DE4317686C2 - Stromspiegelschaltung - Google Patents

Stromspiegelschaltung

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Description

Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf eine Strom­ spiegelschaltung für eine Verstärkerschaltung gemäß dem Oberbegriff des Patentanspruchs 1.
Eine solche Stromspiegelschaltung ist beispielsweise aus der Zeitschrift "Funkschau" Nr. 26/1983, S. 44-47 bekannt.
Eine Stromspiegelschaltung ist eine Grundschaltung aus Bipolartransistoren. Eine Stromspiegel-Grundschaltung ist so aufgebaut, daß ein Bezugsstrom durch einen Kollektor eines Transistors fließt, wobei der Kollektor und die Basis des Transistors kurzgeschlossen sind, um einen Diodenbetrieb zu erhalten, und wobei der Verbindungspunkt, an dem der Kollektor und die Basis kurzgeschlossen sind, mit der Basis eines weiteren Transistors verbunden ist, der in der näheren Umgebung liegt und dieselbe Charakteristik besitzt.
Die obengenannte Stromspiegel-Grundschaltung arbeitet theoretisch mit dem richtigen Spiegelkoeffizienten. Jedoch tritt bei dieser Schaltung das Problem auf, daß eine Änderung des Ausgangsstromes durch den Einfluß des Early-Effekts verursacht wird. Der Early-Effekt ist ein Phänomen wie folgt. Wenn nämlich die Kollektor-Emitter-Spannung VCE des Transistors ansteigt, dehnt sich die Verarmungszone durch die abnehmende Elektronendichte aus, so daß die effektive Basisweite schmal wird. Daher nimmt mit steigender Kollektorspannung die Steigungstendenz des Kollektorstroms übermäßig zu.
Als eine hochgenaue Stromspiegelschaltung ist in Fig. 5 eine rückgekoppelte Stromspiegelschaltung gezeigt, welche die Änderung des Ausgangsstroms durch den Einfluß des Early-Effekts unterdrücken soll. Diese Stromspiegelschaltung basiert auf einer Stromspiegelschaltung des Wilson-Typs, bei der ein PNP-Transistor Q4 in Basisschaltung mit einem PNP-Ausgangs­ transistor Q3 in einer Kaskodenschaltung verbunden ist. Eine Konstantspannungsquelle VCONST ist zwischen dem Emitter des Transistors Q2 und der Basis des Transistors Q4 verbunden. Dieser Schaltungstyp wird oft bei Audio-Verstärkerschaltungen angewendet. Durch Verbinden der Konstantspannungsquelle VCONST mit dem Transistor Q4 und durch Blockieren der Änderung der Kollektor-Emitter-Spannung VCE3 des Transistors Q3 durch Verwendung des konstanten Wertes der Konstantspannungsquelle VCONST und des konstanten Wertes der Basis-Emitter-Spannung VBE (etwa 0.6 V) der Transistoren Q4 und Q2, soll auf diese Weise die Änderung des Ausgangsstromes durch den Early-Effekt unterdrückt werden.
Da die in Fig. 5 gezeigte Stromspiegelschaltung jedoch mit dem Transistor Q4 in Basisschaltung in der Ausgangsstufe ausgestattet ist, ist die Eingangs-Ausgangs-Charakteristik hinsichtlich der Linearität nicht unbedingt zufriedenstellend, obwohl sie eine hohe Ausgangsimpedanz erreichen kann. Insbesondere stellt diese nichtlineare Verzerrung ein ernstzunehmendes Problem bei Audio-Schaltungen dar.
In der in Fig. 5 gezeigten Stromspiegelschaltung ist nämlich der Spannungsabfall VF in Durchlaßrichtung am als Diode betriebenen Transistor Q2 und die Basis-Emitter-Spannung VBE4 des Transistors Q4 in etwa konstant (etwa 0.6 V). Somit wird durch die konstante Vorspannung von der Konstantspannungsquelle VCONST die Kollektorspannung VC des Transistors Q3 festgehalten. Jedoch ist, genauergesagt, die Basis-Emitter-Spannung VBE nicht konstant, sondern hängt, wie durch den folgenden Ausdruck beschrieben, vom Ausgangsstrom ab und hat bezüglich des Emitter-Stroms IE eine nichtlineare Charakteristik.
