JP6591721B2 - 無線通信システム - Google Patents

Description

本開示は無線通信システムに関する。

無線通信システムにおいて、同一システム内におけるマルチユーザ干渉や、同一システ ム以外の変調方式の異なる妨害波を低減する技術は、システムキャパシティの向上やシス テム運用の安定のために必要である。干渉波抑圧技術を実現する一手法として複数のアン テナを用いた方式が提案されている。

同一システム内におけるマルチユーザ干渉の抑圧については、多元接続方式としてＳＤ ＭＡ（Spatial Division Multiple Access）、送信機でビームフォーミングを行う方法、 受信側でのＳＩＣ（Successive Interference Canceller）など、多数の方法が研究およ び実用化されている。その中でもアンテナを複数用いた技術が主流となっており、ＭＩＭ Ｏ（Multiple-Input Multiple-Output）技術も同一時刻に同一周波数を使用して複数スト リームを送受信できる、すなわち、パス分離できるため広い意味では干渉を抑圧する技術 である。同一システムでは、ユーザ位置などの除法を把握できる他、リソースブロック割 り当ての管理や、送信信号にパイロット信号などの既知信号を予め無線フレームに挿入す ることができるため、干渉波の抑圧を比較的容易に行うことができる。

一方、同一システム以外の干渉波の抑圧は容易ではない。不法電波などの妨害波やＩＳ Ｍ（Industry Science Medical）帯のような複数の通信システムが混在する周波数帯では 、変調方式、帯域幅などが異なり、他システムの把握および管理が不可能である。このよ うな状況の下、干渉波抑圧技術として図１に示すような複数のアンテナを用いたヌル制御 技術がある。図１はアンテナ数が２の例であり、アンテナ間隔はシステムの半波長などに 設定される。干渉波をキャンセルするために二つの受信信号の振幅を等振幅、位相を逆相 にして合成すると、干渉波が除去された希望波のみを抽出することができる。二つの受信 信号から干渉波を抑圧して希望波を抽出する、すなわちＤ／Ｕ比（Desired to Undesired signal ratio）を大きくする手法として様々なアルゴリズムが提案されている。

特許第５４１３４５３号公報

図１に示すような複数のアンテナを用いたヌル制御技術では以下の問題がある。
抑圧すべき干渉波が多くなるに従ってアンテナ数も増加しなければならず、干渉波数Ｎ に対してヌルを生成するためにはＮ＋１本のアンテナが必要になり、アンテナパタンを制 御する回路規模も大きくなる。また、干渉源が一つの場合でも、同一信号とみなせない程 の長遅延の干渉波が受信されるマルチパス環境下でも複数のアンテナが必要となる。また 、システム帯域内で周波数選択性フェージングを伴う場合は、周波数によって最適なアン テナパタンが異なるため、見通し環境やフラットフェージング環境と比較して干渉波抑圧 量が小さくなる。 本開示の課題は複数のアンテナを用いたヌル制御技術に適した無線システムを提供する ことにある。 その他の課題と新規な特徴は、本明細書の記述および添付図面から明らかになるであろ う。

本開示のうち、代表的なものの概要を簡単に説明すれば、下記のとおりである。 すなわち、無線通信システムは、ＯＦＤＭ変調した信号を送信する送信機と、第一アン テナおよび第二アンテナで受信する受信機と、を備える。前記送信機は、送信信号に複数 のヌルサブキャリアを時間及び周波数領域上で離散的に挿入して前記送信信号を送信する 。前記受信機は、（ａ）前記第一アンテナで受信した前記複数のヌルサブキャリアのそれ ぞれについての第一受信ベクトルに複素係数を乗算した結果が、前記第二アンテナで受信 した対応する前記ヌルサブキャリアの第二受信ベクトルと同一振幅かつ逆位相となる、前 記複素係数を算出し、（ｂ）前記第一アンテナで受信した任意のデータサブキャリアの第 三受信ベクトルに前記複素係数を補間して合成された係数を乗算して第四受信ベクトルを 算出し、（ｃ）前記第四受信ベクトルと前記第二アンテナで受信した前記任意のデータサ ブキャリアの第五受信ベクトルを加算する。

