DE4317686A1 - Stromspiegelschaltung - Google Patents
StromspiegelschaltungInfo
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Description
Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf eine Strom
spiegelschaltung, welche für eine Vielzahl von Ver
stärkerschaltungen verwendet wird.
Eine Stromspiegelschaltung ist eine Grundschaltung aus
Bipolartransistoren. Eine Stromspiegel-Grundschaltung ist so
aufgebaut, daß ein Bezugsstrom durch einen Kollektor eines
Transistors fließt, wobei der Kollektor und die Basis des
Transistors kurzgeschlossen sind, um einen Diodenbetrieb zu
erhalten, und wobei der Verbindungspunkt, an dem der
Kollektor und die Basis kurzgeschlossen sind, mit der Basis
eines weiteren Transistors verbunden ist, der in der näheren
Umgebung liegt und dieselbe Charakteristik besitzt.
Die obengenannte Stromspiegel-Grundschaltung arbeitet
theoretisch mit dem richtigen Spiegelkoeffizienten. Jedoch tritt
bei dieser Schaltung das Problem auf, daß eine Änderung des
Ausgangsstromes durch den Einfluß des Early-Effekts verursacht
wird. Der Early-Effekt ist ein Phänomen wie folgt. Wenn nämlich
die Kollektor-Emitter-Spannung VCE des Transistors ansteigt,
dehnt sich die Verarmungszone durch die abnehmende
Elektronendichte aus, so daß die effektive Basisweite schmal
wird. Daher nimmt mit steigender Kollektorspannung die
Steigungstendenz des Kollektorstroms übermäßig zu.
Als eine hochgenaue Stromspiegelschaltung ist in Fig. 5 eine
rückgekoppelte Stromspiegelschaltung gezeigt, welche die
Änderung des Ausgangsstroms durch den Einfluß des Early-Effekts
unterdrücken soll. Diese Stromspiegelschaltung basiert auf
einer Stromspiegelschaltung des Wilson-Typs, bei der ein
PNP-Transistor Q4 in Basisschaltung mit einem PNP-Ausgangs
transistor Q3 in einer Kaskodenschaltung verbunden ist. Eine
Konstantspannungsquelle VCONST ist zwischen dem Emitter des
Transistors Q2 und der Basis des Transistors Q4 verbunden.
Dieser Schaltungstyp wird oft bei Audio-Verstärkerschaltungen
angewendet. Durch Verbinden der Konstantspannungsquelle VCONST
mit dem Transistor Q4 und durch Blockieren der Änderung der
Kollektor-Emitter-Spannung VCE3 des Transistors Q3 durch
Verwendung des konstanten Wertes der Konstantspannungsquelle
VCONST und des konstanten Wertes der Basis-Emitter-Spannung VBE
(etwa 0.6 V) der Transistoren Q4 und Q2, soll auf diese Weise
die Änderung des Ausgangsstromes durch den Early-Effekt
unterdrückt werden.
Da die in Fig. 5 gezeigte Stromspiegelschaltung jedoch mit dem
Transistor Q4 in Basisschaltung in der Ausgangsstufe
ausgestattet ist, ist die Eingangs-Ausgangs-Charakteristik
hinsichtlich der Linearität nicht unbedingt zufriedenstellend,
obwohl sie eine hohe Ausgangsimpedanz erreichen kann.
Insbesondere stellt diese nichtlineare Verzerrung ein
ernstzunehmendes Problem bei Audio-Schaltungen dar.
In der in Fig. 5 gezeigten Stromspiegelschaltung ist nämlich der
Spannungsabfall VF in Durchlaßrichtung am als Diode betriebenen
Transistor Q2 und die Basis-Emitter-Spannung VBE4 des
Transistors Q4 in etwa konstant (etwa 0.6 V). Somit wird durch
die konstante Vorspannung von der Konstantspannungsquelle VCONST
die Kollektorspannung VC des Transistors Q3 festgehalten. Jedoch
ist, genauergesagt, die Basis-Emitter-Spannung VBE nicht
konstant, sondern hängt, wie durch den folgenden Ausdruck
beschrieben, vom Ausgangsstrom ab und hat bezüglich des
Emitter-Stroms IE eine nichtlineare Charakteristik.
