JP4091578B2 - 無線通信装置及びアンテナ数の推定方法 - Google Patents

Description

本発明は、複数のアンテナおよび複数のサブキャリアを用いて通信を行うＭＩＭＯ−ＯＦＤＭの技術に属し、さらに高速無線ＬＡＮの技術に属する。

従来の無線ＬＡＮ(802.11a)では、データ信号の前に既知シンボル（ショートプリアンブル、ロングプリアンブル）を送信して同期処理や伝送路推定を行っており、これらのプリアンブルを用いることで、データ部分の復調を行うことができる。一方、周波数帯域幅を拡大せずに伝送速度を向上させる技術としてＭＩＭＯ（Multi-Input Multi-Output）が知られている。ＭＩＭＯは送受信機で複数のアンテナを用いるため、従来の無線ＬＡＮにＭＩＭＯを適用する場合は、ショートプリアンブルやロングプリアンブルの構成をＭＩＭＯ用に変更する必要がある。

非特許文献１で提案されたプリアンブル信号案によると、まず１つの送信アンテナから時間同期、周波数同期及びＡＧＣに用いるショートプリアンブル列、伝送路応答推定用のシンボルを含むロングプリアンブル、及びシグナルフィールドを送信した後、他の送信アンテナから伝送路応答推定用のロングプリアンブルを順に送信する。このようにしてプリアンブル信号の送信が終了した後に、複数の送信アンテナからデータを同時に送信する。すなわち、複数の送信アンテナから伝送路応答用のロングプリアンブルを時分割多重によって送信する。

ところで、ＭＩＭＯシステムでは受信信号を復調するために、送信アンテナ数の情報を受信側で知る必要がある。受信側で送信アンテナ数を知る方法として、この情報を通知する専用の信号を送信する方式も考えられるが、この方法ではオーバヘッドが増加し、データ伝送のスループットが低下してしまう問題がある。一方、送信アンテナ数の情報を受信信号から推定する場合、推定に失敗すると復調が不可能となるため、推定には高い精度が要求される。受信したプリアンブル信号を用いて送信アンテナ数を推定する方式も考えられるが、非特許文献１のプリアンブル信号は送信アンテナ数を推定することを前提としているものではなく、このプリアンブル信号を用いて高精度に推定することは困難である。
Jan Boer他２名"Backwards compatibility"、［online］、平成１５年９月、IEEE LMSC（発行元）、［平成１５年9月１５日検索］、インターネット＜URL:ftp://ieee:wireless@ftp.802wirelessworld.com/11/03/11-03-0714-00-000n-backwards-compatibility.ppt＞

このようにＭＩＭＯシステムにおいて、復調に必要となる送信アンテナ数の情報を受信信号から推定する場合、推定にはデータの復調以上の精度が要求されており、非特許文献１のプリアンブル信号を用いて高精度に推定することは困難であるという問題があった。一方、復調に必要な情報を送信する方式ではオーバヘッドの増加が否めないという問題があった。

そこで、本発明は上記問題点に鑑み、送信アンテナ数を通知する専用の信号を付加することなく、送信に使用されたアンテナ数を受信側で容易に推定可能とし、データシンボルの正しい復調を可能とすることにある。

本発明の無線通信装置は、複数のアンテナと、（例えば変調多値数Ｋの変調方式を用いて変調された）既知情報を伝送するための複数のサブキャリアを有する複数の既知シンボルをそれぞれ含み、当該複数の既知シンボルのうち最後に送信される既知シンボルの位相を（変調多値数Ｋに応じて決定される位相回転量だけ）回転させた複数の既知シンボル列を前記複数のアンテナを用いて送信する既知シンボル送信手段と、前記既知シンボル列の送信後に前記複数のアンテナを用いてデータシンボルを送信するデータシンボル送信手段とを具備する。

本発明の無線通信装置は、複数のアンテナによって送信される、（例えば変調多値数Ｋの変調方式を用いて変調された）既知情報を伝送するための複数のサブキャリアを有する複数の既知シンボルをそれぞれ含み、当該複数の既知シンボルのうち最後に送信される既知シンボルの位相を（変調多値数Ｋに応じて決定される位相回転量だけ）回転させた複数の既知シンボル列及び当該既知シンボル列より後のデータシンボルを受信する受信手段と、受信した既知シンボル列から伝送路推定値を求める伝送路推定手段と、受信した既知シンボル列の時間的に隣接する２つの既知シンボルの間の相関値を求める手段と、前記相関値及びそれまでに受信した前記既知シンボルの数を基に、前記アンテナの数を推定する推定手段と、前記伝送路推定値及び前記推定したアンテナの数を用いて前記データシンボルを再生する手段と具備する。

本発明によれば、送信に使用されたアンテナの数を受信側で容易に推定できる。

以下、図面を参照しながら本発明の実施形態について説明する。以下の実施形態に従う無線通信システムは、例えば少なくとも１つの基地局装置と少なくとも１つの端末装置を含む無線ＬＡＮあるいは移動通信システム（セルラーシステム）に適用され得る。以下の説明では、基地局装置あるいは端末装置などの無線通信装置に含まれる送信機及び受信機について述べる。

まず、図１を参照して本実施形態に係る送信機について説明する。図１は送信機の物理層であり、ここに上位層から送信すべきデータ（ビット列）１０がある送信単位（例えば、フレームもしくはパケット）毎に入力される。入力されるデータ１０は、符号化器１１により例えば誤り訂正符号化が施され、符号化ビット系列が生成される。符号化ビット系列は、直並列変換器（Ｓ／Ｐ）１２によって直並列変換されることにより、複数のストリームに分割される。各ストリームは変調器１３−１〜１３−Ｍによって複素平面上にマッピングされ、変調されたデータシンボルが生成される。

