JP2004504772A

JP2004504772A - 周波数シンセサイザに基づく位相符号化を行う送信機のための基準信号事前歪み

Info

Publication number: JP2004504772A
Application number: JP2002513175A
Authority: JP
Inventors: ケアンズ、ダグラス、エイ
Original assignee: Ericsson Inc
Current assignee: Ericsson Inc
Priority date: 2000-07-14
Filing date: 2001-07-09
Publication date: 2004-02-12
Also published as: EP1302040A2; WO2002007401A3; AU2001273277A1; WO2002007401A2; US6707857B1

Abstract

位相符号化信号を生成するときに可変周波数シンセサイザを用いる。周波数シンセサイザの基準信号入力を安定かつ一定に保つのではなく、故意に変化させて周波数シンセサイザの出力を制御する。この変化する基準信号を位相基準信号と呼び、これは従来の同相信号と直交信号とを位相歪み器で修正することにより得られる。位相歪み器は同相信号と直交信号とに事前歪みを与えて、周波数シンセサイザの帯域制限効果を補償する。したがって、送信信号は位相符号化信号に基づく。

Description

【０００１】
（発明の背景）
本発明はセルラ電話送信機などの通信送信機に関するもので、より詳しくは、周波数シンセサイザを用いて位相符号化信号を生成する通信送信機と無線通信移動端末に関する。
【０００２】
無線通信では信号の振幅と位相とを符号化して送るのが普通である。例えば、北米共通のセルラ通信用の１標準であるＴＩＡ／ＥＩＡ−１３６は、搬送周波数上に情報を符号化するのに振幅および位相変調を要求している。この標準は当業者によく知られている。ＴＩＡ／ＥＩＡ−１３６および他の標準では、１つまたは複数の混合段階を用いて送信信号をベースバンドから所定の搬送周波数まで上げるＩ／Ｑ変調器構造を用いるのが普通である。かかる構造では、送信する信号を表す同相（Ｉ）信号成分と直交（Ｑ）信号成分とをベースバンドで生成する。Ｉ信号およびＱ信号を混合してベースバンドから一般に２つ以上の中間周波数に（直列に）上げ、更に搬送周波数まで上げる。
【０００３】
（発明の概要）
本発明の１つの形態では、位相符号化信号を生成するときに可変周波数シンセサイザを用いる。従来の周波数シンセサイザの場合と同様に、周波数シンセサイザの出力は少なくとも部分的に入力基準信号に基づく。本発明では、周波数シンセサイザの基準信号入力を安定かつ一定に保つのではなく、故意に変化させて周波数シンセサイザの出力を制御する。この変化する基準信号をここでは位相基準信号と呼び、これは従来の同相信号と直交信号とを位相歪み器（ｐｈａｓｅｄｉｓｔｏｒｔｅｒ）で修正することにより得られる。位相歪み器は同相信号と直交信号とに事前歪み（ｐｒｅ−ｄｉｓｔｏｒｔｉｏｎ）を与えて、周波数シンセサイザの帯域制限効果を補償する。したがって、送信信号は位相符号化信号に基づく。
【０００４】