VBE = (kT/q)ln(IE/IS)
Hierbei ist k die Boltzmannkonstante, T eine absolute Temperatur an der Halbleiter-Übergangszone, q die elektrische Ladung eines Elektrons, und Is ein Sperrsättigungsstrom. Dasselbe kann vom Spannungsabfall VF in Durchlaßrichtung am Transistor Q2 gesagt werden, da dieser als Diode be­ trieben wird.
Die Änderung des Ausgangsstromes I2, welche der Änderung des Eingangsstromes I1 folgt, erscheint als Änderung des Spannungsabfalls VF in Durchlaßrichtung am Transistor Q2, der als Diode betrieben wird, und als Änderung der Basis-Emitter- Spannung VBE4 des Transistors Q4. Diese Änderung des Spannungsabfalls VF in Durchlaßrichtung erscheint als Änderung der Kollektor-Emitter-Spannung VCE3 des Ausgangstransistors Q3. Durch die Änderung dieser Spannung VCE3 tritt die Änderung des Ausgangsstromes durch den vorher genannten Early-Effekt in geringem Maße auf. Gleichzeitig verändert sich die Kapazität Cob der Verarmungszone des PN-Übergangs zwischen der Basis und dem Kollektor des Ausgangstransistors Q3.
Daher wird die Frequenzcharakteristik durch die Amplitude des Ausgangsstromes, d. h. des Ausgangssignales, verändert, was zu einer Zunahme der Verzerrung führt.
Anhand der Fig. 6 wird die Verzerrung durch den Early-Effekt nachfolgend beschrieben.
Die VCE-IC-Kennlinie, welche die Basisströme iB1 bis iB5 des Transistors Q3 als Parameter annimmt, ist in Fig. 6 als Vergleichsbeispiel gezeigt. Wegen des Early-Effekts erreicht keine der Kurven eine flache Charakteristik. Der Kollektorstrom IC3 des Transistors Q3 verändert sich entsprechend der Änderung des Ausgangsstroms I2 um den Betrag von 2ΔVBE (etwa ΔVF + ΔVBE4), d. h. um den Betrag von 2 ΔIC3. Diese Änderung verzerrt die verstärkte Signalform, was als Problem des Linearitätsverlustes der Verstärkerschaltung betrachtet wird.
Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist es daher eine Stromspiegelschaltung zur Verfügung zu stellen, die eine hohe Ausgangsimpedanz besitzt und nichtlineare Verzerrungen unterdrücken kann.
Bei der vorliegenden Erfindung wird die obengenannte Aufgabe durch eine Stromspiegelschaltung mit den kennzeichnenden Merkmalen des Patentanspruchs 1 gelöst. Bevorzugte Ausführungsformen der Erfindung sind Gegenstand der abhängigen Ansprüche 2-7.
In der vorliegenden Erfindung wird, da die Konstantspannungsquelle zwischen dem Emitter des dritten Transistors und der Basis des vierten Transistors verbunden ist, die Kollektor-Emitter-Spannung des dritten Transistors festgehalten (clamped). Als Ergebnis davon wird die Kollektor-Emitter-Spannung des dritten Transistors nicht durch die Änderung des Spannungsabfalls in Durchlaßrichtung am zweiten Transistor beeinflußt. Daher wird der Einfluß des Early-Effekts und die Änderung der PN-Übergangskapazität Cob zwischen dem Kollektor und der Basis des dritten Transistors reduziert. Es wird möglich, die im Ausgangsstrom enthaltene nichtlineare Komponente zu reduzieren.
Auf diese Weise kann bei der vorliegenden Erfindung die hohe Ausgangsimpedanz des vierten Transistors in Basisschaltung beibehalten und die Reduzierung der nichtlinearen Verzerrung durch die Konstantspannungsquelle ermöglicht werden.
Der Gegenstand, der Zweck und weitere Merkmale dieser Erfindung werden klarer ersichtlich aus der folgenden detaillierten Beschreibung von bevorzugten Ausführungsbeispielen sowie aus den beigefügten Zeichnungen, die untenstehend kurz beschrieben werden.