変調されたデータシンボルは、ＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency Division Multiplex：直交周波数分割多重）の各サブキャリアに乗せて伝送されるように、直並列変換器（Ｓ／Ｐ）１４−１〜１４Ｍによって直並列変換され、さらに逆高速フーリエ変換部（ＩＦＦＴ）１９−１〜１９−Ｍにより周波数軸上の信号から時間波形に変換される。ＩＦＦＴ部１９−１〜１９−Ｍからは時間波形に変換された信号が出力されて、送信回路２０に入力される。

送信回路２０において、ＩＦＦＴ部１９−１〜１９−Ｍの出力信号はガードインターバル（ＧＩ）が付加された後、Ｄ／Ａ変換器によってアナログ信号に変換される。Ｄ／Ａ変換器の出力信号は、周波数変換器によってＲＦ（高周波）帯に周波数変換（アップコンバート）され、電力増幅器を介して送信アンテナ２１−１〜２１−Ｍに供給されることにより、送信アンテナ２１−１〜２１−Ｍから通信相手の無線通信装置へＯＦＤＭ信号が送信される。

このようにしてデータシンボルがＯＦＤＭ信号として送信される前に、プリアンブルが送信される。以下、プリアンブルの特に伝送路推定用の既知シンボルの送信系について説明する。

既知シンボルパターン発生器１５は例えばＲＯＭであり、複数の既知シンボルパターンを格納している。既知シンボルはＯＦＤＭの予め割り当てられた複数のサブキャリアの幾つかにＫ（Ｋは２以上の整数）相ＰＳＫ（Phase Shift Keying：位相シフトキーイング）変調された既知情報を乗せて送信される。既知シンボルパターンとは、各サブキャリアに乗せている既知シンボルの情報値を示すパターンである。既知シンボルパターン発生器１５には、既知情報を伝送するサブキャリア配置の異なる複数の既知シンボルパターンが記憶されている。

既知シンボルの送信時には、既知シンボルパターン発生器１５のＲＯＭに格納された複数の既知シンボルパターンがカウンタ１６からの信号に従って、既知シンボルが送信されるべきタイミングで順次読み出される。カウンタ１６は時間測定用であり、時々刻々と変化するカウント値を出力する。読み出された既知シンボルパターンはセレクタ１７を介して位相制御器１８に入力される。

位相制御器１８ではカウンタ１６から入力されたカウント値を基に、最後に送信される既知シンボルについて、各サブキャリアの位相をφラジアンだけ回転し、ＩＦＦＴ部１９−１〜１９−Ｍに既知シンボルパターンを出力する。

既知シンボルの各サブキャリアにＫ相ＰＳＫ変調された情報を乗せている場合、最後に送信される既知シンボルの位相回転量はφ＝π／Ｋとなる。一方、最後の時間以外に送信される既知シンボルについては、セレクタ１７より入力された既知シンボルパターンは位相制御器１８をバイパスして、ＩＦＦＴ部１９−１〜１９−Ｍに出力される。ＩＦＦＴ部１９−１〜１９−Ｍに入力された既知シンボルは時間波形に変換された後、送信回路２０に導かれる。

１つのアンテナ当たり複数個の既知シンボルが時間的に連続して送信される。セレクタ１７は、連続して送信される複数の既知シンボルのそれぞれの送信タイミングに合わせて、既知シンボル発生器１５のＲＯＭから読み出された既知シンボルパターンを適切な送信アンテナから送信するように振り分ける操作を行う。すなわち、セレクタ１７はカウンタ１６からの時刻情報を示すカウント値に従って、既知シンボルパターンを各送信アンテナ２１−１〜２１−Ｍに振り分ける。なお、無線ＬＡＮのプリアンブルに含まれるショートプリアンブルとロングプリアンブルのように複数種類の既知シンボルが存在する場合、カウンタ１６及びセレクタ１７は、これら複数種類の既知シンボルパターンをＲＯＭから切り替えて読み出す。

セレクタ１７は、各送信アンテナから送信される既知シンボルがどのようなパターン（既知シンボルパターン）を持つかを表す図５に示すようなテーブルを予め記憶している。セレクタ１７は、このテーブルに基づき、既知シンボル発生器１５から読み出された既知シンボルパターンを適切な送信アンテナから送信するように振り分ける。なお、図５では説明の簡単のため、図１中の送信アンテナ２１−１〜２１−Ｍをアンテナ１〜Ｍと示している。

図５によると、アンテナ１、アンテナ２、…、アンテナＭ−１、アンテナＭから送信される既知シンボルは、例えばシンボル１では、パターン１、パターン２、…、パターンＭ−１、パターンＭが各アンテナで送信される。シンボル２では、既知シンボルとしてシンボル１から送信される既知シンボルに対して１パターン分だけずらせたパターン２、パターン３、…、パターンＭ、パターン１が各アンテナで送信される。以下、同様にしてシンボルＭでは既知シンボルとしてパターンＭ、パターン１、…、パターンＭ−１が各アンテナで送信される。

一方、後述する受信機においては、各送信アンテナから同時に送信される既知シンボルをＭシンボル分受け取った時点で、全てのサブキャリアに対応する伝送路推定値と送信アンテナ数を推定することが可能となる。

次に、図２を用いて伝送路推定用の既知シンボルの送信方法の一例を詳しく説明する。図２（ａ）（ｂ）（ｃ）は、既知シンボルを同時に送信するアンテナの数が「２」の場合、「３」の場合及び「４」の場合のプリアンブルを含む無線フレームの構造を示している。