（発明の詳細な説明）
本発明について、無線通信移動端末２０を参照して説明する。しかし理解されるように本発明はこれに限定されるものではなく、周波数シンセサイザを用いて位相符号化送信信号を生成する任意の型の通信送信機に適用される。
【０００５】
図１に示す無線通信移動端末２０は一般に、コントローラ２２と、オペレータ・インターフェース２６と、送信機３８と、受信機５０と、アンテナ組立体５８とを含む。オペレータ・インターフェース２６は一般に、ディスプレイ２８と、キーパッド３０と、制御ユニット３２と、マイクロホン３４と、スピーカ３６とを含む。ディスプレイ２８は、ダイアルされた数字や、呼の状態や、その他のサービス情報をオペレータが見るのに用いられる。キーパッド３０は、オペレータが番号をダイアルし、コマンドを入力し、オプションを選択するのに用いられる。制御ユニット３２はディスプレイ２８およびキーパッド３０とコントローラ２２とをインターフェースする。マイクロホン３４はユーザから音響信号を受け、この音響信号をアナログ電気信号に変換する。スピーカ３６は受信機５０からのアナログ電気信号を、ユーザが聞くことのできる音響信号に変換する。
【０００６】
マイクロホン３４からのアナログ電気信号は送信機３８に送られる。送信機３８は、アナログ・ディジタル変換器４０と、ディジタル信号処理プロセッサ４２と、位相変調器およびＲＦ増幅器４８とを含む。アナログ・ディジタル変換器４０はマイクロホン３４からのアナログ電気信号をディジタル信号に変換する。ディジタル信号は、音声符号器４４とチャンネル符号器４６とを含むディジタル信号処理プロセッサ（ＤＳＰ）４２に送られる。音声符号器４４はディジタル信号を圧縮し、チャンネル符号器４６は誤り検出と誤り訂正とシグナリング情報を挿入する。ＤＳＰ４２はＤＴＭＦトーン発生器（図示せず）を含むかまたはこれに関連して動作する。ディジタル信号処理プロセッサ４２からの圧縮され符号化された信号は位相変調器およびＲＦ増幅器４８に送られる。図１には、これは結合されたユニットとして示されている。位相変調器は、ＲＦ搬送波で送信するのに適した形に信号を変換する。次にＲＦ増幅器は、アンテナ組立体５８を介して送信できるように位相変調器の出力を増幅する。
【０００７】
受信機５０は、受信器／増幅器５２と、ディジタル信号処理プロセッサ５４と、ディジタル・アナログ変換器５６とを含む。アンテナ組立体５８が受信した信号は受信器／増幅器５２に送られる。ここで周波数スペクトラムをシフトし、低レベルのＲＦ信号をディジタル信号処理プロセッサ５４に入力するのに適したレベルまで増幅する。
【０００８】
ディジタル信号処理プロセッサ５４は一般に、チャンネル劣化信号（ｃｈａｎｎｅｌｃｏｒｒｕｐｔｅｄｓｉｇｎａｌ）内の位相歪みと振幅歪みとを補償する等化器と、受信信号からビット・シーケンスを抽出する復調器と、抽出されたシーケンスに基づいて送信ビットを決定する検出器とを含む。チャンネル復号器は受信信号内のチャンネル誤り（ｃｈａｎｎｅｌｅｒｒｏｒｓ）を検出して訂正する。またチャンネル復号器は、制御データとシグナリングデータとを音声データから分離する論理を含む。制御データとシグナリングデータとはコントローラ２２に送られる。音声データは音声復号器により処理され、ディジタル・アナログ変換器５６に送られる。ディジタル信号処理プロセッサ５４は、ＤＴＭＦトーン検出器（図示せず）を含むかまたはこれに関連して動作する。ディジタル・アナログ変換器５６は音声データをアナログ信号に変換し、これをスピーカ３６に送って、ユーザが聞くことのできる音響信号を生成する。
