DE2823662A1 - Schaltungsanordnung zur arbeitspunktstabilisierung eines verstaerker-feldeffekttransistors - Google Patents

Schaltungsanordnung zur arbeitspunktstabilisierung eines verstaerker-feldeffekttransistors

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DE2823662A1
DE2823662A1 DE19782823662 DE2823662A DE2823662A1 DE 2823662 A1 DE2823662 A1 DE 2823662A1 DE 19782823662 DE19782823662 DE 19782823662 DE 2823662 A DE2823662 A DE 2823662A DE 2823662 A1 DE2823662 A1 DE 2823662A1
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Gerhard Krause
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Description

AETIEIiGESBLLSCHAJ1T Unser Zeichen
Berlin und München TPA 78 P 10 7 8 BRD
Schaltungsanordnung zur Arbeitspunktstabilisierung eines Verstärker-Fel deffekttransistors
Die Erfindung betrifft eine Schaltungsanordnung zur Arbeit sp unkt stabilisierung eines Verstärker-Feldeffekttransistors, dem als Lastwiderstand ein zweiter Transistör, insbesondere ein Feldeffekttransistor nachgeschaltet ist.
Feldeffekttransistoren (insbesondere Si-MOS-FeIdeffekttransistoren, GaAs-MIS-Feldeffekttransistoren und auch Sperrschicht-Feldeffekttransistoren) haben große Toleranzen (z.B. 1 : 4) des Drainstromes bei gegebener Gatespannung. Insbesondere in analogen monolithisch integrierten Schaltungen werden dadurch unerwünschte Arbeitspunktabweichungen hervorgerufen, wenn der Feldeffekttransistor mit einem konstanten ohmschen Lastwiderstand betrieben wird. Eine individuelle Anpassung des Lastwiderstandes ist bei integrierten Schaltungen aber unwirtschaftlich.
Es ist zwar üblich, Transistoren und Feldeffekttransisto-Kot 1 EM / 23.5.1978
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sr YPA 78P 10 78 BRD
ren als Lastwiderstand zu betreiben. Dabei wird aber der Lasttransistor als Stromquelle betrieben, d.h. der different!eile Widerstand des Lasttransistors ist sehr groß. Dies hat den Nachteil, daß die entsprechende Schaltung bei Analoganwendungen - z.B. Breitbandverstärkern - eine zu geringe Bandbreite hat.
Außerdem ist dabei die Arbeitspunktstabilisierung unzureichend. Wenn nämlich der aktive Lastwiderstand eine echte Stromquelle ist, die auch bei üblichen Fertigungstoleranzen immer den gleichen Strom liefert, wird zwar der Strom durch den Verstärker-Feldeffekttransistor unabhängig von den !Toleranzen konstant gehalten, während die Spannung am Verstärker-Feldeffekttransistor unerwünscht variiert.
Derzeit wird in der Praxis lediglich die Schaltung nach Fig. 1 verwendet. Diese Schaltung mit zwei Feldeffekttransistoren T, und T« in Reihe hat in integrierten Schaltkreisen den Vorteil, daß sich bei üblichen Fertigungstoleranzen die beiden - auch räumlich benachbarten - Feldeffekttransistoren in der Regel gleichartig verändern und sich somit die Drainspannung nicht so stark verändert. Praktisch ist aber die Arbeitspunktstabilisierung unzureichend, weil beide Feldeffekttransistoren beim Betrieb im Sättigungsbereich des Drainstromes einen sehr großen Innenwiderstand haben, so daß bereits geringe Drainstromunterschiede zu unerwünschten bzw. unzulässigen Drainspannungstoleranzen führen. Außerdem ist auch bei dieser Schaltung der differentielle Widerstand für hochfrequente Signale sehr groß.
In digitalen Schaltungen wird daher häufig der Last-Feldeffekttransistor T2 anders dimensioniert als der
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ar VPA 78 P 1 O 7 8 BRD
Verstärker-Feldeffekttransistor T,» s0 daß er außerhalb des Sattigungsbereich.es des Drainstroms "betrieben wird, insbesondere im stark gekrümmten Bereich der Kennlinie I15 = f (U1)), mit
!j. = Drainstrom und
TJp = Drainspannung.
Wegen der großen Verzerrungen und des stark arbeitspunktabhängigen different!eilen Widerstandes ist diese Betriebsart für analoge Anwendungen aber meist ungeeignet.
Es ist daher Aufgabe der Erfindung, eine Schaltungsanordnung der eingangs genannten Art anzugeben, die insbesondere für analoge Anwendungen geeignet ist.
Diese Aufgabe wird erfindungsgemäß dadurch gelöst, daß über der Emitter-Kollektor- bzw. der Source-Drain-Strecke des zweiten Transistors ein Spannungsteiler liegt, dessen Mittelanzapfung mit der Basis bzw. Gate des zweiten Transistors verbunden ist.