Fig. 1 zeigt ein Schaltbild, anhand dessen das Prinzip einer Stromspiegelschaltung nach der vorliegenden Erfindung erklärt wird;
Fig. 2 zeigt ein Schaltbild eines ersten Ausführungsbeispiels der Stromspiegelschaltung nach der vorliegenden Erfindung;
Fig. 3 zeigt ein Schaltbild eines zweiten Ausführungsbeispiels der Stromspiegelschaltung nach der vorliegenden Erfindung;
Fig. 4 zeigt ein Schaltbild eines dritten Ausführungsbeispiels der Stromspiegelschaltung nach der vorliegenden Erfindung;
Fig. 5 zeigt ein Schaltbild einer rückgekoppelten Stromspiegelschaltung;
Fig. 6 zeigt eine graphische Darstellung, die eine VCE-IC- Kennlinie eines Ausgangstransistors einer Strom­ spiegelschaltung darstellt.
Nachfolgend werden anhand der Fig. 1 bis 4 und 6 bevorzugte Ausführungsbeispiele der vorliegenden Erfindung erklärt.
Fig. 1 zeigt ein Schaltbild, anhand dessen das Prinzip einer Stromspiegelschaltung nach der vorliegenden Erfindung erklärt wird.
In Fig. 1 enthält eine Stromspiegelschaltung 1: einen ersten Transistor Q1, in den ein Eingangsstrom I1 eingegeben wird; einen zweiten Transistor Q2, welcher als Diode betrieben wird und dessen Basis mit einer Basis des ersten Transistors verbunden ist; einen dritten Transistor Q₃, um einen Ausgangsstrom aus­ zugeben, wobei der dritte Transistor mit dem zweiten Transistor so in Reihe verbunden ist, daß eine Basis des dritten Transistors mit einem Kollektor des ersten Transistors verbunden ist, und daß ein Emitter des dritten Transistors mit einem Kollektor des zweiten Transistors verbunden ist; einen vierten Transistor Q₄, welcher mit dem dritten Transistor in einer Kaskodenschaltung verbunden ist, um den durch ihn fließenden Ausgangsstrom I2 auszugeben; und eine Konstantspannungsquelle VCONST, welche zwischen einer Basis des vierten Transistors und dem Emitter des dritten Transistors verbunden ist.
Da die Konstantspannungsquelle VCONST zwischen dem Emitter des dritten Transistors Q3 und der Basis des vierten Transistors Q4, welcher mit dem Kollektor des dritten Transistors Q3 verbunden ist, verbunden ist, wird auf diese Weise bei der vorliegenden Er­ findung die Kollektor-Emitter-Spannung VCE3 des dritten Tran­ sistors Q3 festgehalten. Als Ergebnis davon wird die Kollektor-Emitter-Spannung VCE3 des dritten Transistors Q3 nicht durch die Änderung des Spannungsabfalls VF in Durchlaßrichtung am zweiten Transistor Q2 beeinflußt, wobei die Änderung des Spannungsabfalls VF durch die Änderung des Ausgangsstroms I2, welche der Änderung des Eingangsstromes folgt, hervorgerufen wird. Daher wird der Einfluß des Early-Effekts und die Änderung der PN-Übergangskapazität Cob zwischen dem Kollektor und der Basis des dritten Transistors Q3 (in Fig. 5 gezeigt) reduziert. Es wird möglich, die im Ausgangsstrom I2 enthaltene nichtlineare Komponente zu reduzieren.
Auf diese Weise kann die hohe Ausgangsimpedanz des vierten Transistors Q4 in Basisschaltung beibehalten und die Reduzierung der nichtlinearen Verzerrung durch die Konstantspannungsquelle VCONST möglich gemacht werden.
Nachfolgend werden ein erstes bis drittes Ausführungsbeispiel, die das vorhergehend erklärte Prinzip der vorliegenden Erfindung anwenden, erklärt.
(I) Erstes Ausführungsbeispiel
Die Fig. 2 zeigt das erste Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung. In Fig. 2 besitzen die Bauteile, die denen in Fig. 1 entsprechen, dieselben Bezeichnungen und auf ihre Beschreibung wird verzichtet.
In Fig. 2 besitzt eine Stromspiegelschaltung eine Spannungs-Strom-Umwandlungsschaltung A und eine Schaltung B. Die Spannungs-Strom-Umwandlungsschaltung ist eine Schaltung, die ein Eingangsspannungssignal in einen Strom umwandelt. In der Spannungs-Strom-Umwandlungsschaltung A ist der Drain eines N-Kanal-Feldeffekttransistors (FET) Q5 mit dem Kollektor eines Transistors Q1 der Schaltung B verbunden. Die Source des Transistors Q5 ist durch einen Source-Widerstand Rs an Masse gelegt. Ein Gate-Widerstand Rg ist zwischen dem Gate des Transistors Q5 und Masse verbunden. Ein Eingangsspannungssignal wird an das Gate des Transistors Q5 über einen Eingangsanschluß EIN angelegt. Der Transistor Q5 stellt einen Strom entsprechend der eingegebenen Signalspannung als Eingangsstrom I1 dem Transistor Q1 der Schaltung B zur Verfügung.
