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Hochfrequenzverstärkerschaltung
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Die Erfindung betrifft eine Hochfrequenzverstärkerschaltung für ein
elektronisch abstimmbares Autoradio, das zum Empfang einer großen Eingangsleistung
geeignet ist.
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In üblichen, elektronisch abstimmbaren Rundfunkempfängern wird als
Kanalwahlelement eine Kapazitätsdiode verwendet. Die Kapazitätsdiode verursacht
nichtlineare Verzerrungen, da ihre Kapazität mit der angelegten Spannung veränderlich
ist. Da in Autoradios die Antenne kapazitiv angeschlossen ist, kann sie nicht direkt
mit der Diode zur Bildung einer Abstimmschaltung kombiniert werden. Aus diesem Grunde
verwendet man eine in den Fig. 1 oder 2 dargestellte Eingangsschaltung.
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In Fig. 1 ist eine Antenne mit einem Anschluß 10 verbunden. Der Antennenausgang
wird von einem Feldeffekttransistor 12 verstärkt und ein LC-Resonanzkreis 14
dient
zur Abstimmung. Mit dem LC-Resonanzkreis ist ein Hcchfrequenzverstärker 16 verbunden,
dessen Ausgang einer Resonanzschaltung 18 zugeführt ist. Der Ausgang der Resonanzschaltung
18 wird dem Mischer MIX der nächsten Stufe eingegeben. Eine Spannung AGC zur automatischen
Verstärkungsregelung liegt dem Verstärker 16 und ebenfalls dem Transistor 12 über
einen Widerstand 20 an.
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Da diese Schaltung ein unabgestimmtes Eingangssignal empfängt und
unnötige Frequenzbereiche dem Transistor 12 zugeführt werden und von diesem zusammen
mit gewünschten Frequenzbereichen verstärkt werden, sind die Eigenschaften für große
Eingangsleistung und insbesondere die Kreuzmodulationseigenschaften schlecht.
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Bei der in Fig. 2 dargestellten Schaltung sind mit dem Source-Anschluß
des Transistors 12 ein Gegenkopplungswiderstand 30 und eine Resonanzschaltung 22
verbunden, deren Impedanz beim Anliegen des resonanzverursachenden gewünschten Frequenzbereichs
Null wird, so daß keine Gegenkopplung entsteht, wohingegen bei nichtgewünschten
Frequenzen eine Gegenkopplung entsteht, die die Verstärkung des Transistors 12 herabsetzt.
Als Ergebnis ist die Wirkung bezüglich unnötiger Frequenzen (störender Frequenzen)
verbessert. Es ergibt sich daraus jedoch folgendes Problem: Der Nutzfrequenzbereich
wird im Transistor 12 ohne Gegenkopplung verstärkt. Da der gm-Faktor ( Gegenkopplungsgrad
) des Transistors 12 endlich und nichtlinear ist und Q (Güte) und der Verstärkungsfaktor
der Resonanzschaltungen 14 und 22 vom Faktor gm abhängen, ist die Kreuzmodulations-Eigenschaft
ungenügend. Insbesondere
geht die Impedanz der Resonanzschaltung
22 auf Null, wodurch eine hohe Spannung anliegt, wenn die Resonanzschaltung 14 Resonanz
beim gewünschten Frequenzbereich aufweist, so daß die Kapazitätsdiode, die als kapazitives
Abstimmelement verwendet wird, eine große nichtlineare Verzerrung bewirkt. Somit
schaltet man bei dieser Schaltung an den Ausgang einen Transistor 24 als Dämpfungsglied,
da das Zuführen einer Gegenkopplung an den Eingang des Transistors 12 schwierig
zu realisieren ist. Bei diesem Aufbau verringert jedoch der Transistor 24 den Q-Faktor
der Resonanzschaltung 14 und seine eigene Nichtlinearität wird in die Schaltung
eingefügt.
