DE69115342T2 - Hochfrequenzhalbleiterleistungsverstärker mit verbessertem Wirkungsgrad und reduzierten Verzerrungen - Google Patents

Hochfrequenzhalbleiterleistungsverstärker mit verbessertem Wirkungsgrad und reduzierten Verzerrungen

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DE69115342T2
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Description

  • Die Erfindung bezieht sich im allgemeinen auf Radiofrequenz- (RF)-Leistungsverstärker (PA), und insbesondere bezieht sich die Erfindung auf ein Halbleiterbauteil, welches bei der RF- Leistungsverstärkung verwendet wird und welches eine verbesserte Betriebseffizienz und eine verringerte Signalverzerrung aufweist.
  • Leistungsverstärker (PAs) werden verwendet, wenn die Effizienz und die Leistungsausgabe einer Verstärkungsschaltung die wichtigen Punkte sind. Die verschiedenen Typen von PAs sind durch ihre Betriebsklassen gekennzeichnet, d.h. die Klassen A, B, C, D, E, F, G, H und S. Mit Ausnahme der Klasse A unterscheiden sich all diese Verstärkertypen von Klein-Signalverstärkern durch ihre Schaltungskonfigurationen, ihre Betriebsverfahren oder durch beides. Es gibt keine scharfe Trennlinie zwischen Kleinsignal- und Klasse A-Leistungsverstärkern; die Auswahl der Bezeichnung hängt von der Ansicht des Gestalters ab.
  • Klasse-A-Festkörper-Leistungsverstärker sind in der Lage, eine hochlineare Verstärkung vorzusehen. Sie werden jedoch aufgrund der sehr geringen Leistungseffizienz bei extrem hochleistungsfähigen Sendern (größer als 1 KW) als kostenaufwendig betrachtet. Als Ergebnis daraus ist beispielsweise die TV-Senderindustrie dazu gedrängt worden, große Röhren- oder Klystron-Verstärker zu verwenden, welche eine Aufwärmzeit erfordern, schmalbandig sind und im Vergleich zu Klasse-AB-Halbleiterleistungsverstärkern sehr ineffizient sind. Die Klasse-AB-Halbleiterleistungsverstärker weisen nicht die hohe Linearität und die geringen Verzerrungsergebnisse auf, welche die Klasse-A- Halbleiterleistungsverstärker aufweisen. Die Leistung, welche sie vorsehen können, ist jedoch ungefähr 3-5 mal größer, und ihre Effizienz ist weitaus besser. Ein Halbleiterbauteil in einem Klasse-A-Leistungsverstärker ist immer voll vorgespannt, was bedeutet, daß im Falle eines sichtbaren TV-Signals, es den gleichen Strom ziehen wird, unabhängig davon, ob es ein vollständig schwarzes Signal (höchste Durchschnittsleistung) oder ein vollständig weißes Signal (geringste Durchschnittsleistung) verstärkt. Der Transistor in einem Klasse-AB-Leistungsverstärker ist derart vorgespannt, daß er nur geringfügig an ist. Er wird im Verhältnis dazu, wie er betrieben wird, Strom ziehen. Wenn der Verstärker die höchste Durchschnittsleistung sendet, das vollständig schwarze Signal, wird er den erforderlichen Strom ziehen, der zum Abgeben der vollen Leistung erforderlich ist. Beim Senden eines Signals, welches eine geringere Durchschnittsleistung aufweist (normales TV-Farbmuster oder ein ganz weißes Signal), wird eine beträchtlich geringere Strommenge gezogen. Die Verwendung von Halbleitertransistoren bei Klasse-AB-Leistungsverstärkern, welche im allgemeinen effizienter sind als Röhren- oder Klystronverstärker, verbessert die Gesamteffizienz eines Fernsehsenders und senkt die Betriebskosten deutlich.