【０００９】
アンテナ組立体５８は、送信機３８のＲＦ増幅器と、受信機５０の受信機／増幅器５２とに接続する。アンテナ組立体５８は一般にデュープレクサ６０とアンテナ６２とを含む。デュープレクサ６０はアンテナ６２による完全二重通信を可能にするのに用いられる。
【００１０】
コントローラ２２は送信機３８と受信機５０の動作を調整し、例えば共通マイクロプロセッサの形をとってよい。この調整は、電力制御や、チャンネル選択や、タイミングや、この技術において知られる他の多数の機能を含む。コントローラ２２は送信信号にシグナリングメッセージを挿入し、受信信号からシグナリングメッセージを抽出する。コントローラ２２はシグナリングメッセージ内に含まれる全ての基地局コマンドに応答してこれらのコマンドを実施する。ユーザがキーパッド３０を介してコマンドを入力すると、このコマンドはコントローラ２２に送られて実施される。メモリ２４はコントローラ２２の指示により情報を記憶しまた供給し、好ましくは揮発性部分と不揮発性部分とを共に含む。
【００１１】
上に述べたように、ＤＳＰ４２からの圧縮され符号化された信号は位相変調器およびＲＦ増幅器４８に入力される。位相変調器およびＲＦ増幅器４８の詳細を図２に示す。位相変調器およびＲＦ増幅器４８は概念的に、波形発生器１２０と、周波数シンセサイザ１４０と、増幅器１１０とに分割してよい。波形発生器１２０はＤＳＰ４２からの入力データ・ストリームを取り、振幅成分ＡＭ（ｔ）と位相基準信号Ｙとを生成する。周波数シンセサイザ１４０は位相基準信号Ｙを用いて一定の包絡線位相成分ＰＭ（ｔ）を生成する。増幅器１１０は、振幅成分ＡＭ（ｔ）に基づいて位相成分信号ＰＭ（ｔ）に振幅変調を与えて、ＡＭ無線送信機で知られている方法または米国特許番号第５，９９０，７３５号や第５，９７３，５５６号などに記述されている方法などの公知の任意の方法で、搬送波周波数の出力信号ｓ（ｔ）を生成する。
【００１２】
位相変調器およびＲＦ増幅器４８の一部の詳細を図３に示す。波形発生器１２０は図に示すように、シンボルマッパ１２２と、位相歪み器１２４と、２個のミクサ１２６および１２８と、結合器１３０と、振幅発生器１９０とを含んでよい。記号マッパはこの図の例では差動符号器１２２の形をとり、ＤＳＰ４２からの入力データ・ストリームを受け、このデータを適切なシンボルにマッピングしてデータ・ストリームを符号化し、データ信号を表す２つの出力（同相成分Ｉと直交成分Ｑ）を公知の任意の方法で作成する。例えば、差動符号器は差動直交位相シフト・キーイング（ＤＱＰＳＫ）または３π／８シフト８位相シフト・キー変調（ＥＤＧＥ）を用いてよい。本発明にとって必須ではないが、ＩとＱは共に振幅発生器１９０に送られ、ＩとＱに基づいて公知の方法で振幅成分ＡＭ（ｔ）が生成され、このＡＭ（ｔ）は増幅器１１０に送られる。また、ＩとＱは共に位相歪み器１２４に送られる。位相歪み器１２４はＩとＱに補償事前歪みを与えて