Bei der Erfindung legt der zweite Transistor (Lasttransistor) die Drainspannung des Verstärker-Feldeffekttransistors unabhängig von den Fertigungstoleranzen fest, wobei der differentielle Widerstand in weiten Grenzen frei wählbar ist. Die erfindungsgemäße Schaltung besitzt weiterhin den Vorteil, daß sich die Kennlinienkrümmungen und die Fertigungstoleranzen der Steilheit weitgehend kompensieren. Verstärker die mit dieser Schaltungsanordnung aufgebaut werden, haben deswegen bereits ohne Gegenkopplung eine sehr gute Linearität
und geringe Verstärkungstoleranzen. 35
Nachfolgend wird die Erfindung anhand der Zeichnung näher erläutert. Es zeigen:
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Jr VIA 78 P 1 0 7 8 BRD
Fig. 1 ein Schaltbild einer herkömmlichen Schaltungsanordnung, und
Pig. 2-6 Schaltbilder von Ausführungsbeispielen der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung, wobei in Pig. 5 und 6 zur Vereinfachung der Zeichnung der Verstärker-Feldeffekttransistor weggelassen ist.
Fig. 2 zeigt ein Ausführungsbeispiel der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung, bei der wie in Fig. 1 ein Iiast-Feldeffekttransistor T2 einem Verstärker-Feldeffekttransistor T1 nachgeschaltet ist und ein Eingang sowie ein Ausgang 2 vorgesehen sind. Für den zweckmäßigen, aber nicht notwendigen Sonderfall, daß die Gate-So ure e-Spannung des Feldeffekttransistors T2 gleich der Gate-Source-Spannung des Feldeffekttransistors T1 gewählt wird, bestimmt ein Spannungsteiler aus Widerständen R1, R2 die Drainspannung für den Feldeffekttransistor I-, unabhängig von den Kennlinientoleranzen. Vorausgesetzt ist dabei, daß die beiden Feldeffekttransistoren von den Toleranzen ähnlich beeinflußt werden.
Der differentielle Widerstand R^3 des Transistors T2 mit seiner Schaltung, gemessen an Source, ist 1
Hds =
ds = S CL-K) +1
mit:
S = Steilheit des Feldeffekttransistors T2, R0= Innenwiderstand des Feldeffekttransistors T2 (Gate und Source sind wechselstrommäßig verbunden),
K =
R4 R2
R3+R,
R1 .		 R2
R1 +
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tr VPA 7S P 1 O 7 8 BRD
Bei Breitbandverstärkern für hohe Frequenzen (z.B.
100 MHz) muß der different!eile Widerstand so niedrig sein, daß RQ vernachlässigbar ist. Außerdem kann das Widerstandsnetzwerk aus den Widerständen R1, R2, R* so dimensioniert werden, daß der Signalstrom darüber von untergeordneter Bedeutung ist. Damit folgt aus Gl. (1):
Rds ** S (l-£) (2)
Durch Wahl des Paktors K kann also der Widerstand R1 weitgehend frei gewählt werden.
Die Spannungsverstärkung 7 der Schaltungsanordnung nach Pig. 2 beträgt
und ist also unabhängig von der Steilheit S und damit auch unabhängig von Hi. ent linear! tat en der Steilheit.
Fig. 3 zeigt ein Ausführungsbeispiel der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung, bei dem ein bipolarer Transistor T~ zusammen mit Widerständen Rg, R™, Rg und ei nem Kondensator G1 als niederohmige Spannungsquelle dient, die den Arbeitspunkt des Feldeffekttransistors T2 festlegt. Der differentielle Widerstand des Feldeffekttransistors T2 wird von dem Widerstandsverhältnis R, zu Rc bestimmt. Ein Widerstand R^ entspricht hier ungefähr dem Widerstand R. der Gl. (l). Diese Schaltung vermeidet die großen Querströme durch den Spannungsteiler R1, R2, wenn diese Widerstände bei hohen Frequenzen sehr klein gewählt werden müßten.
Fig. 4 zeigt ein Ausführungsbeispiel der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung, bei dem ein bipolarer Transistor T2 1 als aktive Last arbeitet. Um bei geringem Spannungsteilerquerstrom durch die Widerstände R1, R2 trotzdem auf einen niederohmigen Widerstand R,
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-6- YPA 78 P 10 78 BRD
(vgl. Olsen) zu kommen, wird zusätzlich ein Widerstand Rq mit dem Kondensator C2 angekoppelt. Weiterhin ist mit C, angedeutet, daß ggf. auch der Gleichstrompfad über den Widerstand H, unterbrochen werden kann.
Der Spannungsteiler für den Lasttransistor T2 kann auch mit Blindwiderständen bzw. Kondensatoren C., Cc (vgl. Pig. 5) realisiert werden. Das bringt Vorteile bei hohen Frequenzen, weil dann die Kapazitäten des !Transistors T2 mit in den Spannungsteiler einbezogen werden können und somit nicht die Grenzfrequenz herabsetzen. Der gestrichelt gezeichnete Kondensator C1- kann dabei entfallen, wenn nur die Gate-Source-Kapazität genutzt wird. Widerstände Rq1, R10 dienen hier lediglich zur Festlegung des Arbeitspunktes. Sie sind viel größer als die Blindwiderstände der Kondensatoren C., Cc.
