CN1572080B - 正交频分多路复用通信方法与正交频分多路复用通信装置 - Google Patents

正交频分多路复用通信方法与正交频分多路复用通信装置 Download PDF

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Abstract

为了从多个天线发送OFDM信号，只要从多个天线中的一个天线发送导频载波，并且从另一天线以发送导频载波的副载波频带发送空信号即可。

Description

正交频分多路复用通信方法与正交频分多路复用通信装置 
技术领域
本发明涉及一种用于使用多个天线发送其上分别叠加了不同数据的多个正交频分多路复用(OFDM)信号的技术。 
背景技术
最近，诸如MIMO(多输入多输出)等多天线通信作为一种允许以高速发送大量数据的技术已经引起人们的注意。因此，人们已经认为通过组合OFDM(正交频分多路复用)与多天线通信可能取得极高速度数据传送。然而，除非在接收侧进行高度精确的传播路径补偿与干扰补偿，则数据错误率特性下降， 
因此，根据这种OFDM通信方法，通过在发送侧叠加诸如导频码元等已知信号在预定的副载波上，从而生成导频载波，如图1所示，并且在接收侧根据这些导频载波来补偿诸如每个副载波的频率偏置等传播路径失真，就可以取得具有良好错误率特性的接收信号。 
另外，根据OFDM通信方法，在发送侧发送传播路径估计前同步码置于每个副载波上的OFDM信号，并且在接收侧根据该传播路径估计前同步码进行每个副载波的相位旋转补偿。 
实际上，发送装置发送如图2所示(例如)的突发单元信号。如图2所示，突发单元信号包括保护间隔(GI)，传播路径估计前同步码，以及信息信号(数据1，......)。在突发单元信号中，传播路径估计前同步码经过IFFT(快速傅里叶逆变换)处理，信息信号经过预定调制处理与IFFT处理。 
通过计算在接收突发单元信号(接收信号)内的经IFFT处理的传播路径估计前同步码与传播路径估计前同步码之间的相关值，接收侧装置检测FFT(快速傅里叶变换)处理开始时间。然后，通过按照所检测的开始时间在接收信号上进行FFT处理，接收侧装置从接收信号中抽取传播路径估计前同步码与信息信号。接收侧装置还使用所抽取的传播路径估计前同步码来进行传播路径估计，并且使用传播路径估计的结果执行信息信号解调。通过这种方 法，接收侧装置可以抽取解调信号。 
现在使用图3解释使用MIMO技术的OFDM通信装置的发送/接收的原理。图3显示这样一种情况：从具有两个天线AN1与AN2的OFDM通信装置(TX)1向具有两个天线AN3与AN4的OFDM通信装置(TX)2发送OFDM信号。从OFDM通信装置1的天线AN1与AN2发送的信号此处分别标记为TX1与TX2，由OFDM通信装置2的天线AN3与AN4接收的信号分别标记为RX1与RX2。则接收信号RX1与RX2由以下等式表示 
RX1＝ATX1+BTX2  ..............................(1) 
RX2＝CTX1+DTX2  ..............................(2) 
在等式(1)与等式(2)中，A表示发送天线AN1与接收天线AN3之间的发送路径特性，B表示发送天线AN2与接收天线AN3之间的发送路径特性，C表示发送天线AN1与接收天线AN4之间的发送路径特性，D表示发送天线AN2与接收天线AN4之间的发送路径特性。 
图4(A)、(B)与图5(A)、(B)显示从OFDM通信装置1发送的OFDM发送信号的帧格式。图4(A)、(B)显示针对导频载波的帧格式，图5(A)、(B)显示针对传播路径估计前同步码的帧格式。即图4(A)所示的OFDM信号从天线AN1发送，图4(B)所示的OFDM信号从天线AN2发送。在图4(A)、(B)中，数据1(N，K)，例如，表示与数据1有关的第N′个码元由第K′个副载波在由数据1表示的时间与频率上发送。在图5(A)、(B)中，前同步码(1，k)，表示传播路径估计前同步码的第1个码元由第K′个副载波在由传播路径估计前同步码(1，k)表示的时间与频率上发送。 
为了从接收信号中解调以上发送信号TX1与TX2，必须估计四个传播路径特性A、B、C、D。为此目的，OFDM通信装置1在发送信号中插入传播路径估计前同步码，或者发送具有作为导频载波的特定副载波的OFDM信号。当接收到这些OFDM信号时，OFDM通信装置2根据这些传播路径估计前同步码或者导频载波来取得传播路径特性。 
OFDM通信装置2可以通过如下方法估计从A到D四个传播路径特性。对于传播路径特性A，在天线AN3处接收从天线AN1发送的传播路径估计前同步码，与天线AN3对应的信号处理部件找出传播路径特性A。对于传播路径特性B，在天线AN3处接收从天线AN2发送的传播路径估计前同步码，与天线AN3对应的信号处理部件找出传播路径特性B。对于传播路径特性C， 在天线AN4处接收从天线AN1发送的传播路径估计前同步码，与天线AN4对应的信号处理部件找出传播路径特性A。对于传播路径特性D，在天线AN4处接收从天线AN2发送的传播路径估计前同步码，与天线AN4对应的信号处理部件找出传播路径特性B。 
OFDM通信装置2可以通过使用所估计的从A到D四个传播路径特性进行在下列公式中所示的处理，来从天线AN1与AN2发送的TX1与TX2进行解调。 
  DRX1/(AD-BC)-BRX2(AD-BC) 
＝D(ATX1+BTX2)/(AD-BC)-B(DTX1+DTX2)/(AD-BC) 
＝(ADTX1+BDTX2-BCTX1-BDTX2)/(AD-BC) 
＝TX1                            ........(3) 
  -CRX1/(AD-BC)-ARX2(AD-BC) 
＝-C(ATX1+BTX2)/(AD-BC)-A(CTX1+DTX2)/(AD-BC) 
＝(-ACTX1-BCTX2+ACTX1-ADTX2)/(AD-BC) 
＝TX2                            ........(4) 
实际上，传播路径估计前同步码如下传送。在从天线AN1发送传播路径估计前同步码期间，不从天线AN2发送传播路径估计前同步码。类似地，在从天线AN2发送传播路径估计前同步码期间，不从天线AN1发送传播路径估计前同步码。 
一般地，导频载波被用来补偿由频率偏置检测误差等所引起的残余相位差。即，在接收时，使用多路复用于导频载波的已知信号(导频信号)来检测残余相位差，并对残余相位差进行补偿。实际上，如图4(A)、4(B)所示，特定副载波被作为导频载波发送。在图4(A)、4(B)所示的例子中，在2k+1个副载波中，四个天线AN1副载波被作为导频载波发送。 
图6显示OFDM通信装置1的发送系统的构造。在发送系统10中，发送信号首先由编码部件11编码。编码后信号交由前同步码插入部件12进行前同步码插入，然后交由导频载波插入部件13进行在特定副载波为导频载波位置处的已知信号(导频信号)的插入。 
在由调制部件14进行调制处理之后，该信号通过由串并转换部件15进行串并转换被分为两个。这两个分裂后的信号分别由快速傅里叶逆变换部件 (IFFT)16、17进行快速傅里叶逆变换，由此由IFFT部件16、17正交频分多路复用，并取得OFDM信号。IFFT 16输出信号1被射频发送部件(未显示)叠加到预定频率的载波上，然后从天线AN1(图3)发送。类似地，IFFT17输出信号2被射频发送部件(未显示)叠加到预定频率的载波上，然后从天线AN2(图3)发送。 
图7显示OFDM通信装置2(图3)的接收系统的构造。在接收系统20中，由天线AN3接收的接收信号经过射频接收部件(未显示)输入到快速傅里叶变换部件(FFT)21作为输入信号1，并且由天线AN4接收的接收信号经过射频接收部件(未显示)输入到快速傅里叶变换部件(FFT)22作为输入信号2。 
FFT 21通过在输入信号1上执行快速傅里叶变换取得每个副载波的接收信号。由FFT 21取得的每个副载波的接收信号被送往传播路径估计部件25，以及传播路径补偿与干扰补偿部件24与26。输入信号2由FFT 33转换为每个副载波的接收信号，这些信号被送往传播路径估计部件25，以及传播路径补偿与干扰补偿部件26与24。 
如上针对图3所述，根据插在接收信号中的前同步码，传播路径估计部件23估计传播路径特性A与B。类似地，根据插在接收信号中的前同步码，传播路径估计部件25估计传播路径特性C与D。 
系数计算部件27使用由传播路径估计部件23、25取得的从A到D的传播路径特性，以找到系数A/(AD-BC)、B/(AD-BC)、C/(AD-BC)、D/(AD-BC)。系数计算部件27的构造如图8所示。由传播路径估计部件23、25取得的从A到D四个传播路径特性分别存储在存储器41到44中。AD由乘法部件46求得，BC由乘法部件45求得。AD-BC由减法部件47求得。A/(AD-BC)、B/(AD-BC)、C/(AD-BC)、D/(AD-BC)分别由除法部件48、49、50、51求得。 
现在转到图7继续解释。传播路径补偿与干扰补偿部件24通过使用由系数计算部件27找到的系数在接收信号上执行等式(3)所示的计算从而形成已经过传播路径补偿与干扰补偿的接收信号TX1。类似地，传播路径补偿与干扰补偿部件26通过使用由系数计算部件27找到的系数在接收信号上执行等式(4)所示的计算从而形成已经过传播路径补偿与干扰补偿的接收信号TX2。 
已经经过传播路径补偿与干扰补偿的接收信号TX1被送往残余相位误差检测部件28与相位补偿部件29，类似地，已经经过传播路径补偿与干扰补偿的接收信号TX2被送往残余相位误差检测部件28与相位补偿部件30。残余相位误差检测部件28使用由导频载波传送的已知信号在两个接收信号TX1、TX2中检测残余相位误差，并将其送往相位补偿部件29、30。 
通过分别旋转针对TX1、TX2的残余相位的相位，相位补偿部件29、30进行相位补偿处理。这两个补偿了相位的接收信号由并串转换部件(P/S)31转换为串行信号，并且在解码部件32中通过解码该串行信号取得相应于发送信号的接收信号。 
然而，使用现有的OFDM通信装置，如图4(A)、(B)所示，从一个天线发送的数据被作为干扰叠加在从其他天线发送的已知信号(导频载波)上。因此，必须消除叠加在已知信号上的该干扰分量以检测残余相位误差。 
然而，当由于多路径传播而存在码间干扰、定时误差、频率偏置检测误差时，干扰消除特性下降。结果，在已知信号中保留了干扰分量，从而产生错误率特性大大下降的问题。 
另外，使用现有的OFDM通信装置，如图5(A)、(B)所示，对于发送天线AN1与发送天线AN2，发送传播路径估计前同步码的时间不同。 
因此，如果在由这两个接收天线AN3、AN4接收的接收信号RX1、RX2中存在残余相位误差，则在使用传播路径估计前同步码估计的传播路径估计结果中将存在残余相位误差。当存在残余相位误差时，该残余相位误差变为传播路径估计误差，从而导致在接收侧错误率特性大大下降。因此，这种类型的现有OFDM通信装置的缺陷在于当存在残余相位误差时，错误率特性显著下降。 
发明内容
本发明的目的在于提供一种OFDM通信方法和OFDM通信装置，在其中，当结合OFDM通信和多天线通信时，通过防止由于受到已知信号(导频载波)的干扰而造成的残余相位误差检测精度的退化，来改善错误率特性，并且抑制由于传播路径估计前同步码时间差异而造成的传播路径估计结果的残余相位误差偏移。 
该目的通过以下方法达到：当其中叠加了不同数据的OFDM信号从多个天线发送，并且已知信号借助这些OFDM信号的特定副载波发送时，在OFDM信号中适当地插入空信号。
首先，对于已知信号与空信号之间的关系，导频信号只从多个天线中的一个发送，并且空信号从不同于该天线的另一天线由其中发送导频载波的频带的副载波发送。通过此方式，可以防止由于已知信号(导频载波)干扰而造成的残余相位误差检测精度的退化。 
第二，对于多个OFDM信号中同一时间的同一频率的副载波，传播路径估计前同步码被放置在一个副载波上并且空信号被放置在其他副载波上，并且传播路径估计前同步码被放置在每个OFDM信号中的至少一个副载波上。通过此方式，可以抑制由于传播路径估计前同步码时间差异而造成的传播路径估计结果的残余相位误差偏移。 
附图说明
根据本发明的第一方面，提供了一种OFDM通信方法，通过该方法，其上叠加不同数据的OFDM信号从多个天线发送，并且这些OFDM信号的一部分副载波被作为导频载波发送，其中所述导频载波只从所述多个天线中的一个天线发送，并且空信号借助与发送所述导频载波的副载波相应的频带的副载波从不同于该天线的天线发送。 
根据本发明的第二方面，提供了一种一种OFDM通信方法，通过该方法，其上叠加了不同数据的OFDM信号从多个天线发送，并且这些OFDM信号的一部分副载波被作为导频载波发送，其中所述导频载波由从所述多个天线发送的各个OFDM信号的相互不同频带的副载波发送，并且空信号借助与在某一天线上发送导频信号的副载波相应的、在不同于该天线的天线的副载波上发送。 
根据本发明的第三方面，提供了一种OFDM通信装置，包含：多个天线；OFDM信号生成部件，用来对多个发送数据分别执行的正交频分多路复用处理来生成从所述多个天线的各个天线发送的多个OFDM信号；已知信号插入部件，用来在所述每个OFDM信号的一部分副载波中插入已知信号；以及空信号插入部件，用来在所述每个OFDM信号的一部分副载波中插入空信号。其中，所述已知信号插入部件将已知信号插入到所述多个OFDM信号的相互不同频带的副载波之中；并且所述空信号插入部件将空信号插入到与在某一OFDM信号中插入了已知信号的副载波相应的频带的不同于该OFDM信号的OFDM信号的副载波之中。 
根据本发明的第四方面，提供了一种OFDM通信方法，通过该方法，其上叠加了不同数据的OFDM信号从多个天线同时发送，其中对于在所述多个OFDM信号中同一时间的同一频率的副载波，传播路径估计已知信号被放置在一个副载波上并且空信号被放置在不同于该副载波的副载波上，并且所述传播路径估计已知信号被放置在每个OFDM信号中的至少一个副载波上。 
根据本发明的第五方面，提供了一种OFDM通信装置，包含：信号插入部件，用来在多个不同的发送数据的各个发送数据的开头插入传播路径估计已知信号与空信号；OFDM信号生成部件，用来对插入了所述传播路径估计已知信号与所述空信号的每个发送数据执行正交频分多路复用处理来生成多个OFDM信号；以及多个天线，用来发送OFDM信号。其中，对于所述多个OFDM信号之中在同一时间发送的副载波，所述信号插入部件插入所述传播路径估计已知信号与所述空信号在以下位置：当所述传播路径估计已知信号被放置在某一OFDM信号的副载波上时，空信号被放置在不同于该OFDM信号的OFDM信号的与其相应的副载波上，并且所述传播路径估计已知信号被放置在每个OFDM信号中至少一个副载波上。 