本実施形態では、無線ＬＡＮのようにデータフィールド（ＤＡＴＡ）に先立って同期用のショートプリアンブルＳＰ、伝送路推定用のロングプリアンブルＬＰを送信するシステムを仮定している。ここで、ショートプリアンブルＳＰの構成は特に限定されるものではなく、例えばIEEE 802.11aと同様のものを複数の送信アンテナから送信してもよい。

既知シンボルは、ＭＩＭＯ通信の際に伝送路応答の推定に用いられ、無線ＬＡＮでは図２（ａ）（ｂ）（ｃ）中のロングプリアンブルＬＰに相当する。図２（ａ）（ｂ）（ｃ）においては、各送信アンテナから送信されるロングプリアンブルＬＰが周波数分割多重されている。

ここで、送信アンテナの数をＭ、ＯＦＤＭのサブキャリアの数をＮとし、Ｎ／Ｍが余りなく割り切れるとした場合、次式（１）のサブキャリア（Ｎ個のサブキャリアの番号を０番目からＮ−１番目と定義する）に既知シンボルの情報が存在し、他のサブキャリアには情報が存在しないものとする。

（Ｍｋ＋ｍ＋ｉ−２）ｍｏｄ Ｎ …（１）
なお、ｍ＝１，２，…、Ｍはアンテナ番号、ｉ＝１，２，…は既知シンボルの時間方向における番号であり、またｋ＝０，１，…，（Ｎ／Ｍ−１）、既知情報はＫ相ＰＳＫ変調されているものとする（変調多値数はＫ）。

また、アンテナ数がＭの場合にｉ番目に送信される既知シンボルがn番目のサブキャリアに乗せている情報値ＬＭ，ｉ（ｎ）は次式（２）（３）（４）で表現される。

ＬＭ，１（ｎ）＝ｅｘｐ（２πｊｐ／Ｋ） …（２）
ｉ≠Ｍならば ＬＭ，ｉ（ｎ）＝ＬＭ，１（ｎ） …（３）
ｉ＝Ｍならば ＬＭ，Ｍ（ｎ）＝ＬＭ，１（ｎ）ｅｘｐ（ｊπ／Ｋ） …（４）
ただしｊは虚数単位、ｐは｛０，１，…，Ｋ−１｝のいずれかの数となる。式（２）（３）（４）で示されるように、既知シンボルが各サブキャリアに乗せている情報はＫ相ＰＳＫ変調された情報であり、最後の時間に送信される既知シンボル（Ｍ番目の終端の既知シンボル）については、その情報値の位相を変調多値数Ｋに応じてπ／Ｋラジアンだけ回転させる（ｅｘｐ（ｊπ／Ｋ）を乗ずることと等価）。

例えば、既知シンボルが各サブキャリアに乗せている情報値が２相ＰＳＫ（Ｋ＝２）の情報である場合、最終シンボルの位相回転量はπ／２ラジアンとなり、ｅｘｐ（ｊπ／２）＝ｊ（ｊは虚数単位）を乗ずることと等価となる（すなわち、この場合のＭ番目の既知シンボルで伝送される情報値はｊＬＭ,１（ｎ）と表すことができる）。このとき、図２（ａ）（Ｍ＝２）のアンテナ１、２からそれぞれ送信される２つの既知シンボルにおいて０番目から１１番目のサブキャリアに乗せている情報値の組み合わせ（既知シンボルパターン）は上式（１）〜（４）より以下の通りとなる。

なお、ここでは説明の簡単のため、図１中の送信アンテナ２１−１〜２１−Ｍをアンテナ１〜Ｍと示している。

アンテナ１：１番目の既知シンボル：｛Ｌ２，１（０）、０、Ｌ２，１（２）、０、Ｌ２，１（４）、０、Ｌ２，１（６）、０、Ｌ２，１（８）、０、Ｌ２，１（１０）、０｝
アンテナ１：２番目の既知シンボル：｛０、ｊＬ２，１（１）、０、ｊＬ２，１（３）、０、ｊＬ２，１（５）、０、ｊＬ２，１（７）、０、ｊＬ２，１（９）、０、ｊＬ２，１（１１）｝
アンテナ２：１番目の既知シンボル：｛０、Ｌ２，１（１）、０、Ｌ２，１（３）、０、Ｌ２，１（５）、０、Ｌ２，１（７）、０、Ｌ２，１（９）、０、Ｌ２，１（１１）｝
アンテナ２：２番目の既知シンボル：｛ｊＬ２，１（０）、０、ｊＬ２，１（２）、０、ｊＬ２，１（４）、０、ｊＬ２，１（６）、０、ｊＬ２，１（８）、０，ｊＬ２、１（１０），０｝
アンテナ数が「２」の場合、各アンテナから時間的に連続して送信される２つの既知シンボル間では、既知情報を伝送するサブキャリアが互いに隣接し、異なるアンテナから同時に送信される既知シンボル間で、既知情報を伝送するサブキャリアが互いに異なる。そして、各アンテナから送信される２番目の既知シンボルの位相は、π／２ラジアンだけ回転させている。

図２（ｂ）（アンテナ数Ｍ＝３）の場合は、式（１）〜（４）よりアンテナ１、２、３からそれぞれ送信される３つの既知シンボルにおいて０番目から１１番目のサブキャリアに乗せている情報値の組み合わせ（既知シンボルパターン）は式（１）〜（４）より以下の通りとなる。