と

を生成する。これについては後で詳細に説明する。次に

信号と

信号はそれぞれのミクサ１２６と１２８に送られ、各ミクサはそれぞれの信号を混合してベースバンド周波数から中間周波数まで上げる。例えば、ミクサ１２６は

信号と中間周波数のコサイン関数混合信号とを混合し、ミクサ１２８は

信号と、上と同じ中間周波数の混合信号の負サイン関数とを混合する。次にこれらの混合信号を結合器１３０に送り、任意の一般の方法でこれらを結合する。結合器１３０の出力（すなわち位相基準信号Ｙ）は周波数シンセサイザ１４０に送られる。
【００１３】
位相基準信号Ｙを用いて周波数シンセサイザ１４０の動作を調整して、位相成分ＰＭ（ｔ）内に所望の位相変動を作る。周波数シンセサイザ１４０は周知の種々の形式でよいが、一例として、周波数シンセサイザ１４０は位相同期ループ（ＰＬＬ）であると仮定する。図３のＰＬＬ１４０は一般に、位相比較器１４４と、ループ・フィルタ１４６と、電圧制御発振器（ＶＣＯ）１４８と、ループ・ミクサ１４２とを含む。位相比較器１４４はループ・ミクサ１４２の出力の位相と、基準分割器波形発生器１２０からの位相基準信号Ｙとを比較し、この比較に基づいて位相訂正信号を生成する。位相比較器を用いて２つの入力信号（基準信号とフィードバック信号）に基づいて位相訂正信号を作る周知の方法は多数あるが、どの方法を選択するかは本発明の動作にとって重要ではないので簡単のために省略する。位相比較器１４４からの位相訂正信号はループ・フィルタ１４６を介してＶＣＯ１４８に送られる。ＶＣＯ１４８は、ＰＬＬ１４０への基準信号入力に少なくとも部分的に基づいて出力信号を生成する。この説明では、ＶＣＯ１４８は位相基準信号Ｙに少なくとも部分的に基づいて出力信号ＰＭ（ｔ）を生成する。ＰＬＬ出力信号ＰＭ（ｔ）は増幅器１１０に送られる。更に、位相同期ループでは通例のことであるが、出力信号は位相比較器１４４にもフィードバックされる。この図の例では、出力信号ＰＭ（ｔ）はループ・ミクサ１４２に送られ、ここでローカル発振器信号と混合された後、位相比較器に送られる。一般に、ループ・ミクサ１４２は出力信号ＰＭ（ｔ）を混合して搬送波周波数から中間周波数を生成して、位相基準信号Ｙとの比較を容易にする。また、ループ・ミクサ１４２を用いて送信チャンネルの選択を支援することができる。上の説明から分かるように、ＰＬＬ１４０は周知の位相同期ループと同様に動作するが、ＰＬＬ１４０の基準入力は普通に用いられる一定周波数の基準信号ではなく、故意に変化させた位相基準信号Ｙである。
【００１４】
残念ながら、位相同期ループは変調された信号の位相成分の帯域を制限する傾向を有する。場合によっては、この帯域制限のために送信信号に中程度のまたは相当のアーチファクト（ａｒｔｉｆａｃｔｓ）が生じる。これを補償するため、本発明は周波数シンセサイザ１４０に供給する位相基準信号Ｙに故意に事前歪みを与える。この事前歪みを与えるプロセスを図４に示す。まず、位相歪み器１２４は差動符号器１２２からのＩ成分とＱ成分を、

および

の形の極座標形式に変換する。ただし、Ｉ_ｋはサンプリング時刻ｋでの同相変調成分、Ｑ_ｋは同じサンプリング時刻ｋでの直交変調成分である（ボックス２１０）。位相の不連続性を除くため、計算された位相角θをアンラップする（ｕｎｗｒａｐｐｅｄ）（ボックス２２０）。このことは、式φ_ｋ＝θ_ｋ＋２πｒ_ｋの中のｒ_ｋを｜φ_ｋ−φ_ｋ−１｜＜πになるように選ぶことに相当する。事前歪みベクトルｈをアンラップした位相に作用させて事前歪み位相

、すなわち

を生成する（ボックス２３０）。ここで、ｎは０からＮ−１まで変化し、Ｎは位相歪み器１２４の「長さ」である。次に、事前歪み位相

を用いて、

と

に従って

信号と

信号とを生成する（ボックス２４０）。次に信号

をミクサ１２６により、また

信号をミクサ１２８によりそれぞれ混合して中間周波数を生成し、これを結合器１３０で結合して位相基準信号Ｙを作る（ボックス２５０）。信号Ｙを基準信号入力としてＰＬＬ１４０に与える（ボックス２６０）。周知のように、ＰＬＬ１４０などの位相同期ループは、上に述べたように位相同期ループに入力される基準信号の位相にその出力の位相を合わせる。したがって、ＰＬＬ１４０は、基準入力信号に基づいて出力信号を生成するという位相同期ループの周知の方法で、信号Ｙに基づいてＰＭ（ｔ）を生成する（ボックス２７０）。信号ＰＭ（ｔ）は増幅器１１０に送られ、これを用いて任意の従来の方法で送信信号が生成される。
【００１５】
図４のプロセスにより、位相歪み器１２４は事前歪みベクトルｈを用いて

信号と

信号とを生成する。事前歪みベクトルｈの係数を計算するには、ＰＬＬ１４０のインパルス応答を測定し（解析的にまたは実験的に）Ｎｘ１ベクトルｆとしてモデル化する。ここで、ベクトルの各要素（例えばｆ_０，ｆ_１，ｆ_２，．．．，ｆ_Ｎ−１）は対応する時間インデックスにおけるＰＬＬ１４０の応答を表す。このインパルス応答に基づいて、マトリクスＦ（インパルス応答マトリクスと呼ぶことがある）を次のように構築することができる。