根据本发明的第六方面，提供了一种接收并解调由根据本发明的第五方面所述的OFDM通信装置发送的OFDM信号的OFDM通信装置，该OFDM通信装置包含：多个天线，用来接收所述OFDM信号；传播路径估计部件，用来根据由每个天线接收的接收信号中所包含的所述传播路径估计已知信号，估计所述多个天线以及本发明的第五方面所述的OFDM通信装置的多个天线之间的传播路径特性；内插部件，用来使用放置了所述传播路径估计已知信号的相邻副载波的传播路径特性，内插放置了空信号的副载波的传播路径特性；以及传播路径补偿部件，用来使用所述传播路径特性，对于分配给各个副载波的信号执行传播路径补偿。 
图1为显示示例OFDM信号中导频码元排列的图； 
图2为显示OFDM信号的帧结构的图； 
图3为提供用来解释OFDM通信系统中传播路径估计的图； 
图4(A)为显示现有OFDM信号中导频载波与数据信号之间的关系视图； 
图4(B)为显示现有OFDM信号中导频载波与数据信号之间的关系视图； 
图5(A)为显示现有OFDM信号中传播路径估计前同步码与数据信号之间的关系视图； 
图5(B)为显示现有OFDM信号中传播路径估计前同步码与数据信号之间的关系视图； 
图6为显示现有OFDM通信装置的发送系统的构造的方框图； 
图7为显示现有OFDM通信装置的接收系统的构造的方框图； 
图8为显示系数计算部件的构造的方框图； 
图9(A)为显示实施例1的OFDM信号中导频载波与数据信号之间的关系视图； 
图9(B)为显示实施例1的OFDM信号中空信号与数据信号之间的关系视图； 
图10为显示根据实施例1的OFDM通信系统的总体构造的图； 
图11为显示根据实施例1的OFDM通信装置的发送系统的构造的方框图； 
图12为显示根据实施例1的OFDM通信装置的接收系统的构造的方框图； 
图13(A)为显示实施例2的OFDM信号中导频载波、空信号与数据信号之间的关系视图； 
图13(B)为显示实施例2的OFDM信号中导频载波、空信号与数据信号之间的关系视图； 
图14为显示根据实施例2的OFDM通信装置的发送系统的构造的方框图； 
图15(A)为显示实施例3的OFDM信号中导频载波、空信号与数据信号之间的关系视图； 
图15(B)为显示实施例3的OFDM信号中导频载波、空信号与数据信号之间的关系视图； 
图16为显示根据实施例3的OFDM通信装置的发送系统的构造的方框图； 
图17(A)为显示实施例4的OFDM信号中导频载波、空信号与数据信号之间的关系视图； 
图17(B)为显示实施例4的OFDM信号中导频载波、空信号与数据信号之间的关系视图； 
图18为显示根据实施例4的OFDM通信装置的发送系统的构造的方框图； 
图19(A)为显示实施例5的OFDM信号中导频载波、空信号与数据信号之间的关系视图； 
图19(B)为显示实施例5的OFDM信号中导频载波、空信号与数据信号之间的关系视图； 
图20为显示根据实施例3的OFDM通信装置的发送系统的构造的方框图； 
图21(A)为显示实施例6的OFDM信号中导频载波、空信号与数据信号之间的关系视图； 
图21(B)为显示实施例6的OFDM信号中导频载波、空信号与数据信号之间的关系视图； 
图22为显示根据实施例6的OFDM通信装置的发送系统的构造的方框图； 
图23(A)为显示实施例7的OFDM信号中导频载波、空信号与数据信号之间的关系视图； 
图23(B)为显示实施例7的OFDM信号中导频载波、空信号与数据信号之间的关系视图； 
图24为显示根据实施例7的OFDM通信装置的发送系统的构造的方框图； 
图25为显示根据实施例8的OFDM通信装置的接收系统的构造的方框图； 
图26为显示直流偏置消除电路的构造的方框图； 
图27为显示根据实施例9的OFDM通信装置的发送系统的构造的方框图； 
图28为显示根据实施例10的OFDM通信装置的发送系统的构造的方框图； 
图29为显示根据实施例11的OFDM通信装置的发送系统的构造的方框图； 
图30为显示根据实施例11的OFDM通信装置的接收系统的构造的方框图； 
图31为显示根据实施例12的OFDM通信装置的发送系统的构造的方框图； 
图32为显示根据实施例12的OFDM通信装置的接收系统的构造的方框图； 
图33为显示根据实施例13的OFDM通信装置的构造的方框图； 
图34为显示根据实施例14的OFDM通信装置的发送系统的构造的方框图； 
图35为显示根据实施例15的OFDM通信装置的接收系统的构造的方框图； 
图36为显示根据实施例16的OFDM通信装置的接收系统的构造的方框 图； 
图37为显示根据实施例17的OFDM通信装置的接收系统的构造的方框图； 
图38为显示根据实施例18的OFDM通信装置的发送系统的构造的方框图； 
图39为显示根据实施例19的OFDM通信装置的总体构造的方框图； 
图40为显示根据实施例19的OFDM通信装置的发送系统的构造的方框图； 
图41为显示根据实施例20的OFDM通信装置的发送系统的构造的方框图； 
图42为显示根据实施例20的OFDM通信装置的接收系统的构造的方框图； 
图43为显示传播路径跟踪部件的构造的方框图； 
图44为显示根据实施例21的OFDM通信装置的发送系统的构造的方框图； 
图45为显示根据实施例22的OFDM通信装置的接收系统的构造的方框图； 
图46(A)为显示实施例23的OFDM信号中传播路径估计前同步码、空信号与数据信号之间的关系视图； 
图46(B)为显示实施例23的OFDM信号中传播路径估计前同步码、空信号与数据信号之间的关系视图； 
图47为显示根据实施例23与24的OFDM通信装置的发送系统的构造的方框图； 
图48为显示根据实施例23至26的OFDM通信装置的接收系统的构造的方框图； 
图49为显示根据实施例23的系数计算部件的构造的方框图； 
图50为显示内插部件的构造的方框图； 
图51(A)为显示实施例24的OFDM信号中传播路径估计前同步码、空信号与数据信号之间的关系视图； 
图51(B)为显示实施例24的OFDM信号中传播路径估计前同步码、空信号与数据信号之间的关系视图； 
图52为显示根据实施例24的系数计算部件的构造的方框图； 
图53(A)为显示实施例25的OFDM信号中传播路径估计前同步码、空信号与数据信号之间的关系视图； 
图53(B)为显示实施例25的OFDM信号中传播路径估计前同步码、空信号与数据信号之间的关系视图； 
图54为显示根据实施例25的OFDM通信装置的发送系统的构造的方框图； 
图55提供用来解释实施例25的操作的I-Q平面图； 
图56(A)为显示实施例26的OFDM信号中传播路径估计前同步码、空信号与数据信号之间的关系视图； 
图56(B)为显示实施例26的OFDM信号中传播路径估计前同步码、空信号与数据信号之间的关系视图；以及 
图57为显示根据实施例26的系数计算部件的构造的方框图； 
具体实施例 
现在参照附图详细说明本发明的实施例。 
在实施例1到22中，将解释根据本发明的导频载波、空信号以及数据信号之间的关系，在实施例23至26中，将解释根据本发明的传播路径估计前同步码、空信号以及数据信号之间的关系。 
实施例1 
图9(A)、(B)显示从本发明实施例1的OFDM通信装置发送的OFDM信号的示意图。在此实施例中，描述了这样一种情况：从两个不同发送数据形成两个OFDM信号，并且这些信号从不同天线发送。图9(A)所示的OFDM信号为其上添加第一发送信号(数据1)的OFDM信号，其从第一天线发送。图9(B)所示的OFDM信号为其上添加第二发送信号(数据2)的OFDM信号，其从第二天线发送。 
在此实施例中，如图9(A)、(B)所示，一个天线的特定载波被用做其上叠加已知信号的导频载波，而从另一天线不输出导频载波，并且对于此另一天线与导频载波相同频率的副载波，将其用做其上叠加空信号的载波(即副载波只包含载波，没有叠加信号)。通过此方式，由于导频载波在传播路径上没有受到干扰，所以可以在接收侧取得无干扰已知信号。 
在图9(A)、(B)中，数据1(N，K)，例如，表示与数据1有关的第N′个码元由第K′个副载波以数据1表示的时间与频率发送。因此，在此实施例中，在2k+1个副载波中，四个天线AN1副载波被作为导频载波发送。 
图10显示使用实施例1的OFDM通信装置的OFDM通信系统的构造。图10描绘了这样一种情况：从具有两个天线AN1、AN2的OFDM通信装置(TX)101发送OFDM信号到具有两个天线AN3、AN4的OFDM通信装置(RX)102。如果从天线AN1与AN2发送的信号此处分别标记为TX1与TX2，由天线AN3与AN4接收的信号分别标记为RX1与RX2，则接收信号RX1与RX2由以下等式表示 
RX1＝ATX1+BTX2  ...............................(5) 
RX2＝CTX1+DTX2  ...............................(6) 
在等式(5)与等式(6)中，A表示发送天线AN1与接收天线AN3之间的发送路径特性，B表示发送天线AN2与接收天线AN3之间的发送路径特性，C表示发送天线AN1与接收天线AN4之间的发送路径特性，D表示发送天线AN2与接收天线AN4之间的发送路径特性。 
为了从接收信号中解调以上发送信号TX1与TX2，必须估计四个传播路径特性A、B、C、D。因此，OFDM通信装置101从天线AN1、AN2发送传播路径估计前同步码。实际上，传播路径估计前同步码如下所述地发送。在从天线AN1发送传播路径估计前同步码期间，不从天线AN2发送传播路径估计前同步码。类似地，在从天线AN2发送传播路径估计前同步码期间，不从天线AN1发送传播路径估计前同步码。 
OFDM通信装置102可以通过如下方法，使用传播路径估计前同步码估计从A到D四个传播路径特性。对于传播路径特性A，在天线AN3处接收从天线AN1发送的传播路径估计前同步码，与天线AN3对应的信号处理部件找出传播路径特性A。对于传播路径特性B，在天线AN3处接收从天线AN2发送的传播路径估计前同步码，与天线AN3对应的信号处理部件找出传播路径特性B。对于传播路径特性C，在天线AN4处接收从天线AN1发送的传播路径估计前同步码，与天线AN4对应的信号处理部件找出传播路径特性A。对于传播路径特性D，在天线AN4处接收从天线AN2发送的传播路径估计前同步码，与天线AN4对应的信号处理部件找出传播路径特性B。 
OFDM通信装置102可以通过使用所估计的从A到D四个传播路径特性 进行在下列公式中所示的处理，来进行从天线AN1与AN2发送的TX1与TX2的接收解调。 
DRX1/(AD-BC)-BRX2(AD-BC) 
＝D(ATX1+BTX2)/(AD-BC)-B(DTX1+DTX2)/(AD-BC) 
＝(ADTX1+BDTX2-BCTX1-BDTX2)/(AD-BC) 
＝TX1                            ........(7) 
-CRX1/(AD-BC)-ARX2(AD-BC) 
＝-C(ATX1+BTX2)/(AD-BC)-A(CTX1+DTX2)/(AD-BC) 
＝(-ACTX1-BCTX2+ACTX1-ADTX2)/(AD-BC) 
＝TX2                            ........(8) 
导频载波被用来补偿由频率偏置检测误差等等所引起的残余相位差。即，在接收时，使用多路复用于导频载波的已知信号(导频信号)来检测残余相位差，并对由频率偏置检测误差等等所引起的残余相位差进行补偿。 
图11是显示OFDM通信装置101的发送系统的构造的方框图。在图11中，标号110表示根据本发明实施例1的OFDM通信装置101的发送系统的总体构造。发送信号输入编码部件111并由该编码部件111进行编码处理，已经过编码处理的信号被送往前同步码插入部件112。 
在此实施例中，发送信号是其中有两个数据——数据1、数据2——在逐帧基础上被交替地时分多路复用的信号。例如，包含数据1的N个码元的信号在时段T输入编码部件111，然后包含数据2的N个码元的信号在下一个时段T输入编码部件111。 
前同步码插入部件112在预定位置插入传播路径估计前同步码，以使得在从天线AN1发送传播路径估计前同步码期间，不从天线AN2发送传播路径估计前同步码，并且在从天线AN2发送传播路径估计前同步码期间，不从天线AN1发送传播路径估计前同步码，如上所述。 
调制部件113在输入数据上执行诸如BPSK(二相移键控)、QPSK(四相移键控)或者16值QAM(正交幅度调制)等数字调制处理。调制信号由串并转换部件(S/P)114分为数据1与数据2，并且数据1送往导频载波插入部件115，而数据2送往空信号插入部件116。 
导频载波插入部件115在数据1中预定位置插入已知信号。空信号插入 部件116在在数据1中与导频载波插入部件115插入已知信号相应的位置插入空信号(即，信号电平为0的信号)。 
通过分别在数据1与数据2上执行快速傅里叶逆变换，IFFT 117、118进行正交频分多路复用，并形成如图9(A)、(B)所示的OFDM信号。快速傅里叶逆变换处理所产生的输出信号1与2由乘法器(未显示)叠加在预定频率的载波上，由带通滤波器频带限制到预定频带，然后分别从天线AN1、AN2发送。 
图12显示接收从具有图11所示的发送系统110的OFDM通信装置101发送的OFDM信号的OFDM通信装置102的接收系统的构造。在接收系统120中，由天线AN3接收的接收信号经过射频接收部件(未显示)输入到快速傅里叶变换部件(FFT)121作为输入信号1，并且由天线AN4接收的接收信号经过射频接收部件(未显示)输入到快速傅里叶变换部件(FFT)122作为输入信号2。 
FFT 121通过在输入信号1上执行快速傅里叶变换取得每个副载波的接收信号。由FFT 121取得的每个副载波的接收信号被送往传播路径估计部件123，以及传播路径补偿与干扰补偿部件124与126。输入信号2由FFT 122转换为每个副载波的接收信号，这些信号被送往传播路径估计部件125，以及传播路径补偿与干扰补偿部件126与124。 
如上针对图10所述，根据插在接收信号中的前同步码，传播路径估计部件123估计传播路径特性A与B。类似地，根据插在接收信号中的前同步码，传播路径估计部件125估计传播路径特性C与D。 
系数计算部件127使用由传播路径估计部件123、125取得的从A到D的传播路径特性，以找到系数A/(AD-BC)、B/(AD-BC)、C/(AD-BC)、D/(AD-BC)。系数计算部件127具有与上面针对图8所述的系数计算部件27一样的构造，因此此处省略其详细描述。 