アンテナ１：１番目の既知シンボル：｛Ｌ３，１（０）、０、０、Ｌ３，１（３）、０、０、Ｌ３，１（６）、０、０、Ｌ３，１（９）、０、０｝
アンテナ１：２番目の既知シンボル：｛０、Ｌ３，１（１）、０、０、Ｌ３，１（４）、０、０、Ｌ３，１（７）、０、０、Ｌ３，１（１０）、０｝
アンテナ１：３番目の既知シンボル：｛０、０、ｊＬ３，１（２）、０、０、ｊＬ３，１（５）、０、０、ｊＬ３，１（８）、０、０、ｊＬ３，１（１１）｝
アンテナ２：１番目の既知シンボル：｛０、Ｌ３，１（１）、０、０、Ｌ３，１（４）、０、０、Ｌ３，１（７）、０、０、Ｌ３，１（１０）、０｝
アンテナ２：２番目の既知シンボル：｛０、０、Ｌ３，１（２）、０、０、Ｌ３，１（５）、０、０、Ｌ３，１（８）、０、０、Ｌ３，１（１１）｝
アンテナ２：３番目の既知シンボル：｛ｊＬ３，１（０）、０、０、ｊＬ３，１（３）、０、０、ｊＬ３，１（６）、０、０、ｊＬ３，１（９）、０、０｝
アンテナ３：１番目の既知シンボル：｛０、０、Ｌ３，１（２）、０、０、Ｌ３，１（５）、０、０、Ｌ３，１（８）、０、０、Ｌ３，１（１１）｝
アンテナ３：２番目の既知シンボル：｛Ｌ３，１（０）、０、０、Ｌ３，１（３）、０、０、Ｌ３，１（６）、０、０、Ｌ３，１（９）、０、０｝
アンテナ３：３番目の既知シンボル：｛０、ｊＬ３，１（１）、０、０、ｊＬ３，１（４）、０、０、ｊＬ３，１（７）、０、０、ｊＬ３，１（１０）、０｝
アンテナ数が「３」の場合、各アンテナから時間的に連続して送信される２つの既知シンボル間では、既知情報を伝送するサブキャリアが互いに隣接し、異なるアンテナから同時に送信される既知シンボル間で、既知情報を伝送するサブキャリアが互いに異なる。そして、各アンテナから送信される３番目の既知シンボルの位相は、π／２ラジアンだけ回転させている。

また、アンテナ数が「４」以上の場合も、各アンテナからそれぞれ送信される既知シンボルにおいて０番目から１１番目のサブキャリアに乗せている情報値の組み合わせ（既知シンボルパターン）は上記の類推から明らかである。すなわち、アンテナ数が「４」の場合、各アンテナから時間的に連続して送信される２つの既知シンボル間では、既知情報を伝送するサブキャリアが互いに隣接し、異なるアンテナから同時に送信される既知シンボル間で、既知情報を伝送するサブキャリアが互いに異なる。そして、各アンテナから送信される４番目の既知シンボルの位相は、π／２ラジアンだけ回転させている。

なお、図２（ａ）（ｂ）（ｃ）においては、プリアンブルの構造は時間的に表されているが、便宜上、ロングプリアンブルＬＰについては、情報が存在するサブキャリアを斜線とドットで表している。また、図中のドットで示したサブキャリアは式（４）により位相を回転させた情報が挿入されているサブキャリアを表している。

図２（ａ）（ｂ）（ｃ）に示すように、本実施形態に係る既知シンボルは、最後に送信される既知シンボルの位相を各サブキャリアに乗せているＰＳＫ変調された既知情報の変調多値数に応じて回転させていることを特徴とする。

次に、図３を用いて本発明の本実施形態に係る受信機について説明する。図３において、図１の送信機から送信されるＲＦ（Radio Frequency）帯のＯＦＤＭ信号は複数の受信アンテナ３０−１〜３０−Ｍにより受信される。受信アンテナ３０−１〜３０−ＭからのＯＦＤＭ受信信号は、受信回路３１に入力される。

受信回路３１において、受信アンテナ３０−１〜３０−Ｍから入力されるＯＦＤＭ信号は、それぞれ低雑音増幅器（ＬＮＡ）により増幅された後、周波数変換器によりベースバンド帯に周波数変換（ダウンコンバート）され、さらにＡ／Ｄ変換器によってディジタル信号に変換され、さらにガードインターバル（ＧＩ）が除去される。

受信回路３１からの出力信号は、高速フーリエ変換部（ＦＦＴ）３２−１〜３２−Ｍに入力されることにより、時間波形の信号が周波数波形の信号、すなわちサブキャリアごとの波形に変換される。ＦＦＴユニット３２−１〜３２−Ｍからの出力信号のうち、データシンボルの区間の信号はＭＩＭＯ信号処理器４０に入力される。

一方、ＦＦＴユニット３２−１〜３２−Ｍからの出力信号のうち、プリアンブル、特に既知シンボルの区間のサブキャリア毎の信号は順次メモリ３３−１〜３３−Ｍに格納される。メモリ３３−１〜３３−Ｍにｉ番目の既知シンボル（ｉ≧２）が格納されると、メモリ３３−１〜３３−Ｍは格納されたｉ番目の既知シンボルのサブキャリア毎の信号とｉ−１番目の既知シンボルのサブキャリア毎の信号をべき乗回路３４−１〜３４−Ｍにそれぞれ入力する。

べき乗回路では、既知シンボルの各サブキャリアに乗せられている情報がＫ相ＰＳＫ情報である場合、メモリ３３−１〜３３−Ｍから入力された各サブキャリアの信号をＫ乗し、相関器３５−１〜３５−Ｍにそれぞれ出力する。相関器３５−１〜３５−Ｍでは、Ｋ乗されたｉ番目の既知シンボルとＫ乗されたｉ−１番目の既知シンボル間で相関値を計算し、その相関値を判定器３６に入力する。