【００１６】
位相歪み器１２４が用いる補償ベクトルｈを計算するには、所望の応答ベクトルｇを選択しなければならない。所望の応答ベクトルｇは、ＰＬＬ１４０を通して事前歪みを与える回路経路（例えば、位相歪み器１２４）の理想的なオーバーオール（ｏｖｅｒａｌｌ）の応答関数の時間領域表現と考えてよい。一般に、所望の応答ベクトルｇは、ほとんどの要素が０で、位相歪み器１２４の入力に対するＰＬＬの出力信号ＰＭ（ｔ）の時間遅れに対応する位置ｇ_ｋに１を持つベクトルであろう。また、本発明の範囲を越えることなく他の所望の応答ベクトルｇを選ぶことができる。所望の応答ベクトルｇに基づいて、位相歪み器１２４が用いる補償ベクトルｈは次の式を解くことにより得られる。

【００１７】
補償ベクトルｈを決定するのに用いられるプロセスの一例を図５に示す。周波数シンセサイザ１４０のインパルス応答ｆ（ｔ）を解析的にまたは実験的に決定する（ボックス３１０）。周波数シンセサイザ１４０のインパルス応答に基づいてマトリックスＦを形成する（ボックス３２０）。所望の応答ベクトルｇを選択し（ボックス３３０）、次に補償ベクトルｈを計算する（ボックス３４０）。
【００１８】
一般に、補償ベクトルｈを作用させて修正したＩ信号とＱ信号（すなわち、

と

）をＰＬＬ１４０の基準信号入力として用いることは、周波数シンセサイザ１４０の入力に事前歪みを与えて周波数シンセサイザ１４０の帯域制限効果を補償するという効果を有する。これを行うため、差動符号器１２２とミクサ１２６、１２８との間に位相歪み器１２４を挿入し、適当な事前歪みｈを与えるようにプログラムする。
【００１９】
本発明により、周波数シンセサイザ１４０を用いることによる帯域制限効果を補償する一方で、ＰＬＬ１４０や、差動符号器１２２や、ミクサ１２６、１２８など、多数の他の標準的な低コストの構成要素を用いることができる。また幾つかの実施の形態では、本発明により、通常より狭い閉ループ帯域幅を有する位相同期ループを用いて位相符号化信号を生成することができる。なぜなら、位相事前歪みは位相同期ループの帯域幅を広げ、しかも位相変調を正確に表現することができるからである。このように、本発明により標準の周波数シンセサイザを用いてしかもその欠点の一部を補償することが可能であり、また良好な隣接チャンネル電力レベルを持つ信号などの、クリーンな信号を作ることができる。
【００２０】
もとより、本発明の精神と必須の特性から逸れずにここに説明した以外の方法で本発明を実施することができる。したがって、この実施の形態はあらゆる点において例であって制限するものではなく、特許請求の範囲の意味と同等の範囲内にある全ての変更はここに含まれるものとする。
【図面の簡単な説明】
【図１】
本発明を組み込んだ無線通信移動端末を示す。
【図２】
図１の位相変調器およびＲＦ増幅器の詳細を示す。
【図３】
図２の位相変調器およびＲＦ増幅器の一部の詳細を示す。
【図４】
補償事前歪みを与える１つのプロセス・フローを示す。
【図５】
図３の位相歪み器が用いる補償事前歪みを決定する１つのプロセス・フローを示す。