传播路径补偿与干扰补偿部件124通过使用由系数计算部件127找到的系数在接收信号上执行等式(7)所示的计算从而形成已经过传播路径补偿与干扰补偿的接收信号TX1。类似地，传播路径补偿与干扰补偿部件126通过使用由系数计算部件127找到的系数在接收信号上执行等式(8)所示的计算从而形成已经过传播路径补偿与干扰补偿的接收信号TX2。 
由系数计算部件127找到的系数交由选择部件128、129进行选择，并且 所选择的系数输入传播路径补偿与干扰补偿部件124、126。具体地说，选择部件128、129选择在已知信号的情况下与在数据的情况下的传播路径估计结果，并且输出这些结果到传播路径补偿与干扰补偿部件124、126。 
已经经过传播路径补偿与干扰补偿的接收信号TX1被送往残余相位误差检测部件130与相位补偿部件131，而类似地已经经过传播路径补偿与干扰补偿的接收信号TX2被送往残余相位误差检测部件130与相位补偿部件132。残余相位误差检测部件130使用由导频载波传送的已知信号在两个接收信号TX1、TX2中检测残余相位误差，并将其送往相位补偿部件131、132。 
通过分别旋转针对TX1、TX2的残余相位的相位，相位补偿部件131、1 32进行相位补偿处理。这两个补偿了相位的接收信号由并串转换部件(P/S)133转换为串行信号，并且在解码部件134中通过解码该串行信号取得相应于发送信号的接收信号。 
在以上构造中，OFDM通信装置101从一个天线AN1发送将预定副载波作为导频载波的OFDM信号(图9(A))，并从另一天线AN2发送将与导频载波相应的预定载波作为空信号的OFDM信号(图9(B))。 
结果，已知信号不受传播路径上数据信号所引起的干扰，因此接收并解调OFDM信号的OFDM通信装置102不再需要进行针对已知信号的干扰补偿。具体地说，参照接收系统120解释如下：对于发送已知信号的副载波，传播路径补偿与干扰补偿部件124、126通过使用由传播路径估计部件123、125以及系数计算部件127所取得的传播路径估计结果，只进行传播路径补偿，并且不需要进行干扰补偿。 
根据几乎未受干扰影响的已知信号，残余相位误差检测部件130可以检测两个接收信号TX1、TX2中的残余相位误差，由此可以取得高精度的残余相位误差。结果，进行残余相位误差补偿的相位补偿部件131、132可以使用高精度残余相位误差检测结果进行相位补偿，最终可以取得错误率特性得到改进的接收信号。 
根据以上构造，当从多个天线AN1、AN2发送OFDM信号时，通过使用一个天线AN1的特定副载波作为其上叠加已知信号的导频载波，并且不从另一个天线AN2输出导频载波，并且使用来自这一天线的与导频载波频率相同的副载波作为其上叠加空信号的副载波，可以防止在导频载波传播路径上的干扰，从而能够检测高精度的残余相位误差。结果，可以取得错误率特性 得到改进的接收信号。 
在此实施例中，描述了两个OFDM信号被从两个天线AN1、AN2发送并且由两个天线AN3、AN4接收的情况，但本发明并不局限于此，还可以应用到使用任意数目的天线发送任意数目的OFDM信号的情况。这也适用于以后所述的实施例。 
实施例2 
此实施例的OFDM通信装置的特征在于发送导频载波的天线是可变的，如图13(A)、(B)所示。通过此方式，可以以比实施例1高得多的精度检测残余相位误差。 
当一个OFDM通信装置被安装在移动站中并且该移动站的移动速度不高时，或者当两个OFDM通信装置都被安装在射频基站中时，例如，信道波动非常慢。如果在这种情况下导频载波电平显著下降，则该状态可能持续很长时间。结果，叠加在导频载波上的已知信号的接收电平也持续走低，因此根据已知信号找到的残余相位误差的检测精度也可能下降很长时间。 
考虑到这一点，在此实施例中，从天线AN1与天线AN2发送具有图13(A)、(B)所示帧格式的OFDM信号。可以从图13(A)、(B)看出，导频载波不只从一个天线发送，而是交替地转换发送导频载波的天线。另外，在从一个天线发送导频载波时，另一天线发送空信号作为与其相应的副载波。 
通过此方式，已知信号被交替地从具有不同传播路径的两个天线发送，由此防止已知信号接收电平长时间走低。结果，可以防止长时间段上残余相位误差检测精度的下降。 
现在使用图14描述用来达到此目标的OFDM通信装置的发送系统的构造。在图14中，与图11中相应的部件具有与图11同样的标号，发送系统140具有与图11的发送系统110类似的构造，但不同之处在于具有选择分别在数据1与数据2中插入导频载波(已知信号)还是空信号的选择部件141、142。 
对于选择部件141、142，当一个选择部件插入已知信号时，另一选择部件插入空信号。通过此方式，发送系统140可以形成图13(A)、(B)所示的OFDM信号类型。 
根据以上构造，通过交替地切换发送导频载波的天线，并且在一个天线发送空信号作为与导频载波相应的副载波时让另一天线发送导频载波，除了达到实施例1的效果外，还可以防止当信道波动慢时长时间段上的残余相位 误差检测精度的下降。 
实施例3 
此实施例的OFDM通信装置的特征在于：如图15(A)、(B)所示，从每个天线发送的OFDM信号的特定副载波被用做导频载波，并且与从一个天线发送导频载波的副载波相应的另一个天线的副载波为空信号。通过此方式，除了达到实施例1与实施例2的效果外，还可能取得能够抑制OFDM信号峰值功率的效果。 
在图15(A)、(B)的例子中，导频载波的数目为4，从每个天线发送两个导频载波，并且与这两个导频载波对应地，从每个天线发送两个空信号。因为空信号的发送功率为0，所以可以降低当发送每个OFDM信号时的峰值功率到这两个副载波变为空信号的地步。 
现在使用图16描述用来达到此目标的OFDM通信装置的发送系统的构造。在图16中，与图11中相应的部件具有与图11同样的标号，发送系统150具有在数据1中插入导频载波(已知信号)的导频载波插入部件151，以及空信号插入部件152。发送系统150还具有在数据2中插入导频载波(已知信号)的导频载波插入部件154，以及空信号插入部件153。空信号插入部件153在导频载波插入部件151插入已知信号的位置上插入空信号。空信号插入部件152在导频载波插入部件154插入已知信号的位置上插入空信号。 
根据以上构造，通过使用从每个天线发送的OFDM信号的特定副载波作为导频载波，并且使相应于从一个天线发送空信号的副载波的另一天线的副载波为空信号，除了达到实施例2的效果外，还可以降低从每个天线发送的OFDM信号的峰值功率。 
实施例4 
此实施例的OFDM通信装置的特征在于：如图17(A)、(B)所示，除了提供实施例3的特征之外，对于发送数据的副载波中的特定副载波，只从一个天线发送数据并且从另一天线发送空信号。通过此方式，除了达到实施例3的效果之外，还可以提高比其他数据更需要良好错误率特性的数据的错误率特性，同时，几乎不降低发送效率。 
在图17(A)、(B)的例子中，对于在直流(DC)点两侧的两个副载波，从一个天线发送空信号。发送空信号的副载波并不局限于图17(A)、(B)的例子，而是可以任意设置。 
如同导频载波一样，从一个天线发送空信号的副载波不需要对其进行干扰补偿。因此，对于从一个天线发送空信号的副载波，可以防止来自其他信号的干扰，即使由于多路径传播而存在码间干扰、定时误差以及频率偏置检测误差，也是如此。结果，叠加在这些副载波上的数据的错误率特性得到提高。在此实施例中，要求良好错误率特性的数据，诸如控制信息的重发信息，被叠加在上述特定副载波上发送。     
现在使用图18描述用来达到此目标的OFDM通信装置的发送系统的构造。在图18中，与图16中相应的部件具有与图16同样的标号，发送系统160依次通过编码部件163、前同步码插入部件162以及调制部件163，输入重发信息到并串转换部件(P/S)164。空信号也输入并串转换部件164。 
由并串转换转换为串行形式的数据被串并转换(S/P)部件1 65分割为两个——数据1与数据2。数据1与数据2经过与上述同样的处理成为图17(A)、(B)所示的两个OFDM信号。 
通过让发送系统160的并串转换部件164在预定时间输出空信号，相应于图17(A)所示的天线AN1“-1”与“1”副载波(数据1(1，-1)，数据1(2，-1)，数据1(1，1)，数据1(2，1))的天线AN2副载波(图17(B))可以被变为空信号。 
在此实施例中，描述了这样一种情况：除了提供实施例3的特征，对于发送数据的副载波中的特定副载波，只从一个天线发送数据并且从另一天线发送空信号。但是本发明并不局限于此，本实施例也可以与实施例1或实施例2结合。 
根据以上构造，通过满足以下条件：对于发送数据的副载波中的特定副载波，只从一个天线发送数据并且从另一天线发送空信号，则可能提高比其他数据更需要良好错误率特性的数据的错误率特性，同时，几乎不降低发送效率。 
实施例5 
此实施例的OFDM通信装置的特征在于：如图19(A)、(B)所示，与实施例4相比，对于在距中心频率一定距离处的副载波，数据只从一个天线发送，而从另一天线发送空信号。通过此方式，可以提高由在距中心频率一定距离处的副载波所发送的数据的错误率特性，从而，除取得实施例4的效果之外，还可以大大提高数据错误率特性，同时，几乎不降低发送效率。 
在图19(A)、(B)的例子中，相应于图19(A)所示的天线AN1“k+1”副载波(数据1(1，-k+1)，数据1(2，-k+1))的天线AN2副载波(图19(B))为空信号。 
对于OFDM信号，副载波距离中心频率越远，其越易受相邻信道干扰波、模拟滤波幅度偏移及群时延偏移的影响。考虑到这一点，在此实施例中，为了最小化由在距中心频率一定距离处的副载波发送的数据的退化，相应的另一副载波为空信号。 
现在使用图20描述用来达到此目标的OFDM通信装置的发送系统的构造。在图20中，与图18中相应的部件具有与图18同样的标号，发送系统170具有与图18的发送系统160类似的构造，但不同之处在于具有空信号插入部件171。 
通过在数据2中预定位置插入空信号，空信号插入部件171使在距中心频率一定距离处的副载波为空信号，如图19(B)所示。通过此方式，可以抑制由在距中心频率一定距离处的副载波发送的数据1(1，-k+1)与数据1(2，-k+1)中的干扰分量，从而可以抑制该数据的错误率特性的退化。 
实施例6 
此实施例的OFDM通信装置的特征在于：如图21(A)、(B)所示，与实施例5相比，在一个或者多个副载波中发送空信号的天线是可变的。通过此方式，除达到实施例5的效果之外，还可以降低平均峰值功率。还可以防止当信道波动非常低时上述副载波的接收电平走低。 
在图21(A)、(B)所示的例子中，在点t1与t2之间的时段内，相应于图21(A)所示的天线AN1“-k+1”与“k-1”副载波(数据1(1，-k+1)，数据1(2，k-1))的天线AN2副载波(图21(B))为空信号。 
然后，在接下来的点t2与t3之间的时段内，相应于图21(B)所示的天线AN2“-k+1”与“k-1”副载波(数据2(1，-k+1)，数据2(2，k-1))的天线AN2副载波(图21(A))为空信号。 
现在使用图22描述用来达到此目标的OFDM通信装置的发送系统的构造。在图22中，与图18中相应的部件具有与图18同样的标号，发送系统180具有与图18的发送系统160类似的构造，但不同之处在于具有选择部件181、182，向这两个选择部件输入通过串并转换部件(S/P)165分割所取得的数据。 
分割后数据与空信号输入选择部件181、182的每一个。在从一个天线发送在距中心频率一定距离的副载波之中的、其上叠加数据的副载波并且从另一天线发送空信号的时间处，选择部件181选择并输入空信号，如上所述，并且这些天线是可变的。 
实施例7 
此实施例的OFDM通信装置的特征在于：如图23(A)、(B)所示，与实施例6相比，对于DC点副载波，数据只从一个天线发送，而从另一天线发送空信号。通过此方式，可以提高由DC点副载波发送的数据的错误率特性，从而除达到实施例6的效果之外，还可以大大提高数据错误率特性，同时，几乎不降低发送效率。 
在图23(A)、(B)所示的例子中，与图23(B)所示的天线AN2“0”副载波(数据2(1，0)，数据(2，0))相应的天线AN1副载波(图23(A))为空信号。 
对于OFDM信号，由于模拟电路的DC偏移，DC点副载波的错误率特性比其他副载波退化严重得多。考虑到这一点，在此实施例中，为了最小化由DC点副载波发送的数据的退化，相应的其他副载波被变为空信号。 
现在使用图24描述用来达到此目标的OFDM通信装置的发送系统的构造。在图24中，与图22中相应的部件具有与图22同样的标号，发送系统190具有与图22的发送系统180类似的构造，但不同之处在于在选择部件181与导频载波插入部件151之间配备有空信号插入部件191。空信号插入部件191在输入数据内位于DC点的数据位置上插入空信号。 
实施例8 
此实施例的OFDM通信装置的特征在于：在OFDM信号接收系统中配备有偏置消除电路。通过此方式，将其应用到接收(例如)借助实施例7的方法所取得的OFDM信号的OFDM通信装置，可以大大提高错误率特性。 
图25显示此实施例的接收系统的构造。在图25中，与图12中相应的部件具有与图12同样的标号，接收系统200具有与图12的接收系统120类似的构造，但不同之处在于分别在FFT 121、122之后具有偏置消除电路(“DC消除”)201、202。 
图26显示偏置消除电路(“DC消除”)201、202的实际构造。偏置消除电路201(202)具有来自FFT 121(122)的输入信号作为到平均电路203与 减法电路205的输入。通过平均在FFT部件121(122)的输出中位于DC点附近的信号分量，平均电路203检测DC偏置，并且在存储器204中存储该DC偏置信息。减法电路204从FFT输出信号之中位于DC点附近的信号中减去存储在存储器204中的DC偏置量。通过此方式，可以从FFT输出中消除DC偏置分量。 
根据以上构造，在接收侧，通过在从接收OFDM信号中消除DC偏置之后进行传播路径补偿、传播路径干扰与残余相位补偿等等，可以大大提高从上述实施例1至7的OFDM通信装置发送的数据的错误率特性。 
实施例9 
此实施例的OFDM通信装置的特征在于：只从一个天线发送特定突发信号，并且在发送这些突发信号时，从另一天线发送空信号。通过此方式，可以比实施例1至7更大地提高错误率特性，而不太降低发送效率。 
在此处发送的突发信号之中，有些信号比其他信号要求更好的错误率特性。这些信号包括(例如)控制突发信号或者重发突发信号。在此实施例中，当发送这些比其他信号要求更好的错误率特性的突发信号时，该突发信号只从一个天线发送，并且从另一天线输出空信号(即没有信号输入)。 