上記無線通信システムによれば、干渉波を抑圧することができる。

複数のアンテナを用いたヌル制御技術を説明する図 第一実施形態に係る送信信号のサブキャリア配置の例を説明する図 ＯＦＤＭ復調後のサブキャリアベクトルおよび干渉抑圧後のサブキャリアベ クトルを説明する図 周波数領域と時間領域の両方を補間する場合の一例を説明する図 周波数領域と時間領域の両方を補間する場合の他例を説明する図 第二実施形態に係るＴＤＤの無線フレームおよびＯＦＤＭのサブキャリア配 置を説明する図 第一実施例に係る干渉抑圧回路および復調回路のブロック図 第二実施例に係る干渉抑圧回路および復調回路のブロック図 第三実施例に係る干渉抑圧回路および復調回路のブロック図 第四実施例に係る干渉抑圧回路および復調回路のブロック図 図１０のデータ選択部での復調データの選択を説明する図 ＯＦＤＭシンボルとセグメントとの関係を説明する図 図１０の干渉検出部の第一例を説明する図 図１０の干渉検出部の第二例を説明する図 第四実施例に係る干渉抑圧およびデータ選択の効果を説明するＢＥＲ特性 図 干渉波が存在しない場合のＢＥＲ特性図

本明細書では、無線信号は一般的な複素平面として捉える。また、デジタル信号は一般 的な直交検波後のＩ相、Ｑ相の信号をＩ＋ｊＱとして複素信号として扱う。従って、複素 数を扱う場合は、複素加算器、複素乗算器、複素ＦＩＲフィルタを用いる。

実施形態では、送信機で無信号（ヌルキャリアとしたサブキャリアまたは無送信区間の 信号）を、受信機では干渉波抑圧用パイロット信号として用い、二つの受信信号が同一振 幅および逆位相となるような複素係数を求め、一方の受信信号に複素係数を乗算し、他方 の受信信号と加算することによって、干渉波を抑圧する。また、離散的な複数の干渉波抑 圧用パイロット信号を用いて、複素係数をＯＦＤＭシンボルおよびサブキャリア毎に算出 し、干渉波の周波数選択性フェージングや時間変動がある干渉波を抑圧する。

実施形態によれば、周波数選択性フェージングへの耐性が強いＯＦＤＭ変調方式を用い る無線通信システムにおいて、アンテナ数が２で長遅延マルチパスおよび周波数選択性フ ェージングを伴う環境で干渉波を効果的に抑圧することができる。

以下、実施形態および実施例について、図面を用いて説明する。ただし、以下の説明に おいて、同一構成要素には同一符号を付し繰り返しの説明を省略することがある。

＜第一実施形態＞
第一実施形態に係る送信機では、送信信号にゼロの信号成分（ヌルサブキャリア）を適 切に挿入して直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ：Orthogonal Frequency-Division Multiple xing）変調して送信する。図２に第１の実施形態に係る送信信号のサブキャリア配置の例 を示す。データサブキャリアは直交振幅変調（ＱＡＭ）されたデータ情報であることが一 般的である。データ復調用パイロットサブキャリアは送信側および受信側で既知の情報で 同期検波するために用いられる。ヌルサブキャリアは干渉波抑圧のために用いられる。

第一実施形態に係る受信機では、二つのアンテナで受信する。第一アンテナの受信信号 はＲ１、第二アンテナの受信信号はＲ２である。図３にＯＦＤＭ復調後のサブキャリアベ クトルおよび干渉抑圧後のサブキャリアベクトルを示す。第一アンテナの第ｉ番目のデー タサブキャリアおよびデータ復調用パイロットサブキャリアは希望波（Ｄ１ｉ）に干渉波 （Ｕ１ｉ）がベクトル加算された受信ベクトル（Ｒ１ｉ）となる。第二アンテナの第ｉ番 目のデータサブキャリアおよびデータ復調用パイロットサブキャリアは希望波（Ｄ２ｉ） に干渉波（Ｕ２ｉ）がベクトル加算された受信ベクトル（Ｒ２ｉ）となる。第一アンテナ の第ｋ番目の送信側でヌルとしたサブキャリアは干渉波（Ｕ１ｋ）が受信ベクトル（Ｒ１ ｋ）となる。第二アンテナの第ｋ番目の送信側でヌルとしたサブキャリアは干渉波（Ｕ２ ｋ）が受信ベクトル（Ｒ２ｋ）となる。第一アンテナと第二アンテナの信号が異なる理由 は、アンテナの位置と到来方向との関係によって生じる伝搬路差やマルチパスの経路差な どの伝搬環境に差異があるためである。

