekennzeichnet, daß die dritte steuerbare elektronische Dreipolschaltung (9) durch einen Bipolartransistor gebildet ist (Fig. 11).

16. Anordnung nach Anspruch 14, dadurch gekennzeichnet, daß die dritte steuerbare elektronische Dreipolschaltung (9) durch zwei oder mehr Bipolartransisto­ ren in Darlingtonschaltung gebildet ist.

17. Anordnung nach Anspruch 14, dadurch gekennzeichnet, daß die dritte steuerbare elektronische Dreipolschaltung (9) durch einen Feldeffekttransistor gebil­ det ist.

18. Anordnung nach Anspruch 14, dadurch gekennzeichnet, daß die dritte steuerbare elektronische Dreipolschaltung (9) durch einen Feldeffekttransistor in Source-Folgerschaltung mit einem nachgeschalteten Bipolartransistor in Emitterfolgerschaltung gebildet ist.

19. Anordnung nach einem der Ansprüche 10 bis 18, wobei die gegenkoppelnde Impedanz (Z₂) der ersten weiterführenden Verstärkerschaltung (8) durch die Eingangsimpedanz einer zweiten weiterführenden Verstärkerschaltung (12) gebildet ist, dadurch gekennzeichnet, daß die zweite weiterführende Verstärkerschaltung (12) aus einem im Emitter mit einer Impedanz (Z₃) gegengekoppelten Bipolartransistor (T3) besteht (Fig. 12).

20. Anordnung nach Anspruch 19, dadurch gekennzeichnet, daß zwischen dem Kollektoranschluß des im Emitter mit einer Impedanz (Z₃), die durch die Ein­ gangsimpedanz einer dritten weiterführenden Verstärkerschaltung oder durch die Lastimpedanz des Verstärkers gebildet ist, gegengekoppelten Bipolartransistors (T3) der zweiten weiterfüh­ renden Verstärkerschaltung (12) und dem zweiten Anschluß (1′) des passiven Antennenteils eine vierte steuerbare elektronische Dreipolschaltung (13) hochfrequenzmäßig geschaltet ist, deren Steueranschluß (14) mit einem Anschlußpunkt (15) in der zweiten weiterführenden Ver­ stärkerschaltung hochfrequenzmäßig verbunden ist, so daß die Hochfrequenzspannung (U _k3) zwischen dem Kollektoranschluß des gegengekoppelten Bipolartransistors (T3) und dem zwei­ ten Anschluß (1′) der Antenne im wesentlichen gleich der Hochfrequenzspannung (U _b3) zwi­ schen dem Basisanschluß des gegengekoppelten Bipolartransistors (T3) und dem zweiten An­ schluß (1′) des passiven Antennenteils ist (Fig. 12).

21. Anordnung nach Anspruch 20, dadurch gekennzeichnet, daß der Anschlußpunkt (15) in der zweiten weiterführenden Verstärkerschaltung (12) der Emitter­ anschluß des gegengekoppelten Bipolartransistors (T3) der zweiten weiterführenden Verstär­ kerschaltung (12) ist.

22. Anordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 21, dadurch gekennzeichnet, daß die Signalauskopplung im Kollektorstromkreis der in der Signalflußkette am Ende des Hoch­ frequenzverstärkers liegenden steuerbaren elektronischen Dreipolschaltung (5 in Fig. 14, 9 in Fig. 11 und 13, 13 in Fig. 12) erfolgt.

23. Anordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 22, dadurch gekennzeichnet, daß sie durch eine schaltplanmäßig spiegelsymmetrische gleiche Anordnung für die Anwendung in aktiven Empfangsdipolen ergänzt ist (Fig. 13).

24. Anordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 23, dadurch gekennzeichnet, daß zwischen dem Steueranschluß (6) der steuerbaren elektronischen Dreipolschaltung (5) in der Eingangsschaltung des Verstärkers und dem mit diesem Steueranschluß (6) verbundenen An­ schlußpunkt (7) im Verstärker eine Dämpfungsschaltung (17) mit Tiefpaßcharakter geschaltet ist (Fig. 15, Fig. 16a, b, c).

25. Anordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 24, dadurch gekennzeichnet, daß der gegenkoppelnden Impedanz (Z₁) in der Eingangsschaltung des Verstärkers eine den Gleichstrom einprägende Transistorschaltung (T_e) mit Emittergegenkopplungswiderstand (R_e) parallel geschaltet ist, an deren Kollektor eine Dämpfungsschaltung (20) mit Tiefpaßcharakter in Serie eingefügt ist (Fig. 17a, b, c).

26. Anordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 25, dadurch gekennzeichnet, daß zwischen dem passiven Antennenteil mit seinen Anschlüssen (1, 1′) und dem Hochfrequenzverstär­ ker eine Dämpfungsschaltung (19) mit Tiefpaßcharakter eingefügt ist (Fig. 15, Fig. 18a, b, c).