通过此方式，上述突发信号不受任何来自另一天线的发送信号在传播路径上的干扰，并且因此提高了接收侧的错误率特性。另外，因为诸如控制突发信号或者重发突发信号等比其他信号要求更好的错误率特性的突发信号构成了所有突发信号的一小部分，所以发送效率几乎没有下降。结果，可以大大提高重要突发信号的错误率特性，同时，不大降低发送效率。 
图27显示此实施例的发送系统的构造。在图27中，与图11中相应的部件具有与图11同样的标号，发送系统210在针对从天线AN1发送的输出信号1的处理系统中具有选择部件214，在针对从天线AN2发送的输出信号2的处理系统中具有选择部件215。 
选择部件214的输入有：来自导频载波插入部件115的输出，还有通过编码部件211、前同步码插入部件212以及调制部件213的重发信息输入。选择部件215的输入有：由空信号插入部件216进行空信号插入之后的发送数据，以及空信号。 
当选择部件214正在选择并输出调制重发信息(即特定突发信号)时，选择部件215选择并输出空信号。相反，当选择部件214正在选择并输出调 制来自导频载波插入部件116的输出(即不同于特定突发信号的突发信号)时，选择部件215选择并输出来自空信号插入部件116的输出。 
结果，当发送特定突发信号时，发送系统210从天线AN1输出图9(A)所示的信号，并且从天线AN2只输出空信号。在另一方面，当不发送特定突发信号时，从天线AN1与天线AN2输出图9(A)与(B)所示的信号。 
在根据此实施例的发明中，对于发送系统210是配备于基站内或者配备于终端站内没有限制，如同以上以及以下所述实施例一样，但是当发送系统210只配备于终端站内时(即只应用到上行链路时)，可以取得以下附加效果。 
在此实施例中，发送效率下降到此地步：当正在发送特定突发信号时，从另一天线发送空信号。考虑到这一点，在下行链路用大量发送数据进行正常通信，并且在终端站中配备发送系统210。通过此方式，就抑制了总体系统吞吐量的下降，并且可以提高借助上行链路发送的特定突发信号的错误率特性，同时，不增加终端站的硬件规模。 
实施例10 
此实施例的OFDM通信装置的特征在于：与实施例9相比，除了只从一个天线发送突发信号并在发送这些突发信号时从另一天线发送空信号之外，突发信号还被分割并且交替地从每个天线发送。通过此方式，可以在达到实施例9的效果之外进一步地降低峰值功率。 
即，通过分割实施例9中只从一个天线发送的特定突发信号并且从多个天线发送该信号，可以降低一个天线的发送副载波的数目，由此可以成比例地减低峰值功率。 
具体地说，使用图9(A)、(B)解释如下：首先对于特定时段使用图9(A)中的一半副载波，从天线AN1发送特定突发信号的一半信息，并且在此时段内从天线AN2发送空信号。然后，在下一时段，使用图9(B)中的一半副载波，从天线AN2发送该特定突发信号的残余的一半信息，并且在此时段内从天线AN1发送空信号。 
图28显示此实施例的发送系统的构造。在图28中，与图27中相应的部件具有与图27同样的标号，发送系统220借助串并转换部件(S/P)223分割调制重发信息，并发送分割后的信号到选择部件221、222。还向选择部件221、222空信号。 
从来自导频载波插入部件115的输出信号、分割后的重发信息以及空信 号中，选择部件221可选地输出一个信号。从来自空信号插入部件116的输出信号、分割后的重发信息以及空信号中，选择部件222可选地输出一个信号。 
具体地说，当发送不同于特定突发信号(在图28的情况中为重发信息)的数据时，选择部件221选择并输出来自导频载波插入部件115的输出，并且选择部件222选择并输出来自空信号插入部件116的输出。结果从两个天线AN1、AN2发送图9(A)、(B)所示的信号。 
相反，当发送特定突发信号(在图28的情况中为重发信息)时，在第一时段内，选择部件221选择并输出分割后的重发信息，并且选择部件222选择并输出空信号。结果从天线AN1在图9(A)的一半载波中发送重发信号，并且从天线AN2发送空信号。然后，在下一时段内，从天线AN2在图9(B)的一半载波中发送重发信号，并且从天线AN1发送空信号。 
实施例11 
此实施例的OFDM通信装置的特征在于：通信终端只配备了一个天线，并且只从基站(只在下行链路上)从多个天线发送不同数据。通过此方式，可以大大降低终端的硬件规模与功耗，同时，几乎不降低总体系统发送效率。 
当将从多个天线发送不同数据的方法也应用到上行链路时，就大大增加了终端的硬件规模与功耗，这是因为对于每个天线都需要终端的发送系统信号处理系统电路与射频处理部件(发送RF)。然而，总体系统发送效率一般由下行链路决定。考虑到这一点，本发明人认为为终端只配备一个天线将有效地降低终端的硬件规模与功耗，同时，达到较好的总体系统发送效率。 
图29显示根据此实施例的通信终端的发送系统的构造。在图29中，与图11中相应的部件具有与图11同样的标号，发送系统230通过信号RF部件231在已经过傅里叶逆变换处理的信号上执行诸如信号放大等射频处理，并且从单一天线232发送结果信号。图29所示的发送信号包括单一数据，这不同于图11所示的发送数据的多个不同数据。 
图30显示接收并解调从终端发送系统230发送的OFDM信号的射频基站的接收系统的构造。在基站接收系统240中，由多个天线241-1、241-2接收的OFDM信号通过接收RF部件242-1与242-2、FFT 243-1与243-2以及传播路径补偿部件244-1与244-2输入组合部件245。在组合部件245中，组合已经过传播路径补偿的信号，或者选择其一。组合或者选择所产生的信号 由解码部件246解码，并且成为接收信号。 
实施例12 
此实施例的OFDM通信装置的特征在于：在干扰补偿部件所使用的逆矩阵的行列式的绝对值不大的传播环境的情况下，OFDM信号只从一个天线发送。通过此方式，在干扰补偿部件所使用的逆矩阵的行列式的绝对值不大的传播环境的情况下，可以提高错误率特性。 
当干扰补偿部件所使用的逆矩阵的行列式的绝对值|AD-BC|不大时，多个运算比特的实际值不大，因此逆矩阵估计精度下降。结果，错误率特性下降。考虑到这一点，在此实施例中，监视干扰补偿部件逆矩阵的行列式的绝对值，并且如果该值不大，则只从一个天线进行发送。 
图31显示根据此实施例的OFDM通信装置的发送系统的构造。在图31中，与图11中相应的部件具有与图11同样的标号，发送系统250在针对从天线AN1发送的输出信号1的处理系统中具有选择部件251，在针对从天线AN2发送的输出信号2的处理系统中具有选择部件252。 
选择部件251的输入有：来自导频载波插入部件115的输出，还有空信号。选择部件252的输入有：由空信号插入部件116进行空信号插入之后的发送数据，以及空信号。根据由发送对象站的接收系统形成的判决信号S10，选择部件251、252的每一个选择性地输出发送数据或者空信号，以后将对其描述。即，在具有发送系统250的OFDM通信装置中，接收天线(为显示)才通信对方站接收判决信号S10，并且S10被送往选择部件251、252。 
图32显示由具有发送系统250的OFDM通信装置向其发送的OFDM通信装置的接收系统的构造。在图32的接收系统260中，与图12中接收系统相应的部件具有与图12同样的标号，由系数计算部件127所取得的逆矩阵行列式绝对值|AD-BC|输入到大小比较部件261。大小比较部件261比较绝对值|AD-BC|与门限值1，并且借助发送系统(未显示)报告作为判决信号S10的比较结果给图31所示的OFDM通信装置的发送系统250的选择部件251、252。 
在以上构造中，由具有发送系统250的OFDM通信装置所形成的OFDM信号首先从发送系统250发送。该OFDM信号由通信对象OFDM通信装置的接收系统260接收并解调。 
接收系统260使用由传播路径估计部件123、125取得的从A到D的传 播路径特性，通过系数计算部件127找到系数A/(AD-BC)、B/(AD-BC)、C/(AD-BC)、D/(AD-BC)。大小比较部件261比较逆矩阵行列式绝对值|AD-BC|与门限值1，并且发送比较结果作为判决信号S10给具有发送系统250的OFDM通信装置。 
然后，接受到该判决信号S10的OFDM通信装置将判决信号S10输入选择部件251、252。如果绝对值|AD-BC|大于或等于门限值1，则选择部件251、252选择导频载波插入部件115与空信号冲入部件116的信号。在另一方面，如果绝对值|AD-BC|小于门限值1，则选择部件251或者选择部件252选择空信号。例如，当选择部件251选择并输出来自导频载波插入部件115的信号时，选择部件252输出空信号。 
由此，当绝对值|AD-BC|较大并且在通信对方可以保持传播路径补偿与干扰补偿的精度时，从多个天线发送其上叠加不同发送数据的OFDM信号。在另一方面，当绝对值|AD-BC|较小并且在通信对方传播路径补偿与干扰补偿的精度退化时，只从一个天线发送OFDM信号。结果，即使当补偿精度不好时，传播路径上的干扰也被逐渐降低，从而能够由通信对方取得具有良好错误率特性的接收信号。 
根据以上构造，通过在针对传播路径补偿与干扰补偿的逆矩阵系数(AD-BC)较小时只从一个天线发送OFDM信号，可以抑制在传播路径补偿与干扰补偿精度不好的传播环境下错误率特性的退化。 
在进行通信的OFDM通信装置使用FDD(频分双工)方法作为接入方法执行通信时，此实施例尤其有效。即，在此实施例中，在接收侧估计发送系统250所发送的特定频带内的OFDM信号的传播路径特性，该估计结果(判决信号S10)被报告给具有发送系统250的OFDM通信装置，并且发送系统250形成反映该判决信号S10的OFDM信号。通过此方式，在传播特性上行链路与下行链路上不同的FDD系统中，发送系统250可以根据准确的判决信号S10按照上述传播环境来形成OFDM信号。 
在下面的实施例13中描述了使用TDD(时分双工)方法作为接入方法的情况中的有效构造。 
实施例13 
此实施例的OFDM通信装置的特征在于：与上面的实施例12相比，在发送时反映对接收时的逆矩阵行列式绝对值|AD-BC|的判决结果。通过此方 式，在传播特性上行链路与下行链路上相同的TDD系统中，发送效率被提高到以下地步：可以降低控制信息的发送，从而可取得与实施例12同样的效果。 
在图33中，与图31、32中相应的部件具有与图31、32同样的标号，此实施例的OFDM通信装置270具有发送系统280与接收系统290。通过此方式，在OFDM通信装置270中，由接收系统290取得的判决结果S10可以被反映在发送系统280中。 
根据以上构造，通过以下步骤可以抑制在传播路径补偿与干扰补偿精度不好的传播环境下错误率特性的退化并且不向通信对方发送控制信息(判决信号S10)：对针对传播路径补偿与干扰补偿的逆矩阵系数(AD-BC)，由接收系统290生成门限值判决，在同一OFDM通信装置的发送系统280中反映该判决结果，并且当逆矩阵行列式绝对值|AD-BC|小于门限值时只从一个天线发送OFDM信号。 
实施例14 
此实施例的特征在于：与实施例12、13相比，用于干扰补偿部件逆矩阵行列式绝对值的门限值是可变的。通过此方式，可以大大抑制在干扰补偿部件所使用的矩阵行列式绝对值较小的传播环境下错误率特性的退化。 
本发明人注意到：比较干扰补偿部件所使用的逆矩阵行列式绝对值的比较部件的门限值的最优值根据接收OFDM信号的信道质量变化。即，当信道质量不好时，逆矩阵行列式绝对值|AD-BC|的检测误差增加，因此，当信道质量不好时，将比较部件所使用的门限值变大。 
在图34中，与图32中相应的部件具有与图32同样的标号，此实施例的接收系统300具有与图32的接收系统260类似的构造，但不同之处在于具有选择部件301，选择部件301选择大小比较部件261在门限值判决时所使用的门限值。 
根据诸如CRC(循环冗余校验)或者RSSI(接收信号强度指示)信号等接收质量信息，选择部件301选择并输出为不同值(此处假定门限值1＜门限值2)的门限值1或者门限值2。实际上，当接收信号强度指示显示接收质量良好时，选择并输出门限值1，而当接收信号强度指示显示接收质量不好时，选择并输出大于门限值1的门限值2。 
大小比较部件261使用如上方法根据接收质量变化的门限值，对传播路径补偿余干扰补偿部件124所使用的逆矩阵行列式绝对值|AD-BC|的大小进 行门限值判定。 
结果，当接收质量不好时，接收系统300的大小比较部件261将判决信号S20输出到实施例12与13所述的发送系统250与280，该判决信号S20控制发送系统250与280比实施例12或13更偏向于只从一个天线发送OFDM信号。 
根据以上构造，通过根据接收质量改变用于比较传播路径补偿与干扰补偿部件的逆矩阵行列式绝对值的大小的门限值，除了只从一个天线发送OFDM信号之外，当逆矩阵行列式绝对值不大时，还可以比实施例12或13更大地提高在上述逆矩阵行列式绝对值不大的传播环境下的错误率特性。 
实施例15 
此实施例的OFDM通信装置的特征在于：与实施例12与13相比，在有许多传播路径补偿与干扰补偿部件对其所使用的逆矩阵行列式绝对值不大的副载波的传播环境下，只从一个天线发送OFDM信号。通过此方式，可以比实施例12或13更大地提高错误率特性，同时，抑制发送效率的下降。 
本发明人考虑到当传播路径补偿与干扰补偿部件对其所使用的逆矩阵行列式绝对值不大的副载波不多时，(例如，当在总共48个副载波中只有三个副载波低于门限值时)，从多个天线发送OFDM信号没有问题，这是因为错误率特性可以由解码部件通过错误率纠正效应来提高。与此相比，当有许多传播路径补偿与干扰补偿部件对其所使用的逆矩阵行列式绝对值不大时，应该通过只从一个天线发送OFDM信号来提高错误率特性，这是因为不太指望解码部件的错误率纠正效应。 
在图35中，与图32中相应的部件具有与图32同样的标号，此实施例的接收系统310具有与图32的接收系统260类似的构造，但不同之处在于具有计数器311与大小比较部件312，计数器311计算大小比较部件261的比较结果，大小比较部件312对于计数器311的计数值进行门限值判决。 
根据来自大小比较部件261的判决信号S10，计数器311计算对其绝对值|AD-BC|小于门限值1的副载波的数目。大小比较部件312比较该计数值与门限值3，并且如果该计数值大于门限值3，则向实施例12与13所述的发送系统250与280输出表示只从一个天线发送OFDM信号的判决信号S30。 
根据以上构造，通过考虑传播路径补偿与干扰补偿部件对其所使用的逆矩阵行列式绝对值不大的副载波的数目，并且相应地选择是否只从一个天线 发送OFDM信号，可以比实施例12或13更大地提高错误率特性，同时，达到较高的发送效率。 
实施例16 