判定器３６において、入力された相関値を正と判定した場合は、次の既知シンボルの受信とカウンタ３７のインクリメントを行う。一方、入力された相関値を負と判定した場合は、現在のカウンタ値を送信アンテナ数の推定値として、ＲＯＭ３８とＭＩＭＯ信号処理部４０に出力する。以上の送信アンテナ数推定のアルゴリズムについては、詳細な説明を後述する。

ＲＯＭ３８には、周波数軸上の既知シンボルパターンが格納されており、推定された送信アンテナ数に対応した既知シンボルパターンを伝搬路特性推定部３９−１〜３９−Ｍにそれぞれ出力する。伝搬路特性推定部３９−１〜３９−Ｍではメモリ３３−１〜３３−Ｍに格納されている受信既知シンボルをＲＯＭ３８から読み出された既知シンボルパターンで除算することにより、伝搬路特性（伝送路特性）を推定し、ＭＩＭＯ受信部４０に出力する。

ＭＩＭＯ信号処理部４０では、ＦＦＴユニット３２−１〜３２−Ｍからのデータシンボル区間の信号に対して、伝搬路特性推定部３９−１〜３９−Ｍからの伝搬路特性推定値（伝送路推定値）とカウンタ３７からの送信アンテナ数の推定値に従って例えば最尤推定のようなＭＩＭＯ信号受信処理がなされる。ＭＩＭＯ信号受信処理後の信号に対してチャネル復号が行われ、これによって送信されてきたデータ４１が再生される。

ここで、ｍ番目の受信アンテナにおいて、ｉ番目に受信した既知シンボルのｎ番目のサブキャリア信号をＸｍ（ｉ，ｎ）とする。このサブキャリアのＫ乗された信号（べき乗回路３４−１〜３−Ｍの出力信号）Ａｍ（ｉ，ｎ）は式（５）で与えられる。

Ａｍ（ｉ，ｎ）＝Ｘｍ（ｉ，ｎ）＊＊Ｋ …（５）
但し、「＊＊」はべき乗演算子を表す。このサブキャリアの実際の伝送路特性値をｈｍ（ｉ，ｎ）、雑音信号をＮｍ（ｉ，ｎ）とすると、Ｘｍ（ｉ，ｎ）は、
Ｘｍ（ｉ，ｎ）＝ｈｍ（ｉ，ｎ）・ＬＭ，ｉ（ｎ）＋Ｎｍ（ｉ，ｎ） …（６）
と表現できるため、式（５）は次式（７）で表現できる。

Ａｍ（ｉ，ｎ）＝｛ｈｍ（ｉ，ｎ）・ＬＭ，ｉ（ｎ）＋Ｎｍ（ｉ，ｎ）｝＊＊Ｋ…（７）
説明を簡単にするため、雑音が付加されない理想的な環境（Ｎｍ（ｉ，ｎ）＝０）を仮定すると式（７）は次式（８）で表現できる。

Ａｍ（ｉ，ｎ）＝｛ｈｍ（ｉ，ｎ）＊＊Ｋ｝・｛ＬＭ，ｉ（ｎ）＊＊Ｋ｝ …（８）
ここでＬＭ，ｉ（ｎ）＊＊Ｋは式（２）（３）（４）より、
ｉ≠Ｍならば
ＬＭ，ｉ（ｎ）＊＊Ｋ ＝ＬＭ，１（ｎ）＊＊Ｋ＝１ …（９）
ｉ＝Ｍならば
ＬＭ，ｉ（ｎ）＊＊Ｋ＝｛ＬＭ，１（ｎ）ｅｘｐ（ｊπ／Ｋ）｝＊＊Ｋ
＝｛ＬＭ，１（ｎ）＊＊Ｋ｝・｛ｅｘｐ（ｊπ／Ｋ）＊＊Ｋ｝
＝−１ …（１０）
となるため、式（８）は次式（１１）（１２）に示すように簡略化できる。

ｉ≠Ｍならば Ａｍ（ｉ，ｎ）＝ｈｍ（ｉ，ｎ）＊＊Ｋ …（１１）
ｉ＝Ｍならば Ａｍ（Ｍ，ｎ）＝−ｈｍ（Ｍ，ｎ）＊＊Ｋ …（１２）
同一のアンテナから送信された隣接するサブキャリア間では伝送路の影響はほぼ同じ、すなわち、同一アンテナから送信される隣接するサブキャリアの伝送路特性は近い値を持つとすると、全ての受信アンテナにおいて以下のようなＡｍ（ｉ，ｎ）が求まることが予想される。

＜送信アンテナ数２（Ｍ＝２）の場合＞
最初に受信する既知シンボル（ｉ＝１）では、ｎ番目のサブキャリアについて、式（１１）よりＡｍ（１，ｎ）＝ｈｍ（１，ｎ）＊＊Ｋとなる。２番目に受信する既知シンボル（ｉ＝２）では、ｎ＋１番目のサブキャリアについて、式（１２）より、Ａｍ（２，ｎ＋１）＝−ｈｍ（２，ｎ＋１）＊＊Ｋとなる。

最初に受信する既知シンボル（ｉ＝１）のｎ番目のサブキャリアと２番目に受信する既知シンボル（ｉ＝２）のｎ＋１番目のサブキャリアは同一アンテナから送信されているので、伝送路特性ｈｍ（１，ｎ）とｈｍ（２，ｎ＋１）は近い値となりＡｍ（１，ｎ）とＡｍ（２，ｎ＋１）は高い相関を持つが、Ａｍ（２，ｎ＋１）はＡｍ（１，ｎ）に比べ位相が反転しているため、高い負の相関値を持つ。