Schließlich können auch induktive Spannungsteiler verwendet werden, mit denen sich jedoch in der Regel nicht so große Bandbreiten wie mit kapazitiven Spannungsteilern erzielen lassen.
Pig. 6 zeigt eine Schaltungsanordnung, bei der der Arbeit sp unkt zusätzlich durch eine Diode D1 einstellbar ist. Bin Anschluß 3 führt zum Yerstärker-Feldeffekttransistor T1. Ein relativ hochohmiger Widerstand R11 läßt einen Strom durch die Diode D1 fließen, so daß diese immer leitend ist. Diese Schaltung bringt Torteile, wenn die Gate-Spannung ü« ungleich der Source- Spannung Ug ist. Durch den Spannungsabfall an der Diode D1 läßt sich erreichen, daß die Spannung an den Punkten A und B ungefähr gleich groß ist und damit der Strom durch den - wegen der verlangten großen Bandbreite häufig sehr kleinem Widerstand R, - nicht zu groß wird. Das Problem U^ ü« beim Transistor T2 tritt z.B. auf, wenn
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sr VPA 78 P 1 0 7 8 BRD
für den Transistor T1 ü& = Ug ist, der Transistor T2 aber nicht in einer Isolierwanne angeordnet ist. Damit dann der Transistor T» im gleichen Arbeitspunkt wie der Transistor T1 betrieben wird, muß die Substratsteuerung durch eine entsprechend erhöhte Gate-Spannung Ufi des Transistors T2 kompensiert werden.
Sie erfindungsgemäße Schaltungsanordnung ist vor allem für Analoganwendungen vorteilhaft; sie ist jedoch auch in !Digitalschaltungen verwendbar.
6 figuren
10 Patentansprüche
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Claims (10)

  1. Patentansprüche
    Qi. Schaltungsanordnung zur Arbeitspunktstabilisierung eines Yerstärker-Feldeffekttransistors, dem als Lastwiderstand ein zweiter !Transistor, insbesondere ein Feldeffekttransistor, nachgeschaltet ist, dadurch gekennzeichnet, daß über der Emitter-Kollektor- bzw. der Source-Drain-Strecke des zweiten Transistors (Q)2) ein Spannungsteiler (R2, R?) liegt, dessen Mittelanzapfung (A) mit der Basis bzw. Gate des zweiten Transistors (T2): verbunden ist (Fig. 2).
  2. 2. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Mittelanzapfung
    (A) über einen Widerstand (R1) geerdet ist (Fig. 2).
  3. 3. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß ein Widerstand (R2) des Spannungsteilers (R2, R*) als niederohmige Spannungsquelle betrieben ist (Fig. 2, 3).
  4. 4. Schaltungsanordnung nach Anspruch 3» dadurch gekennzeichnet, daß die niederohmige Spannungsquelle einen dritten !Transistor (3?,) aufweist,
    dessen Kollektor geerdet ist, dessen Emitter über jeweils einen Widerstand (R^ bzw. RQ) mit Gate bzw. Drain oder Source des zweiten Transistors (T2) verbunden und dessen Gate einerseits über einen Widerstand (Rg) bzw. einen Kondensator (C-,) geerdet ist und andererseits
    über einen Widerstand (R7) mit Source oder Drain des zweiten Transistors (T2) verbunden ist (Fig. 3).
  5. 5. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß der zweite Transistor (T2) ein bipolarer Transistor ist, und daß die Mittelanzapfung (A) zusätzlich über einen Kondensator (G2) und einen Widerstand (Rq) geerdet ist (Fig.4).
    909849/0158 original inspected
  6. 6. Schaltungsanordnung nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß in Reihe zum einen Widerstand (R-z) des Spannungsteilers (Rp , R?) und dem Emitter des "bipolaren Transistors (T2) ein Kondensator (C^) vorgesehen ist (Pig. 4).
  7. 7. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Spannungsteiler aus Blindwiderständen (C., Cc) besteht (Pig. 5). °
  8. 8. Schaltungsanordnung nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, daß über der Gate-Source- bzw. der Gate-Drain-Strecke des zweiten Transistors (T2) ein Widerstand (R1 g) liegt und daß Gate des zweiten Transistors (Tp) über einen Kondensator (C.) und über einen Widerstand (R10) geerdet ist (Pig. 5).
  9. 9. Schaltungsanordnung nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, daß zwischen Gate und Drain bzw. Source des zweiten Transistors (Tg) ein Kondensator (Cc) liegt (Pig. 5).
  10. 10. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1 und 2, dadurch gekennzeichnet, daß zwischen Gate des zweiten Transistors (T2) und der Mittelanzapfung (A) eine Diode (D1) vorgesehen ist, und daß zwischen Gate und Drain bzw. Source des zweiten Transistors (T2) ein Widerstand (R11) liegt (Pig. 6).
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