此实施例的OFDM通信装置的特征在于：与实施例15相比，在具有传播路径补偿与干扰补偿部件对其所使用的逆矩阵行列式绝对值不大的连续副载波的传播环境下，只从一个天线发送OFDM信号。通过此方式，可以比实施例15更大地提高错误率特性，同时，抑制发送效率的下降。 
本发明人考虑到当质量不好的数据集中时，错误纠正效应下降，而错误率特性退化。考虑到这一点，在此实施例中，在具有传播路径补偿与干扰补偿部件对其所使用的逆矩阵行列式绝对值不大的连续副载波的传播环境下——即当质量不好的数据集中时，通过只从一个天线发送OFDM信号来提高错误率特性。 
在图36中，与图35中相应的部件具有与图35同样的标号，此实施例的接收系统320具有与图35的接收系统310类似的构造，但不同之处在于配备有计数器321以及大小比较部件322，而不是图35中的计数器311与大小比较部件312，计数器321进行计数值的增减，大小比较部件322比较该计数值与门限值4。 
根据来自大小比较部件261的判决信号S10，计数器321计算对其逆矩阵行列式绝对值|AD-BC|小于门限值1的副载波的集中程度。即，当该绝对值|小于门限值1时，该计数值增加，而当该绝对值|大于或等于门限值1时，该计数值减少。 
大小比较部件322比较该计数值与门限值4，并且如果该计数值大于门限值4——即如果对其绝对值|AD-BC|小于门限值1的副载波的集中程度超过给定值，则向实施例12与13所述的发送系统250与280输出表示只从一个天线发送OFDM信号的判决信号S40。 
根据以上构造，通过考虑对其逆矩阵行列式绝对值|AD-BC|小于预定门限值的副载波的集中程度，并且相应地选择是否只从一个天线发送OFDM信号，可以比实施例15更大地提高错误率特性，同时，达到较高的发送效率。 
实施例17 
此实施例的OFDM通信装置的特征在于：与实施例16相比，根据接收质量，用来判定对其逆矩阵行列式绝对值|AD-BC|小于预定门限值的副载波的 集中程度的门限值是可变的。通过此方式，可以比实施例16更大地提高错误率特性，同时，抑制发送效率的下降。 
在图37中，与图36中相应的部件具有与图36同样的标号，此实施例的接收系统330具有与图36的接收系统320类似的构造，但不同之处在于具有选择部件331，选择部件331选择大小比较部件322在门限值判决时所使用的门限值。 
根据诸如CRC(循环冗余校验)或者RSSI(接收信号强度指示)信号等接收质量信息，选择部件331选择并输出为不同值(此处假定门限值4＜门限值5)的门限值4或者门限值5。实际上，当接收信号强度指示显示接收质量良好时，选择并输出门限值5，而当接收信号强度指示显示接收质量不好时，选择并输出小于门限值5的门限值4。 
大小比较部件322使用如上方法根据接收质量变化的门限值，对逆矩阵行列式绝对值|AD-BC|低于预定门限值的副载波的集中程度进行门限值判定。 
由此，当接收质量不好时，接收系统330的大小比较部件322将判决信号S50输出到实施例12与13所述的发送系统250与280，如果逆矩阵行列式绝对值|AD-BC|低于预定门限值的副载波的集中程度不高，则该判决信号S50控制发送系统250与280更偏向于只从一个天线发送OFDM信号。 
根据以上构造，通过考虑对其逆矩阵行列式绝对值|AD-BC|低于预定门限值的副载波的集中程度与接收质量，并且相应地选择是否只从一个天线发送OFDM信号，可以比实施例16更大地提高错误率特性，同时，达到较高的发送效率。 
实施例18 
此实施例的OFDM通信装置的特征在于：通过对于最后一个数据群只从一个天线发送OFDM信号，可以缩短从终止接收到开始发送的时间。 
存在这种情况：规定了从接收结束到发送开始的时间，如在MMAC(多媒体移动接入通信)HiSWAN(高速无线接入网络)中。还有这种情况：由于接收系统干扰补偿电路的处理延迟大于普通相关检测电路的处理延迟，所以不能满足从接收结束到发送开始的所规定时间。 
考虑到这一点，在此实施例中，通过只从一个天线发送作为OFDM信号的最后一个数据群，来缩短该最后一个数据群的处理延迟，并且通过此方式，缩短了从终止接收到开始发送的时间。 
图38显示此实施例的发送系统340的构造。在图38中，与图11中相应的部件具有与图11同样的标号，发送系统340在针对从天线AN1发送的输出信号1的处理系统中具有选择部件341，在针对从天线AN2发送的输出信号2的处理系统中具有选择部件342。 
选择部件341的输入有：来自导频载波插入部件115的输出，还有空信号。选择部件342的输入有：由空信号插入部件216进行空信号插入之后的发送数据，以及空信号。根据指示最后一个突发串的信号，选择部件341、342的每一个选择性地输出发送数据或者空信号。 
具体地说，当没有输入指示最后一个突发串的信号时，选择部件341输出来自导频载波插入部件115的信号，而选择部件342输出来自空信号插入部件116的信号。在另一方面，当输入指示最后一个突发串的信号时，选择部件341或者选择部件342选择并输出空信号。通过此方式，可以只从一个天线发送作为OFDM信号的最后一个数据群。 
实施例19 
此实施例的OFDM通信装置的特征在于：在终端正在通信的时间段内，从基站向通信终端只从一个天线发送OFDM信号。 
根据此系统，终端也可以如图39所示的OFDM通信系统350中进行通信。在这种情况下，必须确保终端通信的时间段，并且控制较复杂。考虑到这一点，在此实施例中，从基站向通信终端1只从一个天线发送OFDM信号。通过此方式，终端1可以接收从基站与通信终端2两者发送的数据，从而不需要借助复杂控制确保终端通信的时间段。 
图40显示此实施例的发送系统的构造。在图39中的射频基站中配备有这样的发送系统360。在图40中，与图38中相应的部件具有与图38同样的标号，此实施例的接收系统360具有与图38的接收系统340类似的构造，但不同之处在于指示终端1(图39)接收来自终端2的信号的时间的信息被输入到选择部件361与362。 
在发送系统360中，在不同于终端1接收来自终端2的信号的时间上，选择部件361输出来自导频载波插入部件115的信号，并且选择部件362输出来自空信号插入部件116的信号。在另一方面，在终端1接收来自终端2的信号的时间上，选择部件361或者选择部件362选择并输出空信号。 
通过此方式，在终端1接收来自终端2的信号的时间上，可以只从一个 天线发送OFDM信号。结果，终端可以在确保与另一终端通信的同时接收来自基站的OFDM信号。 
实施例20 
此实施例的特征在于：通过定期进行只从一个天线发送OFDM信号的处理，可以在接收侧进行传播路径估计结果的定期更新(此后称为“传播路径跟踪”)。通过此方式，当相对于传播路径估计前同步码时段，传播路径波动较快时，可以抑制错误率特性的退化。 
当相对于传播路径估计前同步码时段，传播路径波动较快时，错误率特性退化增加。传播路径跟踪是用于这种情况的公知技术，但是如这些实施例中，对于从多个天线发送不同OFDM信号的帧格式，不容易进行传播路径跟踪。 
考虑到这一点，在此实施例中，定期进行只从一个天线发送OFDM信号的处理，并且在接收侧使用此只从一个天线发送的OFDM信号进行传播路径跟踪。结果，当相对于传播路径估计前同步码时段，传播路径波动较快时，可以抑制错误率特性的退化。 
图41显示此实施例的发送系统的构造。在图41中，与图40中相应的部件具有与图40同样的标号，在发送系统370中，来自自激计数器(free-runningcounter)371的计数值输入到大小比较部件372。大小比较部件372比较该计数值于门限值1，并且当该计数值大于该门限值时，发送指示该情况的判决信号给选择部件373、374以及计数器371。 
当指示该计数值已经变得大于该门限值的判决信号输入到选择部件373、374时，选择部件373或者374选择性地输出空信号，其结果为只从一个天线发送OFDM信号。当指示该计数值已经变得大于该门限值的判决信号输入到计数器371时，该计数值被重置，并再次以自激方式进行计数值增加。 
通过此方式，定期取得指示该计数值已经变得大于该门限值的判决信号，并且定期进行只从一个天线发送OFDM信号的处理。 
图42显示接收并解调从发送装置370发送的OFDM信号的接收系统的构造。在图42中，与图12中相应的部件具有与图12同样的标号，接收系统380具有于图12中接收系统120类似的构造，但不同之处在于具有传播路径跟踪部件381与382，并且还具有记录与再次调制部件385以及串并转换部件(S/P)386，传播路径跟踪部件381与382对由天线接收的OFDM信号(输 入信号1与输入信号2)进行传播路径跟踪处理，记录与再次调制部件385以及串并转换部件(S/P)386将本地编码的信号提供给传播路径跟踪部件381与382。 
通过在解码后接收信号上进行与发送侧相同的编码与调制处理，记录与再次调制部件385进行接收信号的本地编码，并且S/P 386将结果信号分割为发送信号1与发送信号2，发送信号1与发送信号2被送往传播路径跟踪部件381与382。 
图43显示传播路径跟踪部件381与382的构造。此处所使用的传播路径跟踪技术为公知技术，因此将简要描述。传播路径跟踪部件381(382)借助乘法器392将再次调制信号乘以FFT输出信号。该相乘后的结果信号借助乘法器392乘以值1-u，并且结果信号送往加法器393。加法器393将借助乘法器394将存储在存储器395中的相加结果乘以值u的结果以及乘法器392的相乘结果加在一起。然后，该相加的结果存入存储器395。然后，存储在存储器395中的相加值被作为跟踪后传播路径估计结果，并被送往图42中的传播路径估计部件383与384。 
根据以上构造，通过定期进行只从一个天线发送OFDM信号的处理，可以抑制当传播路径波动较快时的错误率特性的退化。 
实施例21 
此实施例的OFDM通信装置的特征在于：与实施例20相比，定期进行只从一个天线发送OFDM信号的处理，并且这个周期是可变的。通过此方式，与实施例20相比，可以抑制错误率特性的退化，同时，有效地抑制发送效率的下降。 
使只从一个天线发送的周期可变使得可以兼顾发送效率与错误率特性。例如，如果希望发送尽可能多的信息，则最好将只从一个天线发送的周期变长。然而，如果希望取得令人满意的错误率特性，则最好将只从一个天线发送的周期变短。例如，如果希望比另一个突发串发送更多的数据，则应该将只从一个天线发送的周期变长。 
图44显示此实施例的发送系统的构造。在图44中，与图41中相应的部件具有与图41同样的标号，此实施例的发送系统400具有与图41的发送系统390类似的构造，但不同之处在于具有选择部件401，选择部件401选择大小比较部件402所使用的门限值。 
根据诸如CRC或者RSSI信号等接收质量信息，选择部件401选择并输出为不同值(此处假定门限值1＜门限值2)的门限值1或者门限值2。该接收质量信息最好由远端站在进行FDD通信时以及由本地站在接触TDD通信时取得。 
当接收质量良好时，选择部件401选择并输出门限值2，而当接收质量不好时，选择并输出小于门限值2的门限值1。结果，在发送系统400中，接收质量越差，作为只从一个天线发送OFDM信号的周期而设定的时段越短。此时，在接收侧可以高精度进行传播路径跟踪处理，从而可以提高接收质量。 
根据以上构造，通过定期进行只从一个天线发送OFDM信号的处理，并且使这个周期是可变的，可以比实施例20更好地兼顾发送效率与错误率特性。 
在此实施例中，一直将所要求的发送数据量与接收质量作为改变所述周期的条件，但是这些条件并不局限于此。例如，存在这样的方法：估计传播路径波动速度(例如，如果传播路径估计结果与前一个突发串相比的差超过门限值，则认为传播路径波动为快)，并且如果该波动速度超过门限值，则将所述周期变短。 
实施例22 
此实施例的OFDM通信装置的特征在于：当使用多个天线时(例如，多扇区天线(multi-sector antenna))，在不管使用哪个天线干扰补偿部件所使用的逆矩阵行列式绝对值都不大的传播环境下，只从一个天线发送OFDM信号。通过此方式，可以兼顾发送效率与错误率特性。 
当使用多个天线(如使用多扇区天线)时，通过改变所述扇区，即使从多个天线同时发送不同的数据，也可以选择错误率特性不退化的传播路径。 
在此实施例中考虑了这一点，并且当使用多个天线(如使用多扇区天线)时，只有在不管使用哪个天线干扰补偿部件所使用的逆矩阵行列式绝对值都不大的传播环境下，只从一个天线发送OFDM信号。 
图45显示此实施例的接收系统的构造。在图45中，与图36中相应的部件具有与图36同样的标号，接收系统410具有多扇区天线413-1、413-2、414-1、414-2以及选择部件411与412，选择部件411与412从这些多扇区天线413-1、413-2、414-1、414-2中选择预定的天线。 
根据来自大小比较部件261的判决信号S10，选择部件411与412选择 接收天线。例如，首先选择部件411选择天线413-1，而选择部件412选择天线414-1，并且根据来自这些天线的接收信号进行接收信号接收解调。如果此时大小比较部件261取得表示绝对值|AD-BC|小于门限值1的判决信号S10，则选择部件411切换接收天线到天线413-2，并且选择部件412切换接收天线到天线414-2。 
如果在接收系统410中虽然以这种方法切换了天线，但大小比较部件261仍然取得表示绝对值|AD-BC|小于门限值1的判决信号S10，则从大小比较部件322向发送系统发送指示只从一个天线发送OFDM信号的判决信号S40。在图45所示的情况中，大小比较部件322的门限值4被设置为“1”，并且当计数器321的计数值变为“2”时，发送指示只从一个天线发送OFDM信号的判决信号S40。 
根据以上构造，当使用多个天线时，通过只有在不管使用哪个天线干扰补偿部件所使用的逆矩阵行列式绝对值都不大的传播环境下，只从一个天线发送OFDM信号，就可以在使用多个天线时兼顾发送效率与错误率特性。 
在此实施例中，描述了这样一种情况：当干扰补偿部件所使用的逆矩阵行列式绝对值不大时，切换扇区天线，但扇区天线切换方法并不局限于此。例如，可以在当对其干扰补偿部件所使用的逆矩阵行列式绝对值小于门限值的副载波的数目超过门限值时，切换扇区天线。可替换地，也可以在当具有对其干扰补偿部件所使用的逆矩阵行列式绝对值小于门限值的连续的副载波时，切换扇区天线。 
在以上实施例12至17以及22中，干扰补偿部件所使用的逆矩阵行列式绝对值一直被用做判断是否只从多个天线之一发送OFDM信号的标准，但是本发明并不局限于此，关键之处只在于：当传播路径估计精度不高时，只才多个天线之一发送OFDM信号。 
实施例23 