Die Schaltung B besitzt einen Eingangstransistor Q1, einen als Diode betriebenen, rückgekoppelten Transistor Q2, einen Ausgangstransistor Q3 und einen Kaskodentransistor Q4.
In Fig. 2 unterscheidet sich die Schaltung des vorliegenden Ausführungsbeispiels in folgenden Punkten von der in Fig. 5 gezeigten Schaltung nach dem Stand der Technik. Eine Konstantspannungsquelle VCONST ist nämlich zwischen einem Verbindungspunkt zwischen dem Emitter des Transistors Q3 und dem Kollektor des Transistors Q2, d. h. einem Knotenpunkt N2, und einem Knotenpunkt N4, welcher mit der Basis des Transistors Q4 verbunden ist, verbunden. Eine Konstantstromquelle ICONST ist mit der Konstantspannungsquelle VCONST verbunden. Die Konstantstromquelle ICONST läßt die Konstantspannungsquelle VCONST durch die Aufnahme eines konstanten Stromes eine konstante Spannung erzeugen. Als Konstantspannungsquelle VCONST kann z. B. eine Konstantspannungsdiode, wie eine Zenerdiode, verwendet werden. Als Konstantstromquelle ICONST kann z. B. eine Konstantstromdiode verwendet werden.
Der Kollektor des Transistors Q4 ist über einen Lastwiderstand RL an Masse gelegt. Die Ausgangssignalspannung wird über einen Knotenpunkt N3, welcher den Lastwiderstand RL mit dem Kollektor des Transistors Q4 verbindet, aus einem Ausgangsanschluß AUS entnommen.
Als nächstes wird die Funktion des so aufgebauten ersten Ausführungsbeispiels erklärt.
Wenn das Eingangsspannungssignal an den Eingangsanschluß EIN angelegt wird, wird die Spannung des Eingangsspannungssignals in den entsprechenden Strom durch die Spannungs-Strom-Um­ wandlungsschaltung A umgewandelt. Der Ausgangsstrom I2, welcher dem Eingangsstrom I1 folgt, fließt wie folgt: Spannungsquelle VCC → Transistor Q2 → Transistor Q3 → Transistor Q4 → Lastwiderstand RL → Masse. Der Betrag des Ausgangsstroms I2 ändert sich mit der Änderung des Eingangsstroms I1. Die Ausgangsspannung, die dieser Änderung entspricht, wird dem Knotenpunkt N3 des Lastwiderstandes RL über den Ausgangsanschluß AUS entnommen.
Zu diesem Zeitpunkt wird der Spannungsabfall VF in Durchlaßrichtung am Transistor Q2 durch die Änderung des Ausgangsstroms I2, die der Änderung des Eingangssignals folgt, verändert. Die Kollektor-Emitter-Spannung VCE3 des Transistors Q3 wird jedoch nicht durch die Änderung des Spannungsabfalls VF beeinflußt. Die Änderungskomponente besteht nur aus einer Änderungskomponente der Basis-Emitter-Spannung VBE4 des Transistors Q4. Wie in Fig. 6 gezeigt, wird daher die Änderung des Stromes IC3 durch die Änderung der Spannung VCE nur zu einer Komponente entsprechend ΔVBE4 d. h. ΔIC3. Wie in Fig. 6 gezeigt, wird der Einfluß des Early-Effekts und die Änderung der Kapazität Cob reduziert, so daß im Vergleich mit dem Vergleichsbeispiel nach dem Stand der Technik in Fig. 5, die nichtlineare Signalform des Ausgangsstromes I2 beim ersten Ausführungsbeispiel reduziert werden kann.