  • Leistungsverstärker, welche mit Leistungs-Halbleiterbauteilen aufgebaut sind, die mit einer derart eingestellten Vorspannung arbeiten, daß sie in der sogenannten Klasse AB arbeiten, weisen Amplituden- und Phasennichtlinearitäten auf, welche korriqiert werden müssen, wenn die Ausgabe die Eingabe mit großer Wiedergabetreue wiedergeben soll. Diese Nichtlinearitäten führen zur Erzeugung ungewollter Signale am Ausgang, welche unterdrückt werden müssen.
  • Da die Bandbreite eines typischen RF-Signals (wie z.B. eines sichtbaren Fernsehsignals) gewöhnlicherweise ein kleiner Bruchteil der Trägerfrequenz ist, können die ungewollten Signale am Ausgang des Leistungsverstärkers in drei Kategorien eingeteilt werden. Die Figur 1 zeigt die Beziehung dieser Signale zu dem gewünschten Signal, welches in diesen Fall aus zwei Tönen mit gleicher Amplitude bei Frequenzen fc ± fm besteht. Eine Nichtlinearität des Verstärkers erzeugt zwei Typen ungewollter Signale, welche Harmonische und Zwischenmodulationsverzerrungs (IMD) Ergebnisse genannt werden. Die IMD-Ergebnisse (in Figur 1 als dritte, fünfte, siebte und neunte Ordnungen bezeichnet) treten nahe der Trägerfrequenz auf. Sie verursachen eine Verzerrung des empfangenen Signals und/oder eine Interferenz mit einem benachbarten Kanal. Weitere ungewollte Signale umfassen parasitäre und subharmonische Oszillationen und Mischergebnisse; sie werden als Störergebnisse oder einfach als "Störanteile" bezeichnet. Bei einem RF-PA können die Harmonischen und einige der Störergebnisse durch Filter entfernt werden; die erzeugten IMDs müssen jedoch einen annehmbar niederen Pegel aufweisen. Eine Phasenverzerrung (in Klasse-AB-Verstärkern, welche bipolare Transistoren verwenden, vorherrschender) verursacht jedoch eine ungleichmäßige Amplitude der IMD-Ergebnisse, wie in Figur 2 gezeigt.
  • Eine vorhandene Technik zum Bearbeiten einer Amplituden- und Phasen-Verzerrung bei Leistungs-RF-Verstärkern, welche in der Klasse AB arbeiten, ist das Vorverzerren des Eingangssignals, um die im Endverstärker eingeführte Verzerrung zu kompensieren, durch die Verwendung eines Vorbereitungs-Verstärkers. Es gibt bei dieser Technik jedoch eine Beschränkung. Das Erfordernis der Amplitudenlinearität ist aus der Figur 1 offensichtlich, das Erfordernis der Phasenlinearität ist jedoch nicht so offensichtlich. Es kann sich selbst beispielsweise in Leistungsverstärkern zuni Verarbeiten von Fernsehsignalen manifestieren. Wenn das Bild sich von schwarz auf weiß oder umgekehrt ändert, gibt es typischerweise eine 10 dB Veränderung der übertragenen Leistung; wenn sich die Einfügungsphase um mehr als 1º ändert, verursacht dies eine "Störung" um die Ränder des weißen Bildes herum, was zu einer schlechten visuellen Qualität führt. Somit besteht das Erfordernis für ein Verfahren zum Verbessern der Linearität, der Effizienz und der Stabilität bei Halbleitertransistoren, welche in Klasse-AB-Leistungsverstärkern verwendet werden.
  • Das US-Patent Nr. 3482152 offenbart ein Halbleiterbauteil umfassend einen FET, in welchem die Kapazität zwischen dem Gate und dem Drain durch Vorsehen einer vergrabenen Schicht in dem Halbleitermaterial verringert wird, um die Drainelektrode von dem der Gateelektrode zugeordneten Halbleitermaterial abzuschirmen. Die vergrabene Schicht ist mit der Source-Elektrode verbunden und sieht eine zusätzliche Kapazität zwischen der Source und dem Gate vor. Die leitfähige Abschirmungsschicht dient zum Verringern der kapazitiven Rückkopplung zwischen dem Drain und dem Gate, wodurch die Zunahme des Verstärkers bei hohen Frequenzen verbessert wird.