图46(A)与(B)为从本发明实施例23的OFDM通信装置发送的OFDM信号的示意图。此实施例的OFDM通信装置的特征在于：将发送传播路径估计前同步码的码元的特定副载波变为空信号，并且另一天线只从在同一时间插入空信号的副载波中发送传播路径估计前同步码。然后，在接收侧，通过内插的方式，计算对于其中插入空信号的副载波的传播路径估计结果。通过此方式，可以防止在传播路径估计结果中发生残余误差偏移，并且可以防止 错误率特性的退化。 
从图10所示的天线AN1与AN2分别发送具有图46(A)与(B)所示的帧格式的OFDM信号。在图46(A)与(B)中，数据1(N，K)，例如，表示与数据1有关的第N′个码元由第K′个副载波在由数据1表示的时间与频率上发送。类似地，传播路径估计前同步码(1，k-1)表示传播路径估计前同步码的第一个码元由第(k-1)′个副载波在由传播路径估计前同步码(1，k)表示的时间与频率上发送。 
从图46(A)与(B)可以看出，对于与从天线AN1发送传播路径估计前同步码的副载波相同的时间与频率的副载波，不从天线AN2发送传播路径估计前同步码。类似地，对于与从天线AN2发送传播路径估计前同步码的副载波相同的时间与频率的副载波，不从天线AN1发送传播路径估计前同步码。 
另外，在此实施例中，正如从图46(A)所示第一OFDM信号与图46(B)所示第二OFDM信号可以看出，虽然在点t1到点t2的同一时间内，不以同一副载波同时发送传播路径估计前同步码，但是使用不同的副载波来同时发送传播路径估计前同步码。 
通过此方式，在此实施例的OFDM通信装置中，通过不将传播路径估计前同步码放置在第一与第二OFDM信号之间的同一时间的同一副载波上，可以防止由传播路径估计前同步码之间的干扰所引起的传播路径估计前同步码退化，并且通过将传播路径估计前同步码置于同一时间的不同副载波上，可以进行传播路径补偿，而没有第一与第二OFDM信号之间的残余相位误差。 
图47为显示此实施例的OFDM通信装置的发送系统的构造的方框图。在图47中，标号1110表示根据实施例23的OFDM通信装置的发送系统的总体构造。在发送系统1110中，发送信号被输入编码部件1111，并由该编码部件1111进行编码处理，已经过编码部件1111编码处理的信号被送往前同步码插入部件1112。 
在此实施例中，发送信号是其中有两个数据——数据1、数据2——在逐帧基础上被交替地时分多路复用的信号。例如，包含数据1的N个码元的信号在时段T输入编码部件1111，然后包含数据2的N个码元的信号在下一个时段T输入编码部件1111。 
在编码处理之后(在此实施例的情况下，N码元时段)，前同步码插入部件1112在数据1与数据2的边界位置插入一个传播路径估计前同步码，并且 将该数据发送给选择部件1113。空信号(即具有信号电平0的信号)输入选择部件1113。 
选择部件1113按照以下时序选择并输出空信号，使得通过随后的快速傅立叶逆变换部件(IFFT)1116，数据1的传播路径估计前同步码被叠加在奇数号副载波上，并且不被叠加在偶数号副载波上。选择部件1113还按照以下时序选择并输出空信号，使得通过随后的IFFT 1117，数据2的传播路径估计前同步码被叠加在偶数号副载波上，并且不被叠加在奇数号副载波上。 
调制部件1114在由选择部件1113选择输出的信号上执行诸如BPSK(二相移键控)、QPSK(四相移键控)或者16值QAM(正交幅度调制)等数字调制处理。调制信号由串并转换部件(S/P)1115分为数据1信号与数据2信号，其分别被送往IFFT 1116与1117。 
通过在包含前同步码与空信号的数据1与数据2的信号上执行快速傅里叶逆变换处理，IFFT 1116、1117形成如图46(A)、(B)所示的OFDM信号。快速傅里叶逆变换处理所产生的输出信号1与2由乘法器(未显示)叠加在预定频率的载波上，由带通滤波器频带限制到预定频带，然后分别从天线AN1、AN2发送。 
图48显示接收从具有图47所示的发送系统1110的OFDM通信装置发送的OFDM信号的OFDM通信装置的接收系统的构造。在图48中，与图7中相应的部件具有与图7同样的标号，此实施例的接收系统1200具有与图7的接收系统20类似的构造，但不同之处在于系数计算部件1121的构造。 
图49显示此实施例的系数计算部件1121的构造。在图49中，与图8中相应的部件具有与图8同样的标号，此实施例的系数计算部件1121具有与图8的系数计算部件27类似的构造，但不同之处在于具有对应于存储器41至45的内插部件1122至1125。 
系数计算部件1121在存储器41至45中存储由传播路径估计部件23、25取得的A、B、C、D四个传播路径特性，然后将它们送往相应的内插部件1122至1125。通过累加相邻副载波的传播路径估计结果并将结果对分，内插部件1122至1125中的每一个计算因为空信号插入而缺失的副载波的传播路径特性。 
现在具体描述该过程。传播路径特性A与传播路径特性B由与接收天线AN1相应的传播路径估计部件23估计，并且分别被存储在存储器41与存储 器42中。传播路径特性C与传播路径特性D由与接收天线AN4相应的传播路径估计部件25估计，并且分别被存储在存储器43与存储器45中。 
根据如图46(A)所示只叠加在奇数号副载波上的传播路径估计前同步码，找到传播路径特性A与传播路径特性B，而对于偶数号副载波的传播路径特性A与B是缺失的。因此，在此实施例中，使用借助相邻的奇数号副载波的传播路径估计前同步码所估计的传播路径特性，来找到这些缺失的偶数号副载波的传播路径特性。 
例如，在内插部件1122中，借助等式A2＝(A1+A3)/2，使用通过传播路径估计前同步码(1，1)与传播路径估计前同步码(1，3)而估计的对于第一副载波的传播路径特性A1与对于第三副载波的传播路径特性A3，找到对于第二副载波的传播路径特性A2。类似地，内插部件1123使用针对相邻奇数号副载波的传播路径特性B，来计算针对缺失的偶数号副载波的传播路径特性B。 
同时，根据如图46(B)所示只叠加在偶数号副载波上的传播路径估计前同步码，找到传播路径特性C与传播路径特性D，而对于奇数号副载波的传播路径特性C与D是缺失的。因此，在此实施例中，使用借助相邻的偶数号副载波的传播路径估计前同步码所估计的传播路径特性，来找到这些缺失的奇数号副载波的传播路径特性。 
例如，在内插部件1124中，借助等式C3＝(C2+C4)/2，使用通过传播路径估计前同步码(2，2)与传播路径估计前同步码(2，4)而估计的对于第二副载波的传播路径特性C2与对于第四副载波的传播路径特性C4，找到对于第三副载波的传播路径特性C3。类似地，内插部件1125使用针对相邻偶数号副载波的传播路径特性D，来计算针对缺失的奇数号副载波的传播路径特性D。 
图50显示内插部件1122至1125的示例构造。现在以内插传播路径特性A的内插部件1122为例进行描述。在内插部件1122中，针对第一副载波的传播路径特性A1首先被输入并串转换部件(P/S)1130，还通过延迟部件1131送往平均电路1132。然后，针对第三副载波的传播路径特性A3被输入并串转换部件(P/S)1130，还通过延迟部件1131送往平均电路1132。结果，平均电路1132求得传播路径特性A1与A3的平均值，然后送往并串转换部件1130。并串转换部件1130按传播路径特性A1、A2与A3的顺序排列数据， 并且输出该数据作为输出信号。通过随后重复同一处理，求得针对缺失的偶数号副载波的传播路径特性。 
在以上构造中，对于在同一时间发送的第一与第二OFDM信号中的同一时间与同一频率的副载波，此实施例的OFDM通信装置将传播路径估计前同步码放置在一个副载波上，并将空信号放置在另一副载波上。结果，传播路径估计前同步码不受另一信号干扰地由接收装置接收，从而可以在接收侧根据该传播路径估计前同步码可以进行较好的传播路补偿。 
另外，此实施例的OFDM通信装置不将传播路径估计前同步码只放置在第一与第二OFDM信号的一OFDM信号上，而是将传播路径估计前同步码以分散的形式放置在两个OFDM信号上地进行通信。结果，从天线AN1发送来的OFDM信号的传播路径估计前同步码中找到的传播路径特性A与B，以及从天线AN2发送来的OFDM信号的传播路径估计前同步码中找到的传播路径特性C与D，都是根据在同一时间发送的传播路径估计前同步码找到的，从而在传播路径特性A、B与传播路径C、D之间没有残余相位误差。 
由此，在接收并解调来自此实施例的OFDM通信装置的信号的OFDM通信装置中，可以根据没有残余相位误差的传播路径特性A至D，将接收信号交付传播路径补偿与解调，从而可以取得改进了错误率特性的接收信号。 
根据以上构造，当从多个天线AN1、AN2发送OFDM信号时，通过将传播路径估计前同步码放置在同一时间的同一频率的副载波之一上并将空信号放置在在另一副载波上，并且将传播路径估计前同步码放置在每个OFDM信号中的至少一个副载波上，可以防止在传播路径估计结果中出现残余相位误差。结果，可以防止错误率特性的退化。 
另外，在接收侧，通过使用与下述副载波相邻的、叠加了传播路径估计前同步码的副载波的传播路径特性，从而对于发送空信号的副载波内插传播路径特性，可以对所有副载波进行传播路径补偿，并且取得具有很小错误率特性退化的接收信号。 
在以上实施例中，描述了从两个天线AN1、AN2发送两个OFDM信号的情况，但本发明并不局限于此，也可以应用于使用任意数目的天线发送任意数目的OFDM信号的情况。例如，当有三个天线时，可以两个副载波的间隔发送传播路径估计前同步码，并且在这两个副载波之间插入空信号。 
实施例24 
此实施例的OFDM通信装置的特征在于：发送空信号的副载波是可变的。通过此方式，在此实施例中，当多路径延迟时间较长时，可以防止错误率特性的退化。 
即，当多路径延迟时间较长时，相邻副载波之间的传播路径特性偏移增大。在这种情况下，如果发送空信号的副载波是固定的，则错误率特性退化增大，这是因为发送空信号的副载波的传播路径估计误差增大了。考虑到这一点，在此实施例中，使发送空信号的副载波可变。 
图51(A)、(B)显示此实施例中从天线AN1、AN2发送的OFDM信号的帧格式。可以从这些图中看出，在特定的时间，传播路径估计前同步码被叠加在来自天线AN1的奇数号的副载波上，而传播路径估计前同步码被叠加在来自天线AN2的偶数号的副载波上。在另一方面，当传播路径估计前同步码紧跟在给定数据发送周期之后发送时，传播路径估计前同步码被叠加在来自天线AN1的偶数号的副载波上，而传播路径估计前同步码被叠加在来自天线AN2的奇数号的副载波上。 
实际上，在传播路径估计结果更新时，在多个码元(例如8个码元，由图51(A)、(B)中N表示)上进行平均处理，并且因此通过改变发送空信号的副载波，可以降低传播路径估计误差，并且可以防止错误率特性的退化。 
现在再次使用图47描述达到此目标的OFDM通信装置的构造。为了形成具有图51(A)、(B)所示帧结构的OFDM信号，与实施例23相比，只需要改变选择部件1113的空信号选择的时间。 
在接收具有图51(A)、(B)所示帧结构的OFDM信号并对其进行传播路径补偿的接收系统中，只需要修改上面针对图49描述的系数计算部件1121的构造。图52显示此实施例的系数计算部件的构造。在图52中，与图49中相应的部件具有与图49同样的标号，系数计算部件1140具有与实施例23的系数计算部件1121类似的构造，但不同之处在于每个具有两个存储器—存储器41与1141、存储器42与1142、存储器43与1143、存储器44与1144—分别对应于传播路径特性A至D，并且不同之处还在于在存储器41与1141、存储器42与1142、存储器43与1143、存储器44与1144之前配备有选择部件1145至1148，在之后配备有选择部件1149至1152。 
现在具体描述有关传播路径特性A的过程。首先，通过选择部件1145，在存储器41中存储根据在图51(A)所示的从t1到t2的时段内叠加在奇数 号副载波上的传播路径估计前同步码(1，1)...传播路径估计前同步码(1，k-1)所估计的多个传播路径特性A。存储在存储器41中的传播路径特性A通过选择部件1149送往内插部件1122。如实施例23中所述，使用奇数号副载波的传播路径特性A，内插部件1122计算(内插)其间偶数号副载波的传播路径特性。然后，找到t1到t2时段内针对所有副载波的传播路径特性A。 
然后，通过选择部件1145，在存储器1141中存储根据从t3到t4的时段内叠加在偶数号副载波上的传播路径估计前同步码(1，2)...传播路径估计前同步码(1，k-1)所估计的多个传播路径特性A。存储在存储器1141中的传播路径特性A通过选择部件1149送往内插部件1122。使用偶数号副载波的传播路径特性A，内插部件1122计算其间奇数号副载波的传播路径特性。然后，找到t3到t4时段内针对所有副载波的传播路径特性A。对于传播路径特性B、C、D使用类似的过程，因此此处省略其描述。 
在以上构造中，根据多路径调节，由于频率选择衰退，每个OFDM信号副载波都经历不同的衰退。当多路径延迟时间较长时，只有相同的副载波在长时间上经历频率选择衰退，并且如果在这些副载波上放置传播路径估计前同步码，则不能令人满意地进行传播路径补偿。 
然而，在此实施例中，其上放置传播路径估计前同步码的副载波按时间段变化，从而即使当多路径延迟时间较长时也可以防止特定副载波的错误率的退化。 
根据以上构造，通过使其上放置传播路径估计前同步码的副载波按时间可变，除了提供实施例23的效果之外，还可以即使当多路径延迟时间较长时的改进错误率特性。 
实施例25 
此实施例的OFDM通信装置的特征在于：其中放置了包括两个连续码元的传播路径估计前同步码的OFDM信号从第一天线AN1发送，而其中放置了包括在时间上恰在所述包括两个连续码元的传播路径估计前同步码之前的一个码元与包括紧跟其后的一个码元的传播路径估计前同步码的OFDM信号从第二天线AN2发送。 
通过此方式，与上述实施例23与24相比，根据实际所接收的传播路径估计前同步码，可以估计所有副载波的传播路径特性，而不用进行内插处理，从而即使当多路径延迟时间较长时，也可以取得准确得多的针对每个副载波 的传播路径特性。 
图53(A)、(B)显示此实施例这从天线AN1与AN2发送的OFDM信号的帧格式。如图53(B)所示，在特定时间段t2到t3以及t3到t4，其中放置了包括两个连续码元的传播路径估计前同步码的OFDM信号从天线AN2使用所有副载波发送。 
在另一方面，在恰在时间段t2到t3以及t3到t4之前的时间段t1到t2中，其中放置了一个码元传播路径估计前同步码的OFDM信号从天线AN1使用所有副载波发送。类似地，在恰在时间段t2到t3以及t3到t4之后的时间段t4到t5中，其中放置了一个码元传播路径估计前同步码的OFDM信号从天线AN1使用所有副载波发送。 