受信信号をＯＦＤＭ復調して送信側でヌルとしたサブキャリア（Ｒ_１ｋ、Ｒ_２ｋ）を干 渉波抑圧用パイロット信号とする。Ｒ_１ｋをＲ_２ｋと同一振幅および逆位相となるような 複素係数（Ａ_ｋ）を求める。Ｒ_１ｋの振幅成分をａ_１ｋ、位相成分をθ_１ｋとおき、Ｒ_２
ｋの振幅成分をａ_２ｋ、位相成分をθ_２ｋと置くと、Ａ_ｋは下記の式（１）で計算できる 。 Ｒ_１ｋ＝ａ_１ｋ・exp{-jθ_１ｋ} Ｒ_２ｋ＝ａ_２ｋ・exp{-jθ_２ｋ} Ａ_ｋ＝−(ａ_２ｋ／ａ_１ｋ)・exp{−j(θ_２ｋ−θ_１ｋ)} （１）
Ｒ_１ｋにＡ_ｋを乗算したＲ_１’ｋはＲ_２ｋと同一振幅および逆位相になる。このＡ_ｋを Ｒ_１ｉに乗算してＲ_１’ｉとする。Ｒ_１’ｉとＲ_２ｉを加算すると、干渉波成分であるＵ _１’ｉとＵ_２ｉが相殺されて、Ｄ_１’ｉとＤ_２ｉが加算された希望信号成分（Ｄ_ｉ）を抽 出される、すなわち、干渉波を抑圧することができる。

第一実施形態に係る無線通信システムは、送信信号にヌルサブキャリアを挿入してＯＦ ＤＭ変調した送信信号を送信する送信機と、第一アンテナおよび第二アンテナで受信する 受信機と、を備える。

受信機は、（ａ）第一アンテナで受信した信号をフーリエ変換し、ヌルサブキャリアの 第一受信ベクトル（Ｒ_１ｋ）に複素係数（Ａ_ｋ）を乗算した結果が、第二アンテナで受信 した信号をフーリエ変換し、ヌルサブキャリアの第二受信ベクトル（Ｒ_２ｋ）と同一振幅 かつ逆位相となる、複素係数（Ａ_ｋ）を算出し、（ｂ）第一アンテナで受信してフーリエ 変換したサブキャリアの第三受信ベクトル（Ｒ_１ｉ）に複素係数（Ａ_ｋ）を乗算して第四 受信ベクトル（Ｒ_１’ｉ）を算出し、（ｃ）第四受信ベクトル（Ｒ_１’ｉ）と第二アンテ ナで受信してフーリエ変換したサブキャリアの第五受信ベクトル（Ｒ_２ｉ）を加算して第 六受信ベクトル（Ｄ_ｉ）を算出する。また、すべてのサブキャリアについて第四受信ベク トル（Ｒ_１’ｉ）を算出し、第六受信ベクトル（Ｄ_ｉ）を算出して希望信号を抽出する。

ここで、受信機は第一アンテナで受信する第一受信機と第二アンテナで受信する第二受 信機で構成してもよい。

次に、全てのサブキャリアの複素係数の算出方法について三つ説明する。
一つ目は、離散的に複数のヌルサブキャリアを挿入したサブキャリアの複素係数から、 全てのサブキャリアに対して補間したサブキャリア毎の複素係数を用いる例である。

Ｎ＋１本のサブキャリアあたりに１本の干渉波抑圧用ＳＣ（Sub-Carrier：サブキャリ ア）を挿入する。他のＮ本のサブキャリアはデータＳＣ、または、データ復調用パイロッ トＳＣである。干渉波抑圧用パイロットＳＣを用いて、Ｎ本のサブキャリアに対する干渉 抑圧用複素係数（Ａ_ｉ）を補間する。補間方法は、直近の干渉波抑圧用パイロットＳＣを そのまま用いる０次外挿補間や、補間対象サブキャリアを挟む２本の干渉波抑圧用パイロ ットＳＣの一次内挿補間、最小二乗法をはじめとする、さまざまな公知の補間方法を用い ればよい。図３は０次外挿補間の例である。また、Ｎ＝０、すなわち、あるＯＦＤＭシン ボルを干渉波抑圧用パイロットＳＣ専用に用いてもよい。その際、雑音や誤差の影響を小 さくするためにローパスフィルタなどを使用してスムージングしても良い。周波数選択性 フェージングや、狭帯域の干渉波が複数ある場合など、干渉波に周波数依存性がある場合 は特に効果がある。Ｎを小さくするほど周波数依存性の影響を小さくすることができる。