  • Elektronic Letters, Ausgabe 26, Nr. 7, März 1990, Stevenage GB, Seiten 441-442: K Sekine et al.: "UHF Band High-Efficiency Linear Power Amplifier for Mobile Communication Satellites", offenbart einen harmonisch gesteuerten Leistungsverstärker, umfassend einen Si-MOSFET, umfassend eine Eingangsanpassungsschaltung, welche aus Chip-Kondensatoren zusammengesetzt ist, umfassend einen effektiv zwischen die Source und das Gate geschalteten Kondensator, und eine Widerstands-Mikrostreifen- Leitung. Die Gate-Vorspannung ist optimiert, um die Zwischenmodulationsstörung ohne eine gesenkte Leistungseffizienz zu minimieren.
  • Eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist ein Halbleiter- RF-Leistungsbauteil mit verbesserter Effizienz.
  • Eine Aufgabe einer Ausführungsform der Erfindung ist ein Halbleiter-RF-Leistungsbauteil mit verringerter Zwischenmodulationsverzerrung.
  • Eine weitere Aufgabe einer Ausführungsform der Erfindung ist ein RF-Leistungsbauteil mit einer geringeren Bauteil-Eingangsimpedanz.
  • Gemäß der vorliegenden Erfindung ist ein RF-Leistungsbauteil vorgesehen, umfassend einen Transistor mit einer Source, einem Drain und einem Gate, erste Mittel zum Anlegen eines Eingangssignals zwischen dem Gate und der Source, und umfassend Leitungsdrähte mit einer Induktivität, zweite Mittel zum Empfangen eines Ausgangssignals zwischen der Source und dem Drain, und einen Kondensator, welcher zwischen das Gate und die Source geschaltet ist, wobei der Kondensator nicht-lineare Variationen einer parasitären Kapazität zwischen dem Gate und dem Drain überdeckt, dadurch gekennzeichnet, daß der Transistor einen MOS-Transistor umfaßt, und daß der Kondensator und die Induktivität eine Eingangsresonanzfrequenz des Bauteils oberhalb der Grundfrequenz des Eingangssignals und nahe der ersten Harmonischen der Grundfrequenz festlegen.
  • In einer bevorzugten Ausführungsform weist ein DMOS-Leistungs- Feldeffekttransistor einen Eingang auf, welcher zwischen das Gate und die Source des Bauteils geschaltet ist, und weist einen Ausgang auf, welcher zwischen das Drain und die Source geschaltet ist. Die Source ist vorzugsweise auf Grundpotential. Eingangsleitungen zum Gate sehen eine Eingangsimpedanz vor, und ein diskreter Kondensator ist zwischen die Eingangsleitungen und die Source geschaltet. Der Wert der Kapazität und die Induktivität sind derart ausgewählt, daß die Eingangsresonanzfrequenz des Bauteils oberhalb der Grundfrequenz jedoch unterhalb der ersten Harmonischen der Betriebsfrequenz liegt. Diese Resonanz wird für jede spezifische Anwendung eingestellt. Ferner überdeckt der Wert des Kondensators die nicht linearen Variationen von CGD der Gate-Drain-Kapazität des Transistors, wodurch die Phasen-Nichtlinearität verbessert wird.
  • Beispiele von Ausführungsformen der vorliegenden Erfindungen werden nun mit Bezug auf die Zeichnungen beschrieben, in welchen:
  • Figur 1 eine Auftragung der Frequenz gegen die Leistung ist und die Verzerrungsergebnisse in einem RF-Leistungsverstärker darstellt;
  • Figur 2 eine Auftragung der Frequenz gegen die Leistung ist, welche ungleichmäßige Zwischenmodulationsergebnisse in der Amplitude aufgrund der Phasenverzerrung darstellt;
  • Figur 3 eine Querschnittsansicht eines DMOS-Anreicherungstyp-Feldeffekttransistors ist, welche die parasitäre Gate-Drain-Kapazität darstellt;
  • Figur 4 eine Auftragung der Gate-Drain-Kapazität (CGD) gegen die Spannungsdifferenz zwischen Drain und Gate ist;
  • Figur 5 eine Auftragung der Gate-Drain-Übergangscharakteristiken des Bauteils der Figur 3 ist;
  • Figur 6 ein elektrisches Schema eines Bauteils ist, welches einen DMOS-Transistor und einen Eingangskondensator gemäß einer Ausführungsform der Erfindung verwendet; und
  • Figuren 7A und 7B eine Draufsicht bzw. eine Seitenansicht einer Ausführung der Schaltung der Figur 6 sind.