Da im ersten Ausführungsbeispiel die konstante Spannung durch Kombination der Konstantspannungsquelle VCONST mit der Konstantstromquelle ICONST erzeugt wird, wird auf diese Weise der Ausgangsstrom I2 um den Betrag des Stroms I3 reduziert, welcher im Vergleich zum Strom I′1, welcher durch den Transistor Q2 fließt, über den Zweig der Konstantspannungsquelle VCONST fließt (I2 = I′1-I3). Diese reduzierte Komponente des Stromes I3 besteht jedoch aus der Komponente einer Gleichspannung-Vor­ spannung. Daher verändert sich die Änderungskomponente ΔI2 (d. h. die Signalkomponente) des Stromes als Wechselkomponente nicht. Konsequenterweise arbeitet das erste Ausführungsbeispiel hinsichtlich des Wechselstrombetriebs als Stromspiegelschaltung ohne Verstärkungsverlust.
(II) Zweites Ausführungsbeispiel
Fig. 3 zeigt ein zweites Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung.
Beim zweiten Ausführungsbeispiel wird durch den Einsatz der Stromspiegelschaltung des in Fig. 2 gezeigten ersten Ausführungsbeispiels eine Gegentaktverstärkerschaltung gebildet.
Wie in Fig. 3 gezeigt, wird das zweite Ausführungsbeispiel gebildet durch die symmetrische (in Richtung von oben nach unten) Anordnung der Stromspiegelschaltungen 1A und 1B, die beide der Schaltung B von Fig. 2 äquivalent sind. Jeder der Transistoren q1 bis q4, die die Stromspiegelschaltung 1B auf der unteren Seite bilden, ist ein Transistor des entgegengesetzten elektrischen Leitungstyps zu dem der Transistoren Q1 bis Q4 auf der oberen Seite, d. h. ein NPN-Transistor, um eine symmetrische Anordnung zu erhalten. Aus demselben Grund wird als Transistor q5 ein P-Kanal FET verwendet.
Jede der Stromspiegelschaltungen 1A und 1B arbeitet auf die gleiche Weise wie die Stromspiegelschaltung in Fig. 2, so daß sie die Verzerrung der Signalform geradzahliger Ordnung, die verstärkt werden soll, unterdrücken. Konsequenterweise kann nach dem zweiten Ausführungsbeispiel eine Verstärkerschaltung mit einer guten Linearität erhalten werden.
(III) Drittes Ausführungsbeispiel
Fig. 4 zeigt ein drittes Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung.
Das dritte Ausführungsbeispiel ist ein weiteres konkretes Beispiel der in Fig. 3 gezeigten Stromspiegelschaltung.
In Fig. 4 enthält das dritte Ausführungsbeispiel eine Treiberschaltung 100 und eine Leistungsverstärkerschaltung 200. Im dritten Ausführungsbeispiel wird die Stromspiegelschaltung der vorliegenden Erfindung in der Treiberschaltung 100 angewendet, welche in der Stufe vor der Leistungsverstärkerschaltung 200 angeordnet ist.
Die Treiberschaltung 100 enthält eine Gegentaktverstärker­ schaltung, wie sie im zweiten Ausführungsbeispiel in Fig. 3 verwendet wird, und eine Gleichspannungs-Servosteuerschaltung 3. Die Gleichspannungs-Servosteuerschaltung 3 ist eine Schaltung zur Entfernung des Gleichstrom-Offsets, welcher am Ausgangsan­ schluß AUS der Treiberschaltung 100 durch Rückkopplung erzeugt wird. Die Gleichspannungs-Servosteuerschaltung 3 besitzt einen N-Kanal Feldeffekttransistor T1, welcher eine Konstantstrom­ quelle ICONST bildet und einen P-Kanal Feldeffekttransistor T2. Ein Widerstand r1 und ein Kondensator C sind mit den Gates dieser Transistoren T1 und T2 verbunden. Der andere Anschluß des Widerstands r1 ist mit dem Ausgang AUS der Treiberschaltung 100 verbunden. Der andere Anschluß des Kondensators C ist geerdet. Durch den Widerstand r1 und den Kondensator C wird eine Integrationsschaltung (oder ein Tiefpaßfilter) gebildet, welche die Wechselstromkomponente, die im Ausgangsanschluß AUS entsteht, entfernt und nur die Gleichstromkomponente rückkoppelt. Als Widerstand r2 wird ein variabler Widerstand verwendet, um die Offset-Gleichspannung abzugleichen. Beide Enden des Widerstands r2 sind mit den Sourcen der Transistoren T1 und T2 verbunden. Der Schleifer des Widerstands r2 ist über einen Widerstand r3 geerdet. Die Gleichstrom-Offsetkomponente, die am Ausgangs­ anschluß AUS entsteht, wird über den Widerstand r1 an die Gates der Transistoren T1 bzw. T2 zurückgekoppelt. Der Gleichstrom-Offset wird so geregelt, daß das Verhältnis der Drainströme der Transistoren T1 und T2, d. h. der konstante Strom, der durch die obere bzw. untere Konstantspannungsquelle VCONST fließt, entsprechend des Betrages dieses Gleichstrom-Offsets gesteuert wird.