VBE = (kT/q)ln(IE/IS)
Hierbei ist k die Boltzmannkonstante, T eine absolute
Temperatur an der Halbleiter-Übergangszone, q die elektrische
Ladung eines Elektrons, und Is ein Sperrsättigungsstrom.
Dasselbe kann vom Spannungsabfall VF in Durchlaßrichtung
am Transistor Q2 gesagt werden, da dieser als Diode be
trieben wird.
Die Änderung des Ausgangsstromes I2, welche der Änderung des
Eingangsstromes I1 folgt, erscheint als Änderung des
Spannungsabfalls VF in Durchlaßrichtung am Transistor Q2, der als
Diode betrieben wird, und als Änderung der Basis-Emitter-
Spannung VBE4 des Transistors Q4. Diese Änderung des
Spannungsabfalls VF in Durchlaßrichtung erscheint als Änderung
der Kollektor-Emitter-Spannung VCE3 des Ausgangstransistors Q3.
Durch die Änderung dieser Spannung VCE3 tritt die Änderung des
Ausgangsstromes durch den vorher genannten Early-Effekt in
geringem Maße auf. Gleichzeitig verändert sich die Kapazität Cob
der Verarmungszone des PN-Übergangs zwischen der Basis und dem
Kollektor des Ausgangstransistors Q3.
Daher wird die Frequenzcharakteristik durch die Amplitude des
Ausgangsstromes, d. h. des Ausgangssignales, verändert, was zu
einer Zunahme der Verzerrung führt.
Anhand der Fig. 6 wird die Verzerrung durch den Early-Effekt
nachfolgend beschrieben.
Die VCE-IC-Kennlinie, welche die Basisströme iB1 bis iB5 des
Transistors Q3 als Parameter annimmt, ist in Fig. 6 als
Vergleichsbeispiel gezeigt. Wegen des Early-Effekts erreicht
keine der Kurven eine flache Charakteristik. Der Kollektorstrom
IC3 des Transistors Q3 verändert sich entsprechend der Änderung
des Ausgangsstroms I2 um den Betrag von 2ΔVBE (etwa ΔVF + ΔVBE4),
d. h. um den Betrag von 2 ΔIC3. Diese Änderung verzerrt die
verstärkte Signalform, was als Problem des Linearitätsverlustes
der Verstärkerschaltung betrachtet wird.
Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist es daher eine
Stromspiegelschaltung zur Verfügung zu stellen, die eine hohe
Ausgangsimpedanz besitzt und nichtlineare Verzerrungen
unterdrücken kann.
Bei der vorliegenden Erfindung wird die obengenannte Aufgabe
gelöst durch eine Stromspiegelschaltung mit: einem ersten
Transistor, in den ein Eingangsstrom eingegeben wird; einem
zweiten Transistor, welcher als Diode betrieben wird und dessen
Basis mit einer Basis des ersten Transistors verbunden ist; einem
dritten Transistor zur Ausgabe eines Ausgangsstromes, wobei der
dritte Transistor mit dem zweiten Transistor so in Reihe
verbunden ist, daß eine Basis des dritten Transistors mit einem
Kollektor des ersten Transistors verbunden ist und ein Emitter
des dritten Transistors mit einem Kollektor des zweiten
Transistors verbunden ist; einen vierten Transistor, welcher in
einer Kaskodenschaltung mit dem dritten Transistor verbunden ist,
um den durch ihn fließenden Ausgangsstrom auszugeben; und mit
einer Konstantspannungsquelle, welche zwischen einer Basis des
vierten Transistors und dem Emitter des dritten Transistors
verbunden ist.
In der vorliegenden Erfindung wird, da die
Konstantspannungsquelle zwischen dem Emitter des dritten
Transistors und der Basis des vierten Transistors verbunden ist,
die Kollektor-Emitter-Spannung des dritten Transistors
festgehalten (clamped). Als Ergebnis davon wird die
Kollektor-Emitter- Spannung des dritten Transistors nicht durch
die Änderung des Spannungsabfalls in Durchlaßrichtung am zweiten
Transistor beeinflußt. Daher wird der Einfluß des Early-Effekts
und die Änderung der PN-Übergangskapazität Cob zwischen dem
Kollektor und der Basis des dritten Transistors reduziert. Es
wird möglich, die im Ausgangsstrom enthaltene nichtlineare
Komponente zu reduzieren.
Auf diese Weise kann bei der vorliegenden Erfindung die hohe
Ausgangsimpedanz des vierten Transistors in Basisschaltung
beibehalten und die Reduzierung der nichtlinearen Verzerrung
durch die Konstantspannungsquelle ermöglicht werden.
Der Gegenstand, der Zweck und weitere Merkmale dieser Erfindung
werden klarer ersichtlich aus der folgenden detaillierten
Beschreibung von bevorzugten Ausführungsbeispielen sowie
aus den beigefügten Zeichnungen, die untenstehend kurz
beschrieben werden.
Fig. 1 zeigt ein Schaltbild, anhand dessen das Prinzip einer
Stromspiegelschaltung nach der vorliegenden Erfindung
erklärt wird;
Fig. 2 zeigt ein Schaltbild eines ersten Ausführungsbeispiels
der Stromspiegelschaltung nach der vorliegenden
Erfindung;
Fig. 3 zeigt ein Schaltbild eines zweiten Ausführungsbeispiels
der Stromspiegelschaltung nach der vorliegenden
Erfindung;
Fig. 4 zeigt ein Schaltbild eines dritten Ausführungsbeispiels
der Stromspiegelschaltung nach der vorliegenden
Erfindung;
Fig. 5 zeigt ein Schaltbild einer rückgekoppelten
Stromspiegelschaltung;
Fig. 6 zeigt eine graphische Darstellung, die eine VCE-IC-
Kennlinie eines Ausgangstransistors einer Strom
spiegelschaltung darstellt.
Nachfolgend werden anhand der Fig. 1 bis 4 und 6 bevorzugte
Ausführungsbeispiele der vorliegenden Erfindung erklärt.
Fig. 1 zeigt ein Schaltbild, anhand dessen das Prinzip einer
Stromspiegelschaltung nach der vorliegenden Erfindung erklärt
wird.
In Fig. 1 enthält eine Stromspiegelschaltung 1: einen ersten
Transistor Q1, in den ein Eingangsstrom I1 eingegeben wird; einen
zweiten Transistor Q2, welcher als Diode betrieben wird und
dessen Basis mit einer Basis des ersten Transistors verbunden
ist; einen dritten Transistor Q₃, um einen Ausgangsstrom aus
zugeben, wobei der dritte Transistor mit dem zweiten Transistor
so in Reihe verbunden ist, daß eine Basis des dritten Transistors
mit einem Kollektor des ersten Transistors verbunden ist, und daß
ein Emitter des dritten Transistors mit einem Kollektor des
zweiten Transistors verbunden ist; einen vierten Transistor Q4,
welcher mit dem dritten Transistor in einer Kaskodenschaltung
verbunden ist, um den durch ihn fließenden Ausgangsstrom I2
auszugeben; und eine Konstantspannungsquelle VCONST, welche
zwischen einer Basis des vierten Transistors und dem Emitter des
dritten Transistors verbunden ist.
Da die Konstantspannungsquelle VCONST zwischen dem Emitter des
dritten Transistors Q3 und der Basis des vierten Transistors Q4,
welcher mit dem Kollektor des dritten Transistors Q3 verbunden
ist, verbunden ist, wird auf diese Weise bei der vorliegenden Er
findung die Kollektor-Emitter-Spannung VCE3 des dritten Tran
sistors Q3 festgehalten. Als Ergebnis davon wird die
Kollektor-Emitter-Spannung VCE3 des dritten Transistors Q3 nicht
durch die Änderung des Spannungsabfalls VF in Durchlaßrichtung am
zweiten Transistor Q2 beeinflußt, wobei die Änderung des
Spannungsabfalls VF durch die Änderung des Ausgangsstroms I2,
welche der Änderung des Eingangsstromes folgt, hervorgerufen
wird. Daher wird der Einfluß des Early-Effekts und die Änderung
der PN-Übergangskapazität Cob zwischen dem Kollektor und der
Basis des dritten Transistors Q3 (in Fig. 5 gezeigt) reduziert.
Es wird möglich, die im Ausgangsstrom I2 enthaltene nichtlineare
Komponente zu reduzieren.
Auf diese Weise kann die hohe Ausgangsimpedanz des vierten
Transistors Q4 in Basisschaltung beibehalten und die Reduzierung
der nichtlinearen Verzerrung durch die Konstantspannungsquelle
VCONST möglich gemacht werden.
Nachfolgend werden ein erstes bis drittes Ausführungsbeispiel,
die das vorhergehend erklärte Prinzip der vorliegenden Erfindung
anwenden, erklärt.
Die Fig. 2 zeigt das erste Ausführungsbeispiel der vorliegenden
Erfindung. In Fig. 2 besitzen die Bauteile, die denen in Fig. 1
entsprechen, dieselben Bezeichnungen und auf ihre Beschreibung
wird verzichtet.
In Fig. 2 besitzt eine Stromspiegelschaltung eine
Spannungs-Strom-Umwandlungsschaltung A und eine Schaltung B. Die
Spannungs-Strom-Umwandlungsschaltung ist eine Schaltung, die ein
Eingangsspannungssignal in einen Strom umwandelt. In der
Spannungs-Strom-Umwandlungsschaltung A ist der Drain eines
N-Kanal-Feldeffekttransistors (FET) Q5 mit dem Kollektor eines
Transistors Q1 der Schaltung B verbunden. Die Source des
Transistors Q5 ist durch einen Source-Widerstand Rs an Masse
gelegt. Ein Gate-Widerstand Rg ist zwischen dem Gate des
Transistors Q5 und Masse verbunden. Ein Eingangsspannungssignal
wird an das Gate des Transistors Q5 über einen Eingangsanschluß
EIN angelegt. Der Transistor Q5 stellt einen Strom entsprechend
der eingegebenen Signalspannung als Eingangsstrom I1 dem
Transistor Q1 der Schaltung B zur Verfügung.
Die Schaltung B besitzt einen Eingangstransistor Q1, einen
als Diode betriebenen, rückgekoppelten Transistor Q2, einen
Ausgangstransistor Q3 und einen Kaskodentransistor Q4.
In Fig. 2 unterscheidet sich die Schaltung des vorliegenden
Ausführungsbeispiels in folgenden Punkten von der in Fig. 5
gezeigten Schaltung nach dem Stand der Technik. Eine
Konstantspannungsquelle VCONST ist nämlich zwischen einem
Verbindungspunkt zwischen dem Emitter des Transistors Q3 und
dem Kollektor des Transistors Q2, d. h. einem Knotenpunkt N2, und
einem Knotenpunkt N4, welcher mit der Basis des Transistors Q4
verbunden ist, verbunden. Eine Konstantstromquelle ICONST ist
mit der Konstantspannungsquelle VCONST verbunden. Die
Konstantstromquelle ICONST läßt die Konstantspannungsquelle
VCONST durch die Aufnahme eines konstanten Stromes eine
konstante Spannung erzeugen. Als Konstantspannungsquelle VCONST
kann z. B. eine Konstantspannungsdiode, wie eine Zenerdiode,
verwendet werden. Als Konstantstromquelle ICONST kann z. B. eine
Konstantstromdiode verwendet werden.
Der Kollektor des Transistors Q4 ist über einen Lastwiderstand
RL an Masse gelegt. Die Ausgangssignalspannung wird über einen
Knotenpunkt N3, welcher den Lastwiderstand RL mit dem Kollektor
des Transistors Q4 verbindet, aus einem Ausgangsanschluß AUS
entnommen.
Als nächstes wird die Funktion des so aufgebauten ersten
Ausführungsbeispiels erklärt.
Wenn das Eingangsspannungssignal an den Eingangsanschluß EIN
angelegt wird, wird die Spannung des Eingangsspannungssignals in
den entsprechenden Strom durch die Spannungs-Strom-Um
wandlungsschaltung A umgewandelt. Der Ausgangsstrom I2, welcher
dem Eingangsstrom I1 folgt, fließt wie folgt: Spannungsquelle VCC
→ Transistor Q2 → Transistor Q3 → Transistor Q4 →
Lastwiderstand RL → Masse. Der Betrag des Ausgangsstroms I2
ändert sich mit der Änderung des Eingangsstroms I1. Die
Ausgangsspannung, die dieser Änderung entspricht, wird dem
Knotenpunkt N3 des Lastwiderstandes RL über den Ausgangsanschluß
AUS entnommen.
Zu diesem Zeitpunkt wird der Spannungsabfall VF in
Durchlaßrichtung am Transistor Q2 durch die Änderung des
Ausgangsstroms I2, die der Änderung des Eingangssignals folgt,
verändert. Die Kollektor-Emitter-Spannung VCE3 des Transistors Q3
wird jedoch nicht durch die Änderung des Spannungsabfalls VF
beeinflußt. Die Änderungskomponente besteht nur aus einer
Änderungskomponente der Basis-Emitter-Spannung VBE4 des
Transistors Q4. Wie in Fig. 6 gezeigt, wird daher die Änderung
des Stromes IC3 durch die Änderung der Spannung VCE nur zu einer
Komponente entsprechend ΔVBE4 d. h. ΔIC3. Wie in Fig. 6 gezeigt,
wird der Einfluß des Early-Effekts und die Änderung der Kapazität
Cob reduziert, so daß im Vergleich mit dem Vergleichsbeispiel
nach dem Stand der Technik in Fig. 5, die nichtlineare
Signalform des Ausgangsstromes I2 beim ersten Ausführungsbeispiel
reduziert werden kann.
Da im ersten Ausführungsbeispiel die konstante Spannung durch
Kombination der Konstantspannungsquelle VCONST mit der
Konstantstromquelle ICONST erzeugt wird, wird auf diese Weise der
Ausgangsstrom I2 um den Betrag des Stroms I3 reduziert, welcher
im Vergleich zum Strom I′1, welcher durch den Transistor Q2
fließt, über den Zweig der Konstantspannungsquelle VCONST fließt
(I2 = I′1-I3). Diese reduzierte Komponente des Stromes I3
besteht jedoch aus der Komponente einer Gleichspannung-Vor
spannung. Daher verändert sich die Änderungskomponente ΔI2 (d. h.
die Signalkomponente) des Stromes als Wechselkomponente nicht.
Konsequenterweise arbeitet das erste Ausführungsbeispiel
hinsichtlich des Wechselstrombetriebs als Stromspiegelschaltung
ohne Verstärkungsverlust.
Fig. 3 zeigt ein zweites Ausführungsbeispiel der vorliegenden
Erfindung.
Beim zweiten Ausführungsbeispiel wird durch den Einsatz der
Stromspiegelschaltung des in Fig. 2 gezeigten ersten
Ausführungsbeispiels eine Gegentaktverstärkerschaltung gebildet.
Wie in Fig. 3 gezeigt, wird das zweite Ausführungsbeispiel
gebildet durch die symmetrische (in Richtung von oben nach unten)
Anordnung der Stromspiegelschaltungen 1A und 1B, die beide der
Schaltung B von Fig. 2 äquivalent sind. Jeder der Transistoren
q1 bis q4, die die Stromspiegelschaltung 1B auf der unteren Seite
bilden, ist ein Transistor des entgegengesetzten elektrischen
Leitungstyps zu dem der Transistoren Q1 bis Q4 auf der oberen
Seite, d. h. ein NPN-Transistor, um eine symmetrische Anordnung zu
erhalten. Aus demselben Grund wird als Transistor q5 ein P-Kanal
FET verwendet.
Jede der Stromspiegelschaltungen 1A und 1B arbeitet auf die
gleiche Weise wie die Stromspiegelschaltung in Fig. 2, so daß sie
die Verzerrung der Signalform geradzahliger Ordnung, die
verstärkt werden soll, unterdrücken. Konsequenterweise kann nach
dem zweiten Ausführungsbeispiel eine Verstärkerschaltung mit
einer guten Linearität erhalten werden.
Fig. 4 zeigt ein drittes Ausführungsbeispiel der vorliegenden
Erfindung.
Das dritte Ausführungsbeispiel ist ein weiteres konkretes
Beispiel der in Fig. 3 gezeigten Stromspiegelschaltung.
In Fig. 4 enthält das dritte Ausführungsbeispiel eine
Treiberschaltung 100 und eine Leistungsverstärkerschaltung 200.
Im dritten Ausführungsbeispiel wird die Stromspiegelschaltung der
vorliegenden Erfindung in der Treiberschaltung 100 angewendet,
welche in der Stufe vor der Leistungsverstärkerschaltung 200
angeordnet ist.
Die Treiberschaltung 100 enthält eine Gegentaktverstärker
schaltung, wie sie im zweiten Ausführungsbeispiel in Fig. 3
verwendet wird, und eine Gleichspannungs-Servosteuerschaltung 3.
Die Gleichspannungs-Servosteuerschaltung 3 ist eine Schaltung
zur Entfernung des Gleichstrom-Offsets, welcher am Ausgangsan
schluß AUS der Treiberschaltung 100 durch Rückkopplung erzeugt
wird. Die Gleichspannungs-Servosteuerschaltung 3 besitzt einen
N-Kanal Feldeffekttransistor T1, welcher eine Konstantstrom
quelle ICONST bildet und einen P-Kanal Feldeffekttransistor T2.
Ein Widerstand r1 und ein Kondensator C sind mit den Gates
dieser Transistoren T1 und T2 verbunden. Der andere Anschluß
des Widerstands r1 ist mit dem Ausgang AUS der Treiberschaltung
100 verbunden. Der andere Anschluß des Kondensators C ist ge
erdet. Durch den Widerstand r1 und den Kondensator C wird eine
Integrationsschaltung (oder ein Tiefpaßfilter) gebildet, welche
die Wechselstromkomponente, die im Ausgangsanschluß AUS entsteht,
entfernt und nur die Gleichstromkomponente rückkoppelt. Als
Widerstand r2 wird ein variabler Widerstand verwendet, um die
Offset-Gleichspannung abzugleichen. Beide Enden des Widerstands
r2 sind mit den Sourcen der Transistoren T1 und T2 verbunden. Der
Schleifer des Widerstands r2 ist über einen Widerstand r3
geerdet. Die Gleichstrom-Offsetkomponente, die am Ausgangs
anschluß AUS entsteht, wird über den Widerstand r1 an die
Gates der Transistoren T1 bzw. T2 zurückgekoppelt. Der
Gleichstrom-Offset wird so geregelt, daß das Verhältnis der
Drainströme der Transistoren T1 und T2, d. h. der konstante Strom,
der durch die obere bzw. untere Konstantspannungsquelle VCONST
fließt, entsprechend des Betrages dieses Gleichstrom-Offsets
gesteuert wird.
Auf diese Weise kann eine Stromspiegelschaltung mit einer hohen
Ausgangsimpedanz, guten Linearität und geringen Verzerrung in
einer praktischen Schaltung angewendet werden und es ist möglich,
sie als einen Teil der Gleichstrom-Servosteuerschaltung 3 zu
verwenden, welche den Gleichstrom-Offset entfernen kann, so daß
nach dem vorliegenden Ausführungsbeispiel eine Verstärker
schaltung mit einer guten Charakteristik erhalten wird.
Da die Kollektor-Emitter-Spannung des dritten Transistors,
welcher als Ausgangstransistor fungiert, durch die
Konstantspannungsquelle festgehalten wird, kann, wie obenstehend
detailliert beschrieben wurde, der Einfluß des Early-Effekts
reduziert werden und die Änderung der Kapazität zwischen dem
Kollektor und der Basis wird unterdrückt, was beim vorliegenden
Ausführungsbeispiel zur Verbesserung der Linearität des
Ausgangssignals führt. Weitere Ausführungsbeispiele der Erfindung
sind denkbar, ohne dabei jedoch von ihrem Grundgedanken oder
ihren wesentlichen Merkmalen abzuweichen.
Die vorliegenden Ausführungsbeispiele sollen daher der
Illustration und nicht der Einschränkung dienen.
Der Umfang der Erfindung soll eher durch die beigefügten
Patentansprüche als durch die vorhergehende Beschreibung
aufgezeigt werden, wobei alle Änderungen, die in die
Bedeutung und den Umfang der Patentansprüche fallen,
durch diese abgedeckt sein sollen.
Claims (7)
1. Stromspiegelschaltung, gekennzeichnet durch:
einen ersten Transistor (Q1), in den ein Eingangsstrom I1 eingegeben wird;
einen zweiten Transistor (Q2), welcher als Diode betrieben wird und dessen Basis mit einer Basis des ersten Transistors verbunden ist;
einen dritten Transistor (Q3), der einen Ausgangsstrom ausgibt, wobei der dritte Transistor mit dem zweiten Transistor so in Reihe geschaltet ist, daß eine Basis des dritten Transistors mit einem Kollektor des ersten Transistors verbunden ist und das ein Emitter des dritten Transistors mit einem Kollektor des zweiten Transistors verbunden ist;
einen vierten Transistor (Q4), welcher in einer Kaskodenschaltung mit dem dritten Transistor verbunden ist, um einen durch ihn fließenden Ausgangsstrom (I2) auszugeben, und
eine Konstantspannungsquelle (VCONST), welche zwischen einer Basis des vierten Transistors und dem Emitter des dritten Transistors verbunden ist.
einen ersten Transistor (Q1), in den ein Eingangsstrom I1 eingegeben wird;
einen zweiten Transistor (Q2), welcher als Diode betrieben wird und dessen Basis mit einer Basis des ersten Transistors verbunden ist;
einen dritten Transistor (Q3), der einen Ausgangsstrom ausgibt, wobei der dritte Transistor mit dem zweiten Transistor so in Reihe geschaltet ist, daß eine Basis des dritten Transistors mit einem Kollektor des ersten Transistors verbunden ist und das ein Emitter des dritten Transistors mit einem Kollektor des zweiten Transistors verbunden ist;
einen vierten Transistor (Q4), welcher in einer Kaskodenschaltung mit dem dritten Transistor verbunden ist, um einen durch ihn fließenden Ausgangsstrom (I2) auszugeben, und
eine Konstantspannungsquelle (VCONST), welche zwischen einer Basis des vierten Transistors und dem Emitter des dritten Transistors verbunden ist.
2. Schaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die
Konstantspannungsquelle (VCONST) eine Konstantspannungsdiode
enthält.
3. Schaltung nach Anspruch 1 oder 2, gekennzeichnet durch eine
Konstantstromquelle (ICONST), die mit einem Verbindungspunkt
zwischen der Basis des vierten Transistors und der
Konstantspannungsquelle verbunden ist, um einen konstanten Strom
an die Konstantspannungsquelle zu liefern, um eine konstante
Spannung zu erzeugen.
4. Schaltung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß die
Konstantstromquelle (ICONST) eine Konstantstromdiode enthält.
5. Schaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 4, dadurch
gekennzeichnet, daß ein Kollektor des vierten Transistors über
einen Lastwiderstand (RL) geerdet ist, und daß eine
Ausgangsspannung an einem Verbindungspunkt zwischen dem Kollektor
des vierten Transistors und dem Lastwiderstand erzeugt wird.
6. Schaltung nach Anspruch 1, gekennzeichnet durch eine
Spannungs-Strom-Umwandlungsschaltung (A), welche mit dem
Kollektor des ersten Transistors verbunden ist, um ein
Eingangsspannungssignal in den Eingangsstrom umzuwandeln und ihn
an den ersten Transistor zu liefern.
7. Schaltung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß die
Schaltung in einer Gegentakt-Anordnung (1A, 1B) aufgebaut ist.
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1993
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Non-Patent Citations (1)
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GB2267404B (en) | 1995-12-20 |
GB9311003D0 (en) | 1993-07-14 |
GB2267404A (en) | 1993-12-01 |
JPH05335847A (ja) | 1993-12-17 |
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8110 | Request for examination paragraph 44 | ||
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