＜送信アンテナ数３（Ｍ＝３）の場合＞
最初に受信する既知シンボル（ｉ＝１）では、ｎ番目のサブキャリアについて、式（１１）よりＡｍ（１，ｎ）＝ｈｍ（１，ｎ）＊＊Ｋとなる。２番目に受信する既知シンボル（ｉ＝２）では、ｎ＋１番目のサブキャリアについて、式（１１）より、Ａｍ（２，ｎ＋１）＝ｈｍ（２，ｎ＋１）＊＊Ｋとなる。３番目に受信する既知シンボル（ｉ＝３）では、ｎ＋２番目のサブキャリアについて、式（１２）より、Ａｍ（３，ｎ＋２）＝−ｈｍ（３，ｎ＋２）＊＊Ｋとなる。

最初に受信する既知シンボル（ｉ＝１）のｎ番目のサブキャリアと２番目に受信する既知シンボル（ｉ＝２）のｎ＋１番目のサブキャリアは同一アンテナから送信されているので、伝送路特性ｈｍ（１，ｎ）とｈｍ（２，ｎ＋１）は近い値となりＡｍ（１，ｎ）とＡｍ（２，ｎ＋１）は高い正の相関を持つ。また、２番目に受信する既知シンボル（ｉ＝２）のｎ＋１番目のサブキャリアと３番目に受信する既知シンボル（ｉ＝３）のｎ＋２番目のサブキャリアは同一アンテナから送信されているので、伝送路特性ｈｍ（２，ｎ＋１）とｈｍ（３，ｎ＋２）は近い値となりＡｍ（２，ｎ＋１）とＡｍ（３，ｎ＋２）は高い正の相関を持つが、Ａｍ（３，ｎ＋２）はＡｍ（２，ｎ＋１）に比べ位相が反転しているため、高い負の相関値を持つ。

＜送信アンテナ数４（Ｍ＝４）の場合＞
最初に受信する既知シンボル（ｉ＝１）では、ｎ番目のサブキャリアについて、式（１１）よりＡｍ（１，ｎ）＝ｈｍ（１，ｎ）＊＊Ｋとなる。２番目に受信する既知シンボル（ｉ＝２）では、ｎ＋１番目のサブキャリアについて、式（１１）より、Ａｍ（２，ｎ＋１）＝ｈｍ（２，ｎ＋１）＊＊Ｋとなる。３番目に受信する既知シンボル（ｉ＝３）では、ｎ＋２番目のサブキャリアについて、式（１１）より、Ａｍ（３，ｎ＋２）＝ｈｍ（３，ｎ＋２）＊＊Ｋとなる。４番目に受信する既知シンボル（ｉ＝４）では、ｎ＋３番目のサブキャリアについて、式（１２）より、Ａｍ（４，ｎ＋３）＝−ｈｍ（４，ｎ＋３）＊＊Ｋとなる。

最初に受信する既知シンボル（ｉ＝１）のｎ番目のサブキャリアと２番目に受信する既知シンボル（ｉ＝２）のｎ＋１番目のサブキャリアは同一アンテナから送信されているので、伝送路特性ｈｍ（１，ｎ）とｈｍ（２，ｎ＋１）は近い値となりＡｍ（１，ｎ）とＡｍ（２，ｎ＋１）は高い正の相関を持つ。また、２番目に受信する既知シンボル（ｉ＝２）のｎ＋１番目のサブキャリアと３番目に受信する既知シンボル（ｉ＝３）のｎ＋２番目のサブキャリアは同一アンテナから送信されているので、伝送路特性ｈｍ（２，ｎ＋１）とｈｍ（３，ｎ＋２）は近い値となりＡｍ（２，ｎ＋１）とＡｍ（３，ｎ＋２）は高い正の相関を持つ。また、３番目に受信する既知シンボル（ｉ＝３）のｎ＋２番目のサブキャリアと４番目に受信する既知シンボル（ｉ＝４）のｎ＋３番目のサブキャリアは同一アンテナから送信されているので、伝送路特性ｈｍ（３，ｎ＋２）とｈｍ（４，ｎ＋３）は近い値となりＡｍ（３，ｎ＋２）とＡｍ（４，ｎ＋３）は高い相関を持つが、Ａｍ（４，ｎ＋３）はＡｍ（３，ｎ＋２）に比べ位相が反転しているため、高い負の相関値を持つ。

以上のことからわかるように、送信アンテナ数がＭであれば、受信機で、Ｍ番目に受信するシンボルのべき乗の信号とＭ−１番目に受信するシンボルのべき乗の信号は相関値が高い負値になるので、その時点でアンテナ数がＭ本であると推定できる。

以下、図４に示すフローチャートを参照して、図３の受信機における送信アンテナ数推定手順のアルゴリズムについて説明する。まず、カウンタ３７に初期値として「０」を設定した後（ステップＳ１）、ｍ番目のアンテナで最初に受信した既知シンボルをメモリ３３−ｍに入力し、カウンタ３７を１つインクリメントする（ステップＳ２、Ｓ３）。

次に、続けて受信される既知シンボルをメモリ３３−ｍに格納し、カウンタ３７を１つインクリメントする（ステップＳ４、Ｓ５）。その後、メモリ３３−ｍに格納された受信既知シンボルのうちで今回格納された既知シンボル（ｉ番目の既知シンボル）とその１つ前（１シンボル前）に格納された既知シンボル（ｉ−１番目の既知シンボル）をべき乗回路３４−ｍに出力し、各サブキャリアに乗せられているＰＳＫ既知情報の変調多値数Ｋに応じて、それぞれＫ乗した信号Ａｍ（ｉ，ｎ）、Ａｍ（ｉ−１，ｎ）に変換し、相関器３５−ｍに入力する（ステップＳ６）。