  • Ein RF-Leistungsbauteil gemäß einer bevorzugten Ausführungsform der Erfindung verwendet einen DMOS-Anreicherungstyp-MOS- Feldeffekttransistor und einen Eingangskondensator. Die Figur 3 ist eine Schnittansicht des MOS-Transistors in einem derartigen Bauteil, in welchem ein n-dotiertes Siliciumsubstrat 10 als der Drainbereich dient. N+Sourcebereiche 12 sind durch n+ Dotieren des Oberflächenbereichs innerhalb eines p-dotierten Bereichs (epitaktische Schicht) 14 gebildet. Der p-Bereich 14 zwischen den n+ Sourcebereichen 12 und dem n-dotieren Drainbereich 10 dient als die Kanalbereiche für den Transistor. Ein Polysilicium-Gatekontakt 16 ist über den Kanalbereichen angeordnet, wobei ein Isolator, z.B. Siliciumoxid 18, dazwischen liegt.
  • Eine parasitäre Gate-Drain-Kapazität (CGD) besteht zwischen dem Gatekontakt 16 und dem darunter liegenden Drainbereich, wie durch die in Reihe geschalteten Kondensatoren 20 und 22 dargestellt. Der Kondensator 20 ist die Gateoxid-Kapazität und der Kondensator 22 ist die Kapazität der Drain-Verarmungsschicht unterhalb der Gate-Elektrode. Diese letztere Komponente existiert nur, wenn das Potential des Drain-Oberflächenbereichs positiver ist als das Potential des Gates. Wenn das Gate positiver ist, bildet sich an der Halbleiteroberfläche eine Anreicherungsschicht und CGD gleicht sich COXAG an, wobei COX gleich Eo (die Dielektrizitätskonstante des Halbleiters) über TOX (der Gateoxiddicke) ist und AG die Fläche des Cates ist. Wenn das Drainpotential über dasjenige des Gates ansteigt, fällt der Wert CGD scharf ab. Er fällt weiterhin ab, wenn die Verarmungsschicht sich tief in den Halbleiterkörper hinein ausdehnt. Dies ist in Figur 4 dargestellt, welche eine Auftragung der Gate-Drain-Kapazität (CGD) gegen die Spannungsdifferenz zwischen dem Drain und dem Gate ist. Aus dieser Kurve kann man erkennen, daß diese Änderung der Kapazität mit der Gatespannung sehr starb nichtlinear ist und die ansonsten exzellente Phasenlinearität des Bauteils stört.
  • Der ideale Leistungs-MOS-Feldeffekttransistor weist eine quadratische Vorwärtstransfer-Charakteristik für einen Abschnitt der Drain-Transferkurve auf. Das heißt, bei niederen Drainspannungen steigt der Drainstrom als das Quadrat der Gate- Biasspannung an, und der Strom ist in idealer Form gegeben durch (für Anreicherungstyp-Bauteile, welche im Stromsättigungsbereich arbeiten und ohne Betrachtung des Ladungsträger- Geschwindigkeitseffekts):
  • = ID = 1/2K(VGS - VT)² (1)
  • wobei:
  • K = Steilheitsparameter des Bauteils
  • VGS = Gate-Source-Spannung
  • VT = Schwellenspannung
  • Die Gleichung ist für Kurzkanal-DMOS-Bauteile durch Einführen der Effekte des Beschränkens der Träger-Driftgeschwindigkeit (VS) über eine geeignete Länge des Kanals, bevor tatsächlich ein Durchsprechen auftritt, wie gezeigt modifiziert:
  • ID = 1/2K(VGS - VT)VS (2).