图54显示生成图53(A)、(B)所示帧格式的OFDM信号的OFDM通信装置的示例构造。在图54中，与图47中相应的部件具有与图47同样的标号，发送系统1160具有与图47的发送系统1110类似的构造，但不同之处在于前同步码插入部件1161的功能不同，并且省去了选择部件1113(图47)。 
即，前同步码插入部件1161在编码信号中插入包括两个连续码元的传播路径估计前同步码，从而已由IFFT 1117经过傅里叶逆变换处理的输出信号2具有图53(B)所示的帧格式。另外，前同步码插入部件1161按如下时间在编码信号中一次一个码元地插入传播路径估计前同步码，使得已由IFFT 1116经过傅里叶逆变换处理的输出信号1具有图53(A)所示的帧格式。 
在以上构造中，在从此实施例的OFDM通信装置发送的所述两个OFDM信号中，传播路径估计前同步码在不同的时间段t1到t2、t2到t3、t3到t4以及t4到t5中发送，如图53(A)、(B)所示，因此在天线之间的残余相位误差偏离出现在传播路径特性A与B，以及C与D中，在接收侧根据各个传播路径估计前同步码找到这些传播路径特性。 
然而，如图55所示，这些天线之间的残余相位误差偏离在组合时被一起抵消了，因此接收系统的系数计算部件1121(图47)可以取得作为结果的、未受天线之间残余相位误差偏离影响的、用于传播路径补偿的系数。通过此方式，可以取得错误率得到改进的接收信号。 
在图55中，点画线表示在时间段t1到t2(图53(A))内发送的传播路径估计前同步码的残余相位误差偏离，双点一划线表示在时间段t4到t5(图53(A))内发送的传播路径估计前同步码的残余相位误差偏离，破折线表示 包括两个连续码元的传播路径估计前同步码的第一传播路径估计前同步码码元的残余相位误差偏离(图53(B))，一点一划线表示包括两个连续码元的传播路径估计前同步码的第二传播路径估计前同步码码元的残余相位误差偏离(图53(B))。如图55所示，对于这些传播路径估计前同步码，当它们被组合时，天线之间的残余相位误差偏离消失。 
当发送具有图53(A)与(B)所示帧格式的OFDM信号时，可以在所有副载波上放置传播路径估计前同步码，因此可以使用针对所有副载波的实际转播路径估计前同步码，而不管多路径延迟时间，来找到传播路径特性，从而可以在多路径环境中取得具有良好错误率特性的接收信号。 
根据以上构造，通过从特定天线发送其中放置了包括两个连续码元的传播路径估计前同步码的OFDM信号，而从另一个天线发送其中放置了包括在时间上恰在所述包括两个连续码元的传播路径估计前同步码之前的一个码元与包括紧跟其后的一个码元的传播路径估计前同步码的OFDM信号，可以实现能够大大提高错误率特性的OFDM通信装置。 
实施例26 
此实施例的OFDM通信装置的特征在于：除了提供实施例23的构造之外，两个或更多个码元的传播路径估计前同步码被放置在OFDM信号的突发串时段之内，并且根据每一个码元改变其上放置传播路径估计前同步码的副载波。 
通过此方式，在此实施例中，与实施例23相比，对于第二码元，传播路径估计前同步码被放置在其上对于第一码元放置空信号的副载波上，因此，对于所有副载波整体来说，提高了传播路径估计特性。另外，当通过内插发现其中插入空信号的副载波时，可以提高内插值的精度。 
图56(A)与(B)显示此实施例中从天线AN1与AN2发送的OFDM信号的帧格式。如图所示，在时间段t1到t2中，在第一OFDM信号中传播路径估计前同步码被放置在奇数号的副载波上，而在第二OFDM信号中传播路径估计前同步码被放置在偶数号的副载波上，并且空信号被放置在奇数号的副载波上。 
与此不同，在下一时间段t2到t3中，在第一OFDM信号中传播路径估计前同步码被放置在偶数号的副载波上，并且空信号被放置在奇数号的副载波上，而在第二OFDM信号中传播路径估计前同步码被放置在奇数号的副载 波上，并且空信号被放置在偶数号的副载波上。 
由此，在此实施例的OFDM通信系统中，其上放置了传播路径估计前同步码的副载波在突发串时段内进行变化。突发串时段表示长达从t1到t4的时间段的间隔，并且表示借助传播路径估计前同步码对其进行传播路径补偿的单位发送信号间隔。 
具有图56(A)与(B)所示帧格式的OFDM信号可以通过以下方法形成：借助在实施例23中所述的图47中前同步码插入部件1112与选择部件1113，插入图56(A)与(B)所示的对于天线AN1与AN2的两个传播路径估计前同步码码元，并且还在预定的时间插入空信号。 
如图57所示，接收并解调具有图56(A)与(B)所示帧格式的OFDM信号的接收系统只需要改变图48中接收系统1120的系数计算部件1121。 
在图57中，与在实施例24中所述的图52对应的部件具有图52中相同的标号，此实施例的系数计算部件1120具有与图52中的系数计算部件1170类似的构造，但不同之处在于具有平均部件1171至1174，平均部件1171至1174在时间方向上平均传播路径特性A至D。 
现在将给出针对平均部件1171至1174中平均部件1171的描述。使用根据传播路径估计前同步码(1，1)而估计的传播路径特性A，以及根据图56(A)中传播路径估计前同步码(1，3)而估计的传播路径特性A，内插部件1122找的传播路径特性A在时间方向上的内插值。 
内插部件1122所找到的内插值送往平均部件1171，并且根据传播路径估计前同步码(1，2)而估计的传播路径特性A也通过存储器1141与选择部件1149送往平均部件1171。通过平均来自内插部件1122的内插值与从选择部件1149输入的传播路径特性A，平均部件1171找到其中放置了空信号的副载波的最终传播路径特性A。通过平均部件1172至1174进行类似的处理。 
由此，在此实施例中，通过将两个或更多个码元的传播路径估计前同步码放置在OFDM信号的突发串时段之内，并且根据每一个码元改变其上放置传播路径估计前同步码的副载波，接收侧就能够取得针对其上放置空信号的副载波的考虑到时间方向以及频率方向的内插值，由此能够取得比实施例23在任何多路径环境下都大大改进了错误率特性的接收信号。 
本发明并不局限于上述实施例，可以在不脱离本发明范围的前提下，可以进行各种改变与改进。 
(1)本发明的第一模式为OFDM通信方法，通过该方法，其上叠加不同数据的OFDM信号从多个天线发送，并且这些OFDM信号的特定副载波被作为导频载波发送，其中导频载波只从所述多个天线中的一个天线发送，并且空信号借助与发送导频载波的副载波相应的频带的副载波从不同于该天线的天线发送。 
根据此方法，可以防止导频载波的传播路径上的干扰，从而可以在接收侧检测到高精度的残余相位误差。结果，可以取得错误率特性改进了的接收信号。 
(2)在本发明第二模式中，在(1)中发送导频载波的天线在多个天线之中切换。 
根据此方法，除了取得(1)中的效果之外，还可以防止当信道波动不快时，在长时间段上残余相位误差检测精度的下降。 
(3)本发明的第三模式为OFDM通信方法，通过该方法，其上叠加了不同数据的OFDM信号从多个天线发送，并且这些OFDM信号的特定副载波被作为导频载波发送，其中不同频带的载波从多个天线作为导频载波发送，并且导频信号由相应于在另一天线上发送空信号的副载波的副载波在天线上发送。 
根据此方法，可以防止导频载波的传播路径上的干扰，从而可以在接收侧检测到高精度的残余相位误差，并且除了能够取得错误率特性改进了的接收信号之外，还可以降低从每个天线发送的OFDM信号的峰值功率。 
(4)在本发明的第四模式中，在(1)至(3)中，对于特定副载波数据只从多个天线中的一个天线发送，并且空信号由与从不同于该天线的天线发送该数据的副载波相应的频带的副载波发送。 
根据此方法，除了取得(1)至(3)的效果之外，由特定副载波发送的数据不受来自另一OFDM信号的相应副载波的干扰，从而能够提高此数据的错误率特性。 
(5)在本发明的第五模式中，在(4)中，特定副载波为距OFDM信号的中心频率一定距离的副载波。 
根据此方法，数据由为距中心频率一定距离的副载波发送，从而能够提高数据错误率特性，所述中心频率易受相邻信道干扰与模拟滤波幅度偏移与群时迟偏移的效应的影响。 
(6)在本发明的第六模式中，在(4)或(5)中，在特定载波中发送数据的天线在多个天线中切换。 
根据此方法，除了取得(4)或(5)的效果之外，还可以降低峰值功率，并且可以防止当信道波动非常慢时特定副载波的接收电平保持低位。 
(7)在本发明的第七模式中，在(1)至(6)中，对于DC点副载波，只从一个天线发送数据，而从另一天线发送空信号。 
根据此方法，除了取得(1)至(6)的效果之外，由DC点副载波发送的数据，由于模拟电路的DC偏置，其错误率特性比其他副载波的错误率更易受退化的影响，该数据不受来自另一OFDM信号的相应副载波的干扰，从而能够提高由该副载波发送的数据的错误率特性。 
(8)在本发明的第八模式中，在(1)至(3)中，在发送特定突发信号的同时，从仅仅一个天线发送特定突发信号，而从另一个天线发送空信号。 
根据该方法，除了获得(1)至(3)的效果以外，特定突发信号根本不接收来自在传播路径上的另一天线的发送信号的任何干扰，因此提高了对于特定突发信号的接收侧错误率特性。结果，可以大大提高只针对特定突发信号的错误率特性，从而可以实现具有分集的射频通信。 
(9)在本发明的第九模式中，在(8)中，特定突发信号被分割为多个，并且切换发送分割后突发信号的天线。 
根据本方法，除了取得(8)中的效果之外，还可以降低一个天线的发送副载波的数目，从而能够降低其峰值功率。 
(10)在本发明的第十模式中，(8)的特定突发信号采用要求比其他突发信号更好质量的突发信号。 
根据此方法，除了取得(8)中的效果之外，如果诸如控制突发信号或者重发突发信号等重要突发信号被选为特定突发信号，该特定突发信号根本不受来自另一天线的发送信号在传播路径上的任何干扰，因此提高了接收侧错误率特性。另外，因为要求比其他突发信号更好质量的诸如控制突发信号或者重发突发信号等突发信号只构成所有突发信号的一小部分，所以几乎没有降低发送效率。结果，可以大大提高错误率特性，而不会太大地降低发送效率。 
(11)在本发明的第11模式中，(8)的OFDM通信方法只应用到上行链路通信。 
根据本方法，在(8)的OFDM通信方法中，发送效率下降到以下程度：当正在发送特定突发信号时，从另一天线发送空信号。考虑到这一点，在此模式中，(8)中的方法不用于其中具有大量发送数据的下行链路，而只是用于上行链路。结果，抑制了总体系统吞吐量的下降，并且可以提高特定突发信号的错误率特性，同时，不增加终端站的硬件规模。 
(12)本发明的第12模式为一种OFDM通信方法，通过该方法，其上叠加了不同数据的OFDM信号从多个天线发送，找到当接收发送OFDM信号时的传播路径估计精度，并且如果该传播路径估计精度低于预定的门限值，则只从所述多个天线中的一个天线发送OFDM信号。 
根据此方法，可以抑制在传播路径估计精度不良的传播环境中错误率特性的退化。 
(13)在本发明的第13模式中，在(12)中，当接收OFDM信号时，根据叠加在该OFDM信号上的已知信号，找到天线之间的传播路径特性，并且根据当这些传播路径特性表示为矩阵元素时逆矩阵行列式绝对值的大小，找到传播路径估计精度。 
根据此方法，考虑到以下事实：当逆矩阵行列式绝对值不大时，运算比特数的实际值不高，因此由干扰补偿部件进行的补偿的精度下降，并且错误率特性退化；并且当逆矩阵行列式绝对值不大时，只从一个天线发送OFDM信号。结果，可以抑制在由干扰补偿部件进行的补偿精度不良的传播环境中错误率特性的退化。 
(14)在本发明的第14模式中，在(13)中，针对逆矩阵行列式绝对值的大小进行门限值判决，并且如果逆矩阵行列式绝对值小于门限值，则只从多个天线中的一个天线发送OFDM信号，另外，根据OFDM信号的接收质量改变该门限值。 
根据此方法，因为当信道质量不良时逆矩阵行列式绝对值的检测误差增加，所以当信道质量不良时将上述门限值变为较大值。即，向偏向只从一个天线发送OFDM信号的方向进行控制。结果，也可考虑了接收质量，并且可以大大无误地抑制错误率特性的退化，并且可以抑制发送效率的不必要的下降。 
(15)在本发明的第15模式中，在(13)中，使用第一门限值针对逆矩阵行列式绝对值的大小进行门限值判决，并且如果对其逆矩阵行列式绝对值 小于第一门限值的副载波的数目大于第二门限值，则只从多个天线中的一个天线发送OFDM信号。 
根据此方法，考虑到以下事实：当没有几个副载波的逆矩阵行列式绝对值较小时，虽然可以通过解码部件的错误纠正效应来提高错误率特性，但当有许多副载波的对其所使用的逆矩阵行列式绝对值较小时不能太指望解码部件的错误纠正效应，因此当有许多这样的副载波时，只从一个天线发送OFDM信号。结果，可以提高错误率特性，同时，达到较好的发送效率。 
(16)在本发明的第16模式中，在(13)中，针对逆矩阵行列式绝对值的大小进行门限值判决，并且如果对其逆矩阵行列式绝对值小于第一门限值的连续副载波的数目大于或者等于预定数目，则只从多个天线中的一个天线发送OFDM信号。 
根据此方法，考虑到以下事实：当质量不好的数据集中时错误纠正的有效性下降；并且在存在对其逆矩阵行列式绝对值不大的连续副载波的情况下—即当质量不好的数据集中时，只从一个天线发送OFDM信号。结果，可以提高错误率特性，同时，达到较好的发送效率。 
(17)在本发明的第17模式中，在(16)中，根据OFDM信号的接收质量来改变用来确定对其逆矩阵行列式绝对值小于第一门限值的连续副载波的数目是否大于或者等于预定数目的门限值。 
根据此方法，除了取得(16)中的效果之外，在控制是否只从一个天线发送OFDM信号时还考虑了接收质量，从而可以大大提高错误率特性，同时，达到较好的发送效率。 
(18)在本发明的第18模式中，在(1)、(3)或者(12)中，在预定通信单位周期之内最后发送的突发信号只从多个天线中的一个天线作为OFDM信号发送。 
根据此方法，考虑到以下事实：接收侧干扰补偿电路的处理延迟大于普通相干检测电路的处理延迟；并且通过只从一个天线将待发送的最后一个突发信号作为OFDM信号发送，可以缩短最后一个突发信号的处理延迟。结果，可以缩短从终止接收到开始发送到的时间，这在规定了该时间的系统中尤其有用。 
(19)在本发明的第19模式中，在(1)、(3)或者(12)中，当通信对方站除了与本地站之外还与另一站进行OFDM通信时，只从多个天线中的一 个天线向该通信对方站发送OFDM信号。 
根据此方法，不必通过复杂控制来确保在终端之间进行通信的时间段。 
(20)本发明的第20模式为一种OFDM通信方法，通过该方法，其上叠加了不同数据的OFDM信号从多个天线发送，其中OFDM信号一般从多个天线发送，并且定期地只从一个天线发送OFDM信号。 