Claims

無線送信機を制御する方法であって、
送信するデータを表す符号化信号を生成し、
周波数シンセサイザに関連する第１の位相歪みを決定し、
前記第１の位相歪みを実質的に打ち消す（ｃｏｕｎｔｅｒａｃｔ）事前歪みを決定し、
前記位相事前歪みを前記符号化信号に与えて位相基準信号Ｙを作成し、
前記位相基準信号Ｙを基準信号として前記周波数シンセサイザに供給し、前記位相基準信号Ｙに基づいて前記周波数シンセサイザからの出力を作成し、
前記周波数シンセサイザの前記出力に基づいて信号を送信する、
ことを含む、無線送信機を制御する方法。
前記周波数シンセサイザは基準入力に応答する位相同期ループを有し、また前記位相基準信号Ｙを基準信号として前記周波数シンセサイザに供給することは前記位相基準信号Ｙを前記位相同期ループ基準入力として前記位相同期ループに与えることを含む、請求項１記載の無線送信機を制御する方法。
前記位相同期ループは実質的に、位相比較器と、ループ・フィルタと、電圧制御発振器と、フィードバック・ミクサとから成る、請求項２記載の無線送信機を制御する方法。
送信するデータを表す符号化信号を生成することは、送信するデータを表す同相信号と直交信号とを生成することを含み、
前記位相事前歪みを前記符号化信号に与えて位相基準信号Ｙを作成することは、前記位相事前歪みを前記同相信号と前記直交信号とに与えて事前歪み同相信号と事前歪み直交信号とを作成することを含む、
請求項１記載の無線送信機を制御する方法。
前記位相事前歪みを前記符号化信号に与えて位相基準信号Ｙを作成することは、前記事前歪み同相信号と前記事前歪み直交信号とを結合して前記位相基準信号Ｙを作成することを更に含む、請求項４記載の無線送信機を制御する方法。
前記位相事前歪みを前記符号化信号に与えて位相基準信号Ｙを作成することは、前記位相事前歪みを第１の位置で前記符号化信号に与えて位相基準信号Ｙを作成することを含み、また前記第１の位相歪みと前記位相事前歪みとの関係は

であり、ただし、インパルス・マトリクスＦは前記周波数シンセサイザに関連する前記第１の位相歪みを表し、補償ベクトルｈは前記位相事前歪みを表し、所望の応答ベクトルｇは前記周波数シンセサイザを通して前記第１の位置の直前からの理想的なシステム応答を表す、請求項１記載の無線送信機を制御する方法。
前記位相事前歪みを前記符号化信号に与えて位相基準信号Ｙを作成することは前記位相事前歪みを第１の位置で前記符号化信号に与えて位相基準信号Ｙを作成することを含み、また前記第１の位相歪みと前記位相事前歪みとの関係は

であり、ただし補償ベクトルｈは前記位相事前歪みを表し、所望の応答ベクトルｇは前記周波数シンセサイザを通して前記第１の位置の直前からの理想的なシステム応答を表し、またｃ＝（Ｆ^ＴＦ）^−１Ｆ^Ｔｇであり、ただしインパルス・マトリクスＦは前記周波数シンセサイザに関連する前記第１の位相歪みを表す、請求項１記載の無線送信機を制御する方法。
前記インパルス・マトリクスＦは次の形をとり、

ただし、ｆ_０，ｆ_１，．．．，ｆ_Ｎ−１は前記周波数シンセサイザのサンプリングした（ｓａｍｐｌｅｄ）インパルス応答を表すＮｘ１ベクトルｆの係数である、請求項７記載の無線送信機を制御する方法。
無線送信機であって、
送信するデータを表す同相信号と直交信号とを受け、これに事前歪みを与えて、前記同相信号と直交信号とに基づいて事前歪み同相信号と事前歪み直交信号とを生成する位相歪み器と、
前記事前歪み同相信号と事前歪み直交信号とを結合し、これに基づいて位相基準信号Ｙを作成する結合器と、
入力する基準信号として前記位相基準信号を受け、これに基づいて位相符号化信号を作成する周波数シンセサイザと、
を備える無線送信機。
前記周波数シンセサイザは基準入力に応答する位相同期ループを有し、また前記基準入力は前記位相基準信号Ｙを含む、請求項９記載の無線送信機。
前記位相同期ループは実質的に、位相比較器と、ループ・フィルタと、電圧制御発振器と、フィードバック・ミクサとから成る、請求項１０記載の無線送信機。
前記位相同期ループは前記位相基準信号に基づいて一定の包絡線位相変調位相符号化信号を生成する、請求項１１記載の無線送信機。
前記事前歪み同相信号を混合してベースバンド周波数から中間周波数まで上げる第１のミクサと、前記事前歪み直交信号を混合してベースバンド周波数から中間周波数まで上げる第２のミクサとを更に備え、前記結合器は前記第１および第２のミクサの下流に配置される、請求項９記載の無線送信機。
増幅器と振幅発生器とを更に備え；前記振幅発生器は前記同相信号と直交信号とを受けてこれに基づいて振幅符号化信号を生成し；前記増幅器は前記位相符号化信号と前記振幅符号化信号とに基づいて振幅および位相変調送信信号を生成する、請求項９記載の無線送信機。
周波数シンセサイザはこれに関連する第１の位相歪みを有し、また前記位相歪み器が与える前記事前歪みは、式