  • Daher wird die Kurve durch diesen Geschwindigkeitssättigungseffekt "linearisiert" und die Mischeffekte zweiter Ordnung werden vermindert. Bei hohem Strom und hohen Drain-Spannungswerten existiert ein parasitärer JFET im Drain-Stromweg zwischen den Körperdiffusionsbereichen, was diesen Strom beschränkt (siehe Figur 3). Diese Effekte sind in Figur 5 gezeigt, wo die vollständigen Transfercharakteristiken des Bauteils aufgetragen sind.
  • Die Figur 6 ist ein elektrisches Schema eines RF-Leistungsbauteils gemäß einer Ausführungsform der Erfindung, welches einen DMOS FET 30 umfaßt, wobei das Eingangssignal zwischen der auf Grundpotential liegenden Source und mit dem Gate des Transistors verbundenen Spulen L1, L2 angelegt wird. Die Ausgabe wird zwischen dem Drain und dem Source des Transistors abgenommen. Gemäß einer Ausführungsform der Erfindung ist ein Kondensator C (32) zwischen die Induktivitäten L1, L2 und die auf Grundpotential liegende Source geschaltet. Der Wert des Kondensators C ist derart ausgewählt, daß die Eingangsfrequenz des Bauteils oberhalb der Grundfrequenz und nahe der ersten Harmonischen des angelegten Signals ist, wobei ein Wert des ausgewählten Kondensators ungefähr gleich dem Miller-Wert für CGD des Transistors ist. Die nicht linearen Variationen von CGD werden durch diesen Eingangskondensator überdeckt und die Phasen-Nichtlinearität wird dadurch verbessert. Ein niedrigeres CRSS bewegt einen Rückkopplungsbeitrag nahe dorthin, wo das Bauteil eine Vorwärtsverstärkung aufweist. Durch Überdecken der Eingabe mit einer großen Kapazität wird der Miller-Rückkopplungsbeitrag gesenkt und die Verstärkung der Schaltung wird durch den MOS-Transistor gesteuert und nicht durch die Rückkopplung, was bei einem herkömmlichen Operationsverstärker der Fall wäre.
  • Die Figuren 7A und 7B sind eine Seitenansicht bzw. eine Draufsicht einer Ausführung der Schaltung. Der FET-Chip 40 und ein MOSCAP 42 sind auf einem Berylliumoxid-Keramiksubstrat 44 angebracht. Ein Gehäuse 46 kapselt den Chip und den MOSCAP auf dem Substrat 44 ein. Eine Eingangsleitung 48 ist durch Leitungen 50 mit dem MOSCAP verbunden, und Leitungen 52 verbinden den Eingang mit dem Gatekontakt des Chips 40. Leitungen 54 verbinden die auf Grundpotential liegende Elektrode des MOSCAPS 42 mit dem Sourceteil des Chips 40, und Leitungen 56 verbinden die Source über einen Anschluß 58 mit einem Grundpotential. Die Ausgangsleitung 60 ist direkt in Verbindung mit dem Drainbereich des Chips 40.
  • Durch Anordnen des Kondensators innerhalb des Bauteilpakets, werden parasitäre Beiträge besser kontrolliert und der Überdeckungseffekt tritt ohne Verschlechterung der Leistungszunahme oder der Bandbreite auf. Die Verbesserung der Effizienz ist ein Nebenprodukt der geringeren Generatorimpedanz, welche mit diesem Bauteil-Aufbau erhalten wird. Da das Eingangssignal eine kurze Anstieg- und Abfallzeit aufweist, hilft die geringere Eingangsimpedanz zum Verringern des Schaltverlusts und eine Verbesserung der Effizienz wird erhalten. Ferner erzeugt das Verringern der Generatorimpedanz eine Verbesserung der Stabilität.