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Es ist deshalb Aufgabe der Erfindung, eine Antenneneingangsschaltung
so auszubilden, daß die bei der herkömmlichen Technik schlechten Eigenschaften,
wie sie zuvor beschrieben wurden, verbessert sind, und eine sehr gute Kreuzmodulationseigenschaft
erzielt wird.
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Zur Lösung dieser Aufgabe weist die erfindungsgemäße Hochfrequenzverstärkerschaltung
einen ersten Transistor auf, an dessen Gate-Anschlub das Eingangssignal anliegt
und eine Reihenresonanzschaltung, deren Resonanzfrequenz mit dem Nutzfrequenzbereich
zusammenfällt, ist an den Source-Anschluß des ersten Transistors angeschlossen.
Der Ausgang des ersten Transistors ist an die Basis eines gewöhnlichen zweiten Transistors
angelegt, mit dem ein dritter und vierter Transistor, deren Emitter gemeinsam verbunden
sind, verbunden ist. Der Kollektor des dritten Transistors ist direkt mit dem Source-Anschluß
des ersten Transistors und der Kollektor des vierten Transistors mittels eines Parallelresonanzkreises
mit dem
Source-Anschluß des ersten Transistors, um diesem ein Gegenkopplungssignal
zuzuführen, verbunden. Den Basisanschlüssen des dritten und vierten Transistors
wird eine AGC-Spannung zugeführt, um deren Kollektorstromverhältnis zu verändern.
Das Ausgangssignal MIX wird am Parallel-Resonanzkreis abgenommen.
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Die oben aufgezeigte erfindungsgemäße Lösung weist eine verbesserte
Kreuzmodulationseigenschaft trotz der nicht abgestuften Eingangsstufe auf und die
AGC-Spannung sachen kann ohne nichtlineare Verzerrung zu verur zugeführt werden.
Ferner ist der Verstärkungsfaktor hoch, was für einen Einsatz in einem Autoradio
sehr vorteilhaft ist.
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Die Erfindung wird im folgenden anhand der Zeichnung näher beschrieben.
Es zeigen: Fig. 1 und 2 Schaltbilder üblicher Eingangsstufen; Fig. 3 ein Schaltbi-ld
einer Ausführungsform gemäß der Erfindung; Fig. 4 Fig. 4 eine der Schaltung von
Fig. 3 äquivalente Schaltung und eines Fig. 5 eine Schaltung, die/teilweise veränderten
Ausführungsbeispiels.
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Im folgenden wird das in Fig. 3 dargestellte Ausführungsbeispiel
der Erfindung beschrieben: Mit dem Bezugszeichen 12 ist ein Feldeffekt-Transistor,
mit der Bezugsziffer 14 ein Parallel-Resonanzkreis und mit der Bezugsziffer 22 eine
Serienresonanzschaltung
bezeichnet. Mit den Bezugsziffern 34 und
36 sind mit ihren Emittern zusammengeschaltete Differentialtransistoren bezeichnet.
Mit den zusammengeschalteten Emittern ist ein Transistor 38 verbunden. Der Ausgang
des Transistors 12 ist an den Basis-Anschluß des Transistors 38 gelegt. Der Kollekto@des
Transistors 34 ist direkt mit dem Source-Anschluß des Transistors 12 und der Kollektor
des Transistors 36 über den Parallel-Resonanzkreis 14 mit dem Source-Anschluß des
Transistors 12 verbunden, wodurch eine Gegenkopplung am Source-Anschluß des Transistors
12 bewirkt wird. Mit den Bezugsziffern 40, 42, 44 und 46 sind jeweils Kondensatoren
und mit den Bezugsziffern 48, 50, 52, 54, 56, 60, 62 und 64 Widerstände bezeichnet.