相関器３５−ｍは、ｉ番目の既知シンボルをＫ乗した信号Ａｍ（ｉ，ｎ）とｉ−１番目の既知シンボルをＫ乗した信号Ａｍ（ｉ−１，ｎ）の相関値を求める。この相関演算はｉ番目の既知シンボル受信時において以下のように定義される。

（相関値）＝Ａｍ（ｉ−１，０）＊Ａｍ（ｉ，１）
＋Ａｍ（ｉ−１，１）＊Ａｍ（ｉ，２）＋Ａｍ（ｉ−１，２）＊Ａｍ（ｉ，３）
＋…＋Ａｍ（ｉ−１，Ｎ−２）＊Ａｍ（ｉ，Ｎ−１）
但し、ａ＊ｂはｂの複素共役をａに乗算する演算子である。

判定器３６では、相関器３５−ｍで計算された相関値が負の値である場合には（ステップＳ７）、今回受信したシンボルが既知シンボルの最後であると判定し、カウンタ３７でカウントされたこれまでに受信した既知シンボル数を基に送信アンテナ数を推定する（ステップＳ８）。ここでは、既知シンボル数は送信アンテナ数に等しいため、このカウンタ３７の値が送信アンテナの数の推定値となる。

ＭＩＭＯ信号処理部４０は、図４に示したように推定された送信アンテナ数を用いてデータシンボルの再生を行う。一方、ステップＳ７において、上記相関値が負でない場合には、ステップＳ４に戻り、次の既知シンボルを受信する（ステップＳ４）。以下、新たな既知シンボルを受信する毎にステップＳ５〜Ｓ７の動作を繰り返す。

受信アンテナが複数である場合、以下のような方式も考えられる。

（ａ）全ての受信アンテナについて相関値が負の値になった場合のみ、既知シンボル列の終端とみなして送信アンテナ数を決定する。

（ｂ）全ての受信アンテナから算出された相関値を加算し、その合計の相関値が負の値になった場合に、既知シンボル列の終端とみなして送信アンテナ数を決定する。

上記（ａ）の方が条件が厳しいが、条件が一致した場合には確実に送信アンテナ数を検出することができる。

以上述べたように、上記実施形態によれば、送信機では、変調多値数Ｋの変調方式（例えば、Ｋ相ＰＳＫ）を用いて変調された既知情報を伝送するための複数のサブキャリアを有する複数の既知シンボルをそれぞれ含み、当該複数の既知シンボルのうち最後に送信される既知シンボルの位相を（変調多値数Ｋに応じて決定される位相回転量だけ）回転させた複数の既知シンボル列を複数のアンテナを用いて送信し、既知シンボル列の送信後に複数のアンテナを用いてデータシンボルを送信する。

なお、既知シンボル列の各既知シンボルは、図２（ａ）（ｂ）（ｃ）に示したように、時間的に隣接する既知シンボルとの間で、既知情報を伝送するサブキャリアの位置が互いに隣接する。

また、複数の既知シンボル列は、図２（ａ）（ｂ）（ｃ）に示したように、異なるアンテナから同時に送信される既知シンボル間で、既知情報を伝送するサブキャリアの位置が互いに異なる。

また、受信機では、複数のアンテナによって送信される、（変調多値数Ｋの変調方式を用いて変調された）既知情報を伝送するための複数のサブキャリアを有する複数の既知シンボルをそれぞれ含み、当該複数の既知シンボルのうち最後に送信される既知シンボルの位相を（変調多値数Ｋに応じて決定される位相回転量（π／Ｋラジアン）だけ）回転させた複数の既知シンボル列及び当該既知シンボル列より後のデータシンボルを受信し、受信した既知シンボル列から伝送路推定値を求めるとともに、受信した既知シンボル列の時間的に隣接する２つの既知シンボルをそれぞれＫ乗して、当該Ｋ乗された２つの既知シンボルの間の相関値を求め、負の値の相関値が得られたとき、それまでに受信した既知シンボルの数を基に、送信側のアンテナの数を推定する。

このように、上記実施形態によれば、受信側で時間的に隣接する２つの既知シンボル間の相関値から、位相回転させた終端の既知シンボルを検知したときに、終端の既知シンボルまでの受信した既知シンボルの総数を基に送信側のアンテナ数を推定することにより、送信側から送信アンテナ数を通知することなく、既知シンボルを用いてアンテナ毎の伝送路推定を行いながら、送信アンテナ数を推定することが可能となる。

なお、本発明は上記実施形態そのままに限定されるものではなく、実施段階ではその要旨を逸脱しない範囲で構成要素を変形して具体化できる。また、上記実施形態に開示されている複数の構成要素の適宜な組み合わせにより、種々の発明を形成できる。例えば、実施形態に示される全構成要素から幾つかの構成要素を削除してもよい。さらに、異なる実施形態にわたる構成要素を適宜組み合わせてもよい。

送信機の構成例を示した図。 既知シンボルの送信方法を説明するための図。 受信機の構成例を示した図。 図３の受信機の送信アンテナ数推定手順を説明するためのフローチャート。 各送信アンテナから送信される既知シンボルがどのパターン（既知シンボルパターン）を持つかを示すテーブルの一例を示した図。