  • In einer Ausführungsform der Erfindung hatte beispielsweise ein Leistungs-MOS-Transistor, welcher bei 67 MHZ arbeitet, einen MOS-Kondensator mit einem Wert von 560 Picofarad, welcher mit dem Gate und dem Eingangssignal mit Leitungsdrahtinduktivitäten verbunden war, so daß die Eingangsresonanzfrequenz des Bauteils auf ungefähr 100 MHZ gesetzt war. Die gemessene Kollektoreffizienz bei 90 Watt Ausgangsleistung war 69,4 % gegenüber 61 % ohne dem Kondensator und der Induktivität. Die Verstärkung des Bauteils war 24,8 db mit dem Kondensator und 23,9 db ohne dem Kondensator. Für eine Fernsehsenderanwendung ist der Niederleistungs-Synchronphasenmodulationswert um einen Faktor 2 gesenkt worden.
  • Es ist ein RF-Leistungsverstärker beschrieben worden, welcher Halbleiterbauteile verwendet, und welcher eine verbesserte Betriebseffizienz und eine verringerte Zwischenmodulationsverzerrung aufweist.
  • Obgleich die Erfindung mit Bezug auf eine bevorzugte Ausführungsform beschrieben worden ist, ist die Beschreibung für die Erfindung nur darstellend und ist nicht als beschränkend für die Erfindung zu betrachten. Verschiedene Modifikationen und Anwendungen können vom Fachmann durchgeführt werden, ohne vom Umfang der Erfindung, wie er durch die beiliegenden Ansprüche definiert ist, abzuweichen.

Claims (7)

1. RF-Leistungsbauteil, umfassend:
einen Transistor mit einer Source (12), einem Drain (10) und einem Gate (16),
erste Mittel zum Anlegen eines Eingangssignals zwischen dem Gate (16) und der Source (12), und umfassend Leitungsdrähte mit einer Induktivität (L&sub1;, L&sub2;),
zweite Mittel zum Empfangen eines Ausgangssignals zwischen der Source (12) und dem Drain (10), und
einen Kondensator (32), welcher zwischen das Gate (16) und die Source (12) geschaltet ist, wobei der Kondensator (32) nicht-lineare Variationen einer parasitären Kapazität (CGD) zwischen dem Gate (16) und dem Drain (10) überdeckt,
dadurch gekennzeichnet,
daß der Transistor einen MOS-Transistor umfaßt, und daß der Kondensator (32) und die Induktivität (L&sub1;, L&sub2;) eine Eingangsresonanzfrequenz des Bauteils oberhalb der Grundfrequenz des Eingangssignals und nahe der ersten Harmonischen der Grundfrequenz festlegen.
2. RF-Leistungsbauteil nach Anspruch 1, worin der MOS-Transistor einen ersten diskreten Halbleiterkörper (40) umfaßt, wobei der Kondensator (32) einen zweiten diskreten Halbleiterkörper (42) umfaßt, und ferner umfassend ein Keramiksubstrat (44), auf welchem der erste diskrete Halbleiterkörper (40) und der zweite diskrete Halbleiterkörper (42) getragen sind.
3. RF-Leistungsbauteil nach Anspruch 2, worin das Keramiksubstrat (44) eine Metallschicht (58) auf Grundpotential umfaßt, wobei der Kondensator (32) und die Source (12) elektrisch mit der Metallschicht (58) verbunden sind.
4. RF-Leistungsbauteil nach einem der vorhergehenden Ansprüche, worin der MOS-Transistor (40) einen DMOS-Anreicherungstyp-Transistor umfaßt.
5. RF-Leistungsbauteil nach einem der vorhergehenden Ansprüche, ferner umfassend eine Verpackung (46) zum hermetischen Einschließen des Kondensators (32) und des MOS- Transistors (40).
6. RF-Leistungsbauteil nach einem der vorhergehenden Ansprüche, worin der Kondensator (32) einen MOSCAP (42) umfaßt.
7. RF-Leistungsbauteil nach einem der vorhergehenden Ansprüche, worin der Kondensator (32) einen Kapazitätswert aufweist, welcher näherungsweise gleich dem Miller-Wert der parasitären Kapazität (CGD) ist.
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