根据此方法，可以在接收侧进行传播路径估计结果的定期更新(传播路径跟踪)，从而当相对于传播路径估计前同步码时段传播路径波动较快时，可以抑制错误率特性的退化。 
(21)在本发明的第21模式中，在(20)中，根据所需的发送效率、所需的接收质量或者传播路径波动速度来改变只从多个天线中的一个天线发送OFDM信号的周期。 
根据此方法，除了取得(20)的效果之外，还可以大大抑制错误率特性的退化，同时，有效地抑制发送效率的下降。 
(22)本发明的第22模式采用了这样一种构造，该构造包含：多个天线；OFDM信号生成部件，用来通过执行多个发送数据的正交频分多路复用处理来生成从多个天线发送的多个OFDM信号；已知信号插入部件，用来在每个OFDM信号的预定副载波中插入已知信号；以及空信号插入部件，用来在每个OFDM信号的预定副载波中插入空信号，其中已知信号插入部件将已知信号插入到多个OFDM信号的一个OFDM信号之中，并且空信号插入部件将空信号插入在不同于其中由已知信号插入部件插入已知信号的OFDM信号的OFDM信号之中的、与其中插入已知信号的副载波相应的频带的副载波之中。 
根据此构造，可以防止其上放置了已知信号的导频载波的传播路径上的干扰，从而可以在接收侧检测到高精度的残余相位误差。结果，可以取得错误率特性改进了的接收信号。 
(23)本发明的第23模式采用了这样一种构造，该构造包含：多个天线；OFDM信号生成部件，用来通过执行多个发送数据的正交频分多路复用处理来生成从多个天线发送的多个OFDM信号；已知信号插入部件，用来在每个OFDM信号的预定副载波中插入已知信号；以及空信号插入部件，用来在每个OFDM信号的预定副载波中插入空信号，其中已知信号插入部件将已知信号插入到多个OFDM信号的不同频带的副载波之中，并且空信号插入部件将空信号插入与在特定OFDM信号中的其中插入已知信号的副载波相应的频带 的另一OFDM信号的副载波之中。 
根据此构造，可以防止其上放置了已知信号的导频载波的传播路径上的干扰，从而可以在接收侧检测到高精度的残余相位误差，并且可以取得错误率特性改进了的接收信号，还可以降低从每个天线发送的OFDM信号的峰值功率。 
(24)本发明的第24模式为采用这样一种构造的OFDM通信系统，该构造包含：第一OFDM通信装置，用来生成其上叠加不同发送数据的多个OFDM信号，并且从多个天线发送多个OFDM信号；以及第二OFDM通信装置，用来使用多个天线接收多个OFDM信号，其中第二OFDM通信装置包含：传播路径特性计算部件，用来根据多个OFDM接收信号计算多个天线之间的多个传播路径特性；以及判决部件，用来判定所计算的传播路径特性的精度；并且根据该判决部件的判决结果，当所找到的传播路径特性的精度小于预定值时，第一OFDM通信装置只从多个天线中的一个天线发送OFDM信号。 
根据这种结构，可以抑制在传播路径估计精度不好的传播环境下的错误率特性的退化。 
(25)本发明的第23模式采用了这样一种构造，该构造包含：多个天线；OFDM信号生成部件，用来通过执行多个发送数据的正交频分多路复用处理来生成从多个天线发送的多个OFDM信号；以及发送控制部件，其一般从多个天线发送多个OFDM信号，并且定期只从多个天线中的一个天线发送OFDM信号。 
根据此构造，可以在接收侧进行传播路径估计结果的定期更新(传播路径跟踪)，从而当相对于传播路径估计前同步码时段传播路径波动较快时，可以抑制错误率特性的退化。 
(26)本发明的第26模式为一种OFDM通信方法，通过该方法，其上叠加了不同数据的OFDM信号从多个天线同时发送，其中对于在上述多个OFDM信号中同一时间的同一频率的副载波，上述传播路径估计已知信号被放置在一个副载波上并且空信号被放置在另一个副载波上，并且上述传播路径估计已知信号被放置在每个OFDM信号中的至少一个副载波上。 
根据此方法，在每个OFDM信号中，传播路径估计已知信号被放置在同一时间的同一频率的多个副载波中的至少一个副载波上，因此所有所述多个 OFDM信号都具有同一时间的传播路径估计已知信号。结果，在接收每个OFDM信号的传播路径估计已知信号时的残余相位误差非常小，并且如果根据这些传播路径估计已知信号找到传播路径估计并且据此进行传播路径补偿，则可以取得错误率特性改进了的接收信号。 
(27)本发明的第27模式采用了这样一种构造，该构造包含：信号插入部件，用来在多个不同的发送数据的各个发送数据的开头插入传播路径估计已知信号与空信号；OFDM信号生成部件，用来对插入了上述传播路径估计已知信号与所述空信号的每个发送数据执行正交频分多路复用处理来生成多个OFDM信号；以及多个天线，用来发送OFDM信号，其中，对于多个OFDM信号之中在同一时间发送的副载波，所述信号插入部件插入上述传播路径估计已知信号与所述空信号在以下位置：当上述传播路径估计已知信号被放置在某一OFDM信号的副载波上时，空信号被放置在不同于该OFDM信号的OFDM信号的与其相应的副载波上，并且所述传播路径估计已知信号被放置在每个OFDM信号中至少一个副载波上。 
根据此构造，在同一时间发送的多个OFDM信号中的同一时间同一频率的副载波中，传播路径估计已知信号被放置在特定OFDM信号中，并且空信号被放置在另一OFDM信号中，结果特定OFDM信号的传播路径估计已知信号不受来自另一OFDM信号的干扰。另外，因为传播路径估计已知信号被放置在每个OFDM信内同一时间的多个副载波中的至少一个副载波上，所有这些多个OFDM信号都具有同一时间的传播路径估计已知信号。 
结果，在接收每个OFDM信号的传播路径估计已知信号时的残余相位误差非常小，并且如果根据这些传播路径估计已知信号找到传播路径估计并且据此进行传播路径补偿，则可以取得错误率特性改进了的接收信号。 
(28)本发明的第28模式采用了这样一种构造，其中(27)中的信号插入部件在上述多个OFDM信号内的同一时间的副载波中插入上述传播路径估计已知信号与空信号，使得该传播路径估计已知信号被近乎均匀地置于OFDM信号之间。 
根据此构造，在同一时间发送多个副载波的OFDM信号内，传播路径估计已知信号被放置在每个OFDM信号的多个副载波上，从而可以更加准确地找到传播路径估计，并且可以大大提高错误率特性。 
例如，考虑发送两个OFDM信号的情况，每个信号具有10个副载波， 对于同一时间的副载波，在第一OFDM信号中，传播路径估计已知信号被放置在5个副载波上并且空信号被放置在5个副载波上，并且在第二OFDM信号中，传播路径估计已知信号被放置在第一OFDM信号中其上放置了空信号的5个副载波上并且空信号被放置在第一OFDM信号中其上放置了传播路径估计已知信号的5个副载波上。通过此方式，根据第一OFDM信号与第二OFDM信号的同等数目的传播路径估计已知信号，可以进行无偏差的传播路径补偿。另外，对于其上放置了空信号而没有放置传播路径估计已知信号的副载波，如果具有一定数目的传播路径估计已知信号，则可以用这些信号来进行高精度的内插。 
(29)本发明的第29模式采用了这样一种构造，其中(27)中的信号插入部件在每个OFDM信号中插入上述传播路径估计已知信号与空信号，使得其上放置了上述传播路径估计已知信号与空信号的副载波按时间间隔变化。 
根据此构造，可以大大改善当多路径延迟时间较长时(当发送中度多路径波动时)的错误率特性。此处，根据多路径条件，由于频率选择衰退，OFDM信号副载波的每一个都经历了不同的衰退。当多路径延迟时间较长时，只有相同的副载波经历长时间的频率选择衰退，并且如果传播路径估计已知信号被放置在这些副载波上，则不能令人满意地进行传播路径补偿。考虑到这一点，在本发明中，其上放置了传播路径估计已知信号的副载波按时间间隔变化，从而即使当多路径波动为中度时，也可以防止特定副载波的错误率的退化。 
(30)本发明的第30模式采用了这样一种构造，该构造包含：信号插入部件，用来在多个不同的发送数据的预定位置上插入传播路径估计已知信号；OFDM信号生成部件，用来通过在其中插入了上述传播路径估计已知信号的每个发送数据上执行正交频分多路复用处理来生成多个OFDM信号；以及多个天线，用来发送OFDM信号，其中，信号插入部件插入上述传播路径估计已知信号，使得当OFDM信号被施加到特定天线时，两个传播路径估计已知信号的码元被连续放置，并且在以下位置插入传播路径估计已知信号，该位置使得当OFDM信号被施加到另一天线时，传播路径估计已知信号被置于这样的位置：一个码元在时间上恰在上述两个连续的传播路径估计已知信号码元之前，一个码元在时间上紧跟其后。 
根据此构造，在收到OFDM信号与另一OFDM信号内的传播路径估计已知信号后进行组合时，发生在传播路径估计已知信号之间的残余相位误差被抵消，从而可以找到无残余相位误差的每一个传播路径特性，所述OFDM信号内中放置有两个连续的传播路径估计已知信号码元，所述另一OFDM信号内放置有在其前与其后的传播路径估计已知信号。结果，可以取得错误率改进了的接收信号。
(31)本发明的第31模式采用了这样一种构造，其中(27)中的信号插入部件插入上述传播路径估计已知信号，使得两个或更多个传播路径估计已知信号码元被放置在包含借助所述传播路径估计已知信号进行传播路径补偿的信号的单位发送信号间隔之内，并且插入传播路径估计已知信号在以下位置，该位置使得其上放置了传播路径估计已知信号的副载波根据每个码元变化。 
根据此构造，考虑一个OFDM信号中的单位发送信号间隔，放置两个或更多个码元的传播路径估计已知信号，使得其分散在多个副载波上，从而可以让使用该传播路径估计已知信号叠加到多个副载波上的数据经过彻底的传播路径补偿，并且可以大大改善总体错误率。 
(32)本发明的第32模式为一种接收并解调由(27)中的OFDM通信装置发送的OFDM信号的OFDM通信装置，该通信装置具有以下构造，该构造包含：多个天线，用来接收上述OFDM信号；传播路径估计部件，用来根据由天线接收的接收信号中所包含的上述传播路径估计已知信号，估计上述多个天线以及(27)中的OFDM通信装置的多个天线之间的传播路径特性；内插部件，用来使用放置了上述传播路径估计已知信号的相邻副载波的传播路径特性，内插放置了空信号的副载波的传播路径特性；以及传播路径补偿部件，用来使用上述传播路径特性，对于分配给各个副载波的信号执行传播路径补偿。 
根据此构造，可以对于其上放置了传播路径估计已知信号的副载波，使用该传播路径估计已知信号，进行高精度的传播路径补偿。另外，对于其上放置了空信号的副载波，使用借助放置在同一时间相邻副载波上的传播路径估计已知信号内插而来的传播路径特性，也可以进行高精度的传播路径补偿。结果，可以改善对于所有副载波的错误率。 
本申请基于2002年4月9日提交的日本专利申请2002-107105，以及2002年4月9日提交的日本专利申请2002-106059，其全部内容融入本文作为参考。 
工业适用性 
本发明适合用于进行结合了OFDM通信与多天线通信的通信的情况。 

Claims (9)

1.一种OFDM通信方法，通过该方法，其上叠加不同数据的OFDM信号从多个天线发送，并且这些OFDM信号的一部分副载波被作为导频载波发送，其中所述导频载波只从所述多个天线中的一个天线发送，并且空信号借助与发送所述导频载波的副载波相应的频带的副载波从不同于该天线的天线发送。
2.如权利要求1所述的OFDM通信方法，其中发送所述导频载波的天线在所述多个天线之中切换。
3.一种OFDM通信方法，通过该方法，其上叠加了不同数据的OFDM信号从多个天线发送，并且这些OFDM信号的一部分副载波被作为导频载波发送，其中所述导频载波由从所述多个天线发送的各个OFDM信号的相互不同频带的副载波发送，并且空信号借助与在某一天线上发送导频信号的副载波相应的、在不同于该天线的天线的副载波上发送。
4.一种OFDM通信装置，包含：
多个天线；
OFDM信号生成部件，用来对多个发送数据分别执行的正交频分多路复用处理来生成从所述多个天线的各个天线发送的多个OFDM信号；
已知信号插入部件，用来在所述每个OFDM信号的一部分副载波中插入已知信号；以及
空信号插入部件，用来在所述每个OFDM信号的一部分副载波中插入空信号，其中
所述已知信号插入部件将已知信号插入到所述多个OFDM信号的相互不同频带的副载波之中；并且
所述空信号插入部件将空信号插入到与在某一OFDM信号中插入了已知信号的副载波相应的频带的不同于该OFDM信号的OFDM信号的副载波之中。
5.一种OFDM通信方法，通过该方法，其上叠加了不同数据的OFDM信号从多个天线同时发送，其中对于在所述多个OFDM信号中同一时间的同一频率的副载波，传播路径估计已知信号被放置在一个副载波上并且空信号被放置在不同于该副载波的副载波上，并且所述传播路径估计已知信号被放置在每个OFDM信号中的至少一个副载波上。
6.一种OFDM通信装置，包含：
信号插入部件，用来在多个不同的发送数据的各个发送数据的开头插入传播路径估计已知信号与空信号；
OFDM信号生成部件，用来对插入了所述传播路径估计已知信号与所述空信号的每个发送数据执行正交频分多路复用处理来生成多个OFDM信号；以及
多个天线，用来发送OFDM信号；
其中，对于所述多个OFDM信号之中在同一时间发送的副载波，所述信号插入部件插入所述传播路径估计已知信号与所述空信号在以下位置：当所述传播路径估计已知信号被放置在某一OFDM信号的副载波上时，空信号被放置在不同于该OFDM信号的OFDM信号的与其相应的副载波上，并且所述传播路径估计已知信号被放置在每个OFDM信号中至少一个副载波上。
7.如权利要求6所述的OFDM通信装置，其中所述信号插入部件在所述多个OFDM信号内的同一时间的副载波中插入所述传播路径估计已知信号与所述空信号，使得所述传播路径估计已知信号被近乎均匀地置于各个OFDM信号之间。
8.如权利要求6所述的OFDM通信装置，其中所述信号插入部件在每个OFDM信号中插入所述传播路径估计已知信号与所述空信号，使得放置了所述传播路径估计已知信号与所述空信号的副载波按时间间隔变化。
9.一种接收并解调由如权利要求6所述的OFDM通信装置发送的OFDM信号的OFDM通信装置，该OFDM通信装置包含：
多个天线，用来接收所述OFDM信号；
传播路径估计部件，用来根据由每个天线接收的接收信号中所包含的所述传播路径估计已知信号，估计所述多个天线以及权利要求6所述的OFDM通信装置的多个天线之间的传播路径特性；
内插部件，用来使用放置了所述传播路径估计已知信号的相邻副载波的传播路径特性，内插放置了空信号的副载波的传播路径特性；以及
传播路径补偿部件，用来使用所述传播路径特性，对于分配给各个副载波的信号执行传播路径补偿。
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