符号の説明

１０…送信データ
１１…符号化器
１２…直並列変換器
１３−１〜１３−Ｍ…変調器
１４−１〜１４−Ｍ…直並列変換器
１５…既知シンボルパターン発生器
１６…カウンタ
１７…セレクタ
１８…位相制御器
１９−１〜１９−Ｍ…ＩＦＦＴユニット
２０…送信回路
２１−１〜２１−Ｍ…送信アンテナ
３０−１〜３０−Ｍ…受信アンテナ
３１…受信回路
３２−１〜３２−Ｍ…ＦＦＴユニット
３３−１〜３３−Ｍ…メモリ
３４−１〜３４−Ｍ…べき乗回路
３５−１〜３５−Ｍ…相関器
３６…判定器
３７…カウンタ
３８…ＲＯＭ
３９−１〜３９−Ｍ…伝送路特性推定部
４０…ＭＩＭＯ受信部

Claims (11)

1. 複数のアンテナと、
   既知情報を伝送するための複数のサブキャリアを有する複数の既知シンボルをそれぞれ含み、当該複数の既知シンボルのうち最後に送信される既知シンボルの位相を回転させた複数の既知シンボル列を前記複数のアンテナを用いて送信する既知シンボル送信手段と、
   前記既知シンボル列の送信後に前記複数のアンテナを用いてデータシンボルを送信するデータシンボル送信手段とを具備する無線通信装置。
2. 前記既知情報はＫ（Ｋは２以上の整数）相ＰＳＫ（Phase Shift Keying）変調された情報であり、前記最後に送信される既知シンボルの位相回転量はπ／Ｋラジアンであることを特徴とする請求項１記載の無線通信装置。
3. 前記既知シンボル列の各既知シンボルは、既知情報を伝送するサブキャリアが互いに異なることを特徴とする請求項１記載の無線通信装置。
4. 前記既知シンボル列の各既知シンボルは、時間的に隣接する既知シンボルとの間で、既知情報を伝送するサブキャリアが互いに隣接することを特徴とする請求項１記載の無線通信装置。
5. 前記複数の既知シンボル列は、異なるアンテナから同時に送信される既知シンボル間で前記既知情報を伝送するサブキャリアが互いに異なる請求項１記載の無線通信装置。
6. 前記既知シンボル送信手段は、既知情報を伝送するサブキャリアがそれぞれ異なる複数の既知シンボルパターンを格納した記憶手段と、
   前記既知シンボルの送信されるべきタイミングを示すタイミング信号を発生するタイミング発生手段と、
   前記タイミング信号に従って前記複数の既知シンボルパターンから前記既知シンボルとして用いるパターンを選択する選択手段と、
   を具備したことを特徴とする請求項１記載の無線通信装置。
7. 複数のアンテナによって送信される、既知情報を伝送するための複数のサブキャリアを有する複数の既知シンボルをそれぞれ含み、当該複数の既知シンボルのうち最後に送信される既知シンボルの位相を回転させた複数の既知シンボル列及び当該既知シンボル列より後のデータシンボルを受信する受信手段と、
   受信した既知シンボル列から伝送路推定値を求める伝送路推定手段と、
   受信した既知シンボル列の時間的に隣接する２つの既知シンボルの間の相関値を求める手段と、
   前記相関値及びそれまでに受信した前記既知シンボルの数を基に、前記アンテナの数を推定する推定手段と、
   前記伝送路推定値及び前記推定したアンテナの数を用いて前記データシンボルを再生する手段と、
   を具備したことを特徴とする無線通信装置。
8. 前記既知情報はＫ（Ｋは２以上の整数）相ＰＳＫ（Phase Shift Keying）変調された情報であり、
   前記相関値を求める手段は、前記時間的に隣接する２つの既知シンボルをそれぞれＫ乗し、当該Ｋ乗された２つの既知シンボル間の相関値を求めることを特徴とする請求項７記載の無線通信装置。
9. 前記推定手段は、負の値の前記相関値が得られたとき、それまでに受信した既知シンボルの数に基づき前記アンテナ数を推定することを特徴とする請求項７記載の無線通信装置。
10. 複数のアンテナと、
    既知情報を伝送するための複数のサブキャリアを有する複数の既知シンボルをそれぞれ含み、当該複数の既知シンボルのうち最後に送信される既知シンボルの位相を回転させた複数の既知シンボル列を前記複数のアンテナを用いて送信する既知シンボル送信手段と、
    前記既知シンボル列の送信後に前記複数のアンテナを用いてデータシンボルを送信するデータシンボル送信手段とを備え、
    前記既知情報はＫ（Ｋは２以上の整数）相ＰＳＫ（Phase Shift Keying）変調された情報であり、前記最後に送信される既知シンボルの位相回転量はπ／Ｋラジアンであることを特徴とする無線通信装置。
11. 複数のアンテナと、
    変調多値数Ｋ（Ｋは２以上の整数）の変調方式を用いて変調された既知情報を伝送するための複数のサブキャリアを有する複数の既知シンボルをそれぞれ含み、当該複数の既知シンボルのうち最後に送信される既知シンボルの位相を前記変調多値数Ｋに応じて決定される位相回転量だけ回転させた複数の既知シンボル列を複数のアンテナを用いて送信する手段と、
    前記既知シンボル列の送信後に前記複数のアンテナを用いてデータシンボルを送信する手段と、
    を備えた送信機から送信される前記複数の既知シンボル列及び当該既知シンボル列より後のデータシンボルを受信する受信機における前記送信機のアンテナ数の推定方法であって、
    受信した既知シンボル列の時間的に隣接する２つの既知シンボルをそれぞれＫ乗し、当該Ｋ乗された２つの既知シンボル間の相関値を求めるステップと、
    負の値の前記相関値が得られたとき、それまでに受信した既知シンボルの数に基づき前記アンテナ数を推定するステップと、
    を有することを特徴とするアンテナ数の推定方法。

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