を満足する補償ベクトルｈを含み、ただし所望の応答ベクトルｇは前記位相歪み器と前記結合器と前記周波数シンセサイザとを通しての理想的なシステム応答を表し、またｃ＝（Ｆ^ＴＦ）^−１Ｆ^Ｔｇであり、ただしインパルス・マトリクスＦは前記周波数シンセサイザに関連する前記第１の位相歪みを表す、請求項９記載の無線送信機。
前記インパルス・マトリクスＦは次の形をとる、

ただし、ｆ_０，ｆ_１，．．．，ｆ_Ｎ−１は前記周波数シンセサイザのサンプリングしたインパルス応答を表すＮｘ１ベクトルｆの係数である、請求項１５記載の無線送信機。
無線通信移動端末を制御する方法であって、
送信するデータを表す符号化信号を生成し、
周波数シンセサイザに関連する第１の位相歪みを決定し、
前記第１の位相歪みを実質的に打ち消す（ｃｏｕｎｔｅｒａｃｔｓ）事前歪みを決定し、
前記位相事前歪みを前記符号化信号に与えて位相基準信号Ｙを作成し、
前記位相基準信号Ｙを基準信号として前記周波数シンセサイザに供給し、前記位相基準信号Ｙに基づいて前記周波数シンセサイザからの出力を作成し、
前記周波数シンセサイザの前記出力に基づいて信号を送信する、
ことを含む、無線通信移動端末を制御する方法。
前記周波数シンセサイザは基準入力に応答する位相同期ループを有し、また前記位相基準信号Ｙを基準信号として前記周波数シンセサイザに供給することは前記位相基準信号Ｙを前記位相同期ループ基準入力として前記位相同期ループに与えることを含む、請求項１７記載の無線通信移動端末を制御する方法。
前記位相同期ループは実質的に、位相比較器と、ループ・フィルタと、電圧制御発振器と、フィードバック・ミクサとから成る、請求項１８記載の無線通信移動端末を制御する方法。
送信するデータを表す符号化信号を生成することは、送信するデータを表す同相信号と直交信号とを生成することを含み、
前記位相事前歪みを前記符号化信号に与えて位相基準信号Ｙを作成することは、前記位相事前歪みを前記同相信号と前記直交信号とに与えて事前歪み同相信号と事前歪み直交信号とを作成することを含む、
請求項１７記載の無線通信移動端末を制御する方法。
前記位相事前歪みを前記符号化信号に与えて位相基準信号Ｙを作成することは、前記事前歪み同相信号と前記事前歪み直交信号とを結合して前記位相基準信号Ｙを作成することを更に含む、請求項２０記載の無線通信移動端末を制御する方法。
前記位相事前歪みを前記同相信号と前記直交信号とに与えて事前歪み同相信号と事前歪み直交信号とを作成することは、前記位相事前歪みを第１の位置で前記同相信号と直交信号とに与えて事前歪み同相信号と事前歪み直交信号とを作成することを含み、また前記第１の位相歪みと前記位相事前歪みとの関係は