Auf diese Weise kann eine Stromspiegelschaltung mit einer hohen Ausgangsimpedanz, guten Linearität und geringen Verzerrung in einer praktischen Schaltung angewendet werden und es ist möglich, sie als einen Teil der Gleichstrom-Servosteuerschaltung 3 zu verwenden, welche den Gleichstrom-Offset entfernen kann, so daß nach dem vorliegenden Ausführungsbeispiel eine Verstärker­ schaltung mit einer guten Charakteristik erhalten wird.
Da die Kollektor-Emitter-Spannung des dritten Transistors, welcher als Ausgangstransistor fungiert, durch die Konstantspannungsquelle festgehalten wird, kann, wie obenstehend detailliert beschrieben wurde, der Einfluß des Early-Effekts reduziert werden und die Änderung der Kapazität zwischen dem Kollektor und der Basis wird unterdrückt, was beim vorliegenden Ausführungsbeispiel zur Verbesserung der Linearität des Ausgangssignals führt. Weitere Ausführungsbeispiele der Erfindung sind denkbar, ohne dabei jedoch von ihrem Grundgedanken oder ihren wesentlichen Merkmalen abzuweichen.
Die vorliegenden Ausführungsbeispiele sollen daher der Illustration und nicht der Einschränkung dienen. Der Umfang der Erfindung soll eher durch die beigefügten Patentansprüche als durch die vorhergehende Beschreibung aufgezeigt werden, wobei alle Änderungen, die in die Bedeutung und den Umfang der Patentansprüche fallen, durch diese abgedeckt sein sollen.

Claims (7)

1. Stromspiegelschaltung mit
einem ersten Transistor (Q1), in den ein Eingangsstrom I1 eingegeben wird;
einem zweiten Transistor (Q2), welcher als Diode betrieben wird und dessen Basis mit einer Basis des ersten Transistors verbunden ist;
einem dritten Transistor (Q3), der einen Ausgangsstrom ausgibt, wobei der dritte Transistor mit dem zweiten Transistor so in Reihe geschaltet ist, daß eine Basis des dritten Transistors mit dem Kollektor des ersten Transistors verbunden ist und daß der Emitter des dritten Transistors mit einem Kollektor des zweiten Transistors verbunden ist;
gekennzeichnet durch:
einen vierten Transistor (Q4), welcher in Reihe mit dem dritten Transistor (Q₃) verbunden ist, um einen durch ihn fließenden Ausgangsstrom (I2) auszugeben, und
eine Konstantspannungsquelle (VCONST), welche zwischen der Basis des vierten Transistors und dem Emitter des dritten Transistors angeordnet ist.
2. Schaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Konstantspannungsquelle (VCONST) eine Konstantspannungsdiode ist.
3. Schaltung nach Anspruch 1 oder 2, gekennzeichnet durch eine Konstantstromquelle (ICONST), die mit der Basis des vierten Transistors (Q₄) verbunden ist.
4. Schaltung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß die Konstantstromquelle (ICONST) eine Konstantstromdiode ist.
5. Schaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 4, dadurch gekennzeichnet, daß ein Kollektor des vierten Transistors (Q₄) über einen Lastwiderstand (RL) geerdet ist, und daß eine Ausgangsspannung an einem Verbindungspunkt zwischen dem Kollektor des vierten Transistors (Q₄) und dem Lastwiderstand (RL) erzeugt wird.
6. Schaltung nach Anspruch 1, gekennzeichnet durch eine Spannungs-Strom-Umwandlungsschaltung (A), welche mit dem Kollektor des ersten Transistors (Q₁) verbunden ist, um ein Eingangsspannungssignal in den Eingangsstrom umzuwandeln und ihn an den ersten Transistor zu liefern.
7. Schaltung nach wenigstens einem der Ansprüche 1 bis 5, dadurch gekennzeichnet, daß die Schaltung in einer Gegentakt- Anordnung (1A, 1B) aufgebaut ist.
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