二つ目は、離散的に複数のヌルサブキャリアを挿入したＯＦＤＭシンボルの複素係数か ら、全てのＯＦＤＭシンボルに対して補間したシンボル毎の複素係数を用いる例である。

Ｍ＋１シンボルのＯＦＤＭシンボルあたりに１本の干渉波抑圧用ＳＣを挿入する。他の ＭシンボルのサブキャリアはデータＳＣ、または、データ復調用パイロットＳＣである。 干渉波抑圧用パイロットＳＣを用いて、Ｍシンボルのサブキャリアに対する干渉波抑圧用 複素係数（Ａｉ(ｔ)）を補間する。補間方法は、直前の干渉波抑圧用パイロットＳＣをそ のまま用いる０次外挿補間や、補間対象ＯＦＤＭシンボルを挟む２本の干渉波抑圧用パイ ロットＳＣの一次内挿補間、最小二乗法をはじめとする、さまざまな公知の補間方法を用 いればよい。また、Ｍ＝０、すなわち、あるサブキャリアを干渉波抑圧用パイロットＳＣ 専用に用いてもよい。その際、雑音や誤差の影響を小さくするために、当該シンボルの前 または後の時間の同一サブキャリアの値に重みづけして平均化しても良い。本実施形態は フェージングやシャドウイングなどの、干渉波に時間変動がある場合は特に効果がある。 Ｍを小さくするほど高速な時間変動の影響を小さくすることができる。

三つ目は、周波数領域と時間領域の両方を補間する例である。補間の順序はどちらから でもよい。図４、５に周波数領域と時間領域の両方を補間する場合の例を示す。横軸はＯ ＦＤＭシンボル単位の時間軸であり、縦軸はサブキャリア単位の周波数軸である。

同一システムのマルチユーザ干渉については、一般的に時間および周波数のリソース割 り当てが行われるため本実施形態の効果は低い。しかしながら、セル間干渉については一 定の効果がある。このとき、図５に示した例を用いて、隣接セルでのヌルサブキャリアの 配置を、周波数方向でシフトする方法や時間方向でシフトして、干渉波抑圧用パイロット ＳＣが重ならないように、言い換えると、あるセルの干渉波抑圧用パイロットＳＣの周波 数に隣接セルの信号が存在するように割り当てる。

また、干渉波抑圧用パイロットＳＣは規則正しく配置される必要はない。伝送路状況に 応じて干渉波抑圧用パイロットＳＣを増やしたり減らしたりしても良い。送信側と受信側 で干渉波抑圧用パイロットＳＣの配置がお互いに分かっていればよい。

＜第二実施形態＞
図６にＴＤＤの無線フレームおよびＯＦＤＭのサブキャリア配置の例を示す。ＴＤＤシ ステムは下りリンク（Downlink）と上りリンク（Uplink）を時間で分割する時間分割複信 （ＴＤＤ：Time Division Duplex）であり、DownlinkとUplinkの間にガードタイムを設 けることが一般的である。無送信区間の信号を第一実施形態のヌルサブキャリアとすると 、送信信号にヌルサブキャリアが挿入されており、第一実施形態と同様に干渉波を抑圧す ることができる。受信側では、無送信区間としてこのガードタイムに仮想のＯＦＤＭシン ボルを見立て、ＯＦＤＭ復調して干渉波抑圧用パイロットＳＣとして用いる。Downlinkと Uplink共に受信フレームの直前の値を用いて０次外挿してもよいし、受信フレームの直前 と直後の値を用いて内挿補間してもよい。また、無送信区間として、ＯＦＤＭ方式で通常 用いられるガードタイムを用いても良いし、干渉パイロット専用のＯＦＤＭシンボルを設 けても良い。

第二実施形態に係る無線通信システムは、送信信号を送信する送信機と、第一アンテナ および第二アンテナで受信する受信機と、を備える。
受信機は、（ａ）無送信区間の信号を、第一アンテナの受信信号をＯＦＤＭ復調した第 一受信ベクトル（Ｒ_１ｋ）に複素係数（Ａ_ｋ）を乗算した結