であり、ただし、インパルス・マトリクスＦは前記周波数シンセサイザに関連する前記第１の位相歪みを表し、補償ベクトルｈは前記位相事前歪みを表し、所望の応答ベクトルｇは前記周波数シンセサイザを通して前記第１の位置の直前からの理想的なシステム応答を表す、請求項１７記載の無線通信移動端末を制御する方法。
前記位相事前歪みを前記同相信号と前記直交信号とに与えて事前歪み同相信号と事前歪み直交信号とを作成することは前記位相事前歪みを第１の位置で前記同相信号と前記直交信号とに与えて事前歪み同相信号と事前歪み直交信号とを作成することを含み、また前記第１の位相歪みと前記位相事前歪みとの関係は

であり、ただし補償ベクトルｈは前記位相事前歪みを表し、所望の応答ベクトルｇは前記周波数シンセサイザを通して前記第１の位置の直前からの理想的なシステム応答を表し、またｃ＝（Ｆ^ＴＦ）^−１Ｆ^Ｔｇであり、ただしインパルス・マトリクスＦは前記周波数シンセサイザに関連する前記第１の位相歪みを表す、請求項１７記載の無線通信移動端末を制御する方法。
前記インパルス・マトリクスＦは次の形をとり、

ただし、ｆ_０，ｆ_１，．．．，ｆ_Ｎ−１は前記周波数シンセサイザのサンプリングしたインパルス応答を表すＮｘ１ベクトルｆの係数である、請求項２３記載の無線通信移動端末を制御する方法。
無線通信移動端末であって、
送信するデータを表す同相信号と直交信号とを受け、これに事前歪みを与えて、前記同相信号と直交信号とに基づいて事前歪み同相信号と事前歪み直交信号とを生成する位相歪み器と、
前記事前歪み同相信号と事前歪み直交信号とを結合し、これに基づいて位相基準信号Ｙを作成する結合器と、
入力する基準信号として前記位相基準信号Ｙを受け、これに基づいて位相符号化信号を作成する周波数シンセサイザと、
を備える無線通信移動端末。
前記周波数シンセサイザは基準入力に応答する位相同期ループで構成し、また前記基準入力は前記位相基準信号Ｙを含む、請求項２５記載の無線通信移動端末。
前記位相同期ループは実質的に、位相比較器と、ループ・フィルタと、電圧制御発振器と、フィードバック・ミクサとから成る、請求項２６記載の無線通信移動端末。
前記位相同期ループは前記位相基準信号に基づいて一定の包絡線位相変調位相符号化信号を生成する、請求項２７記載の無線通信移動端末。
前記事前歪み同相信号を混合してベースバンド周波数から中間周波数まで上げる第１のミクサと、前記事前歪み直交信号を混合してベースバンド周波数から中間周波数まで上げる第２のミクサとを更に備え、前記結合器は前記両ミクサの下流に配置される、請求項２５記載の無線通信移動端末。
増幅器と振幅発生器とを更に備え；前記振幅発生器は前記同相信号と直交信号とを受けてこれに基づいて振幅符号化信号を生成し；前記増幅器は前記位相符号化信号と前記振幅符号化信号とに基づいて振幅および位相変調送信信号を生成する、請求項２５記載の無線通信移動端末。
周波数シンセサイザはこれに関連する第１の位相歪みを有し、また前記位相歪み器が与える前記事前歪みは、式

を満足する補償ベクトルｈを含み、ただし所望の応答ベクトルｇは前記位相歪み器と前記結合器と前記周波数シンセサイザとを通しての理想的なシステム応答を表し、またｃ＝（Ｆ^ＴＦ）^−１Ｆ^Ｔｇであり、ただしインパルス・マトリクスＦは前記周波数シンセサイザに関連する前記第１の位相歪みを表す、請求項２５記載の無線。
前記インパルス・マトリクスＦは次の形をとる、

ただし、ｆ_０，ｆ_１，．．．，ｆ_Ｎ−１は前記周波数シンセサイザのサンプリングしたインパルス応答を表すＮｘ１ベクトルｆの係数である、請求項３１記載の無線通信移動端末。