Mit Vdd ist die Versorgungsspannung bezeichnet. Der durch die Schaltung fließende
Strom fließt jeweils durch die Zweige 52, 12 und 34; 52, 12 und die Primärspule
des Parallel-Resonanzkreises 14; 36, 38 und 60, 48 und 50; 58 und die Basis des
Transistors 34; und 58, 62 und die Basis des Transistors 36. Eine der Schaltung
der Fig. 3 äquivalente Schaltung ist in Fig. 4 dargestellt: Unter der Annahme, daß
die am Transistor 12 anliegende Gate-Source-Spannung Vgs ist, so ist der in den
Drain-Anschluß fließende Strom gm . Vgs und unter der Annahme, daß der Stromverstärkungsfaktor
des Transistors 38 ß ist, ergibt sich der in den Emitter dieses Transistors fließende
Strom zu gm . Vgs . ß.
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Da beide Ströme durch die Serienresonanzschaltung 22 fließen, erhält
man mit der Annahme, daß die Impedanz des Serienresonanzkreises Zs und die Eingangsspannung
El ist, folgende Beziehung: El = Vgs + gm.Vgs (1 + ß) Zs ....... (1)
Wenn
man annimmt, daß die Impedanz des Parallel-Resonanzkreises 14 ZL und die Ausgangsspannung
E2 ist, erhält man folgende Beziehung: E2 = gm + Vgs . ß . KZL, (2) worin K das
Stromteilerverhältnis und 1/K in guter Näherung durch die Beziehung (1 + -- e T--
) dargestellt K.T ist, die von der Vorspannung VB abhängt. Wenn man die Gleichungen
(1) und (2) kombiniert, erhält man folgende Formel: E2 = El . gm . ß . ZL . K/ (1
+ gm (1 + ß)Zsi... (3) Da ß etwa 100 und viel größer als 1 ist, kann man Gleichung
(3) in folgender Form angeben: E2 # E1 . ZL . K/Zs . . . . . . . . . . . . . . .
. . . . . (4) Die Verstärkung ist vom Impedanzverhältnis Zs/ZL bestimmt, wenn das
Stromteilerverhältnis K konstant ist.
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Da der Verstärkungsgrad keine Transistorparameter, wie gm und ß enthält,
ist er sehr stabil und enthält nahezu keine nichtlineare Verzerrungen, was die hervorragenden
Kreuzmodulationseigenschaften bedingt.
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Da bei der Resonanzfrequenz die Impedanzen Zs und ZL der Resonanzschaltungen
14 und 22 durch den Q-Faktor ausgedrückt werden, kann man die Gleichung (4) wie
folgt schreiben: E2 . El.Ql . Q2 . K (5)
Gleichung (5) zeigt, daß
ein beträchtlich großer Verstärkungsfaktor erzielt wird. Ein solch großer Verstärkungsfaktor
bedingt eine automatische Verstärkungsregelung (AGC), die durch Anderung des Stromverstärkungsfaktors
K eingestellt wird. Die an die Basis des Transistors 36 über den Widerstand 64 in
Fig. 3 angelegte AGC-Spannung ist diese Regelspannung. Der Faktor K hängt nicht
linear von der Spannung VB ab, da er jedoch bezüglich des Eingangssignals stabil
ist, verursacht er keine Kreuzmodulation. Bei dieser Schaltung wird auch bei der
Resonanzfrequenz, das ist bei der Nutzfrequen: die Impedanz der Serienresonanzschaltung
32 sehr niedrig, während die Impedanz der Parallel-Resonanzschaltung 14 sehr groß
wird, so daß eine Gegenkopplung kaum auftritt, jedoch in genügender Größe erzeugt
wird, wenn eine Abweichung von der Resonanzfrequenz auftritt, wodurch die Verstärkung
erniedrigt wird. Aus diesem Grunde ist ein hervorragendes Selektionsvermögen festzustellen.
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Als veränderliche Kapazität der Abstimmkreise 14 und 22 können neben
gewöhnlichen mechanisch veränderbaren Kondensatoren Kapazitätsdioden verwendet werden.
In Fig. 5 ist ein Beispiel einer Schaltung dargestellt, die Kapazitätsdioden 14aund
22a aufweist. TB ist eine Vorspannungsquelle und 14b, 22b bilden Strombegrenzungswiderstände.
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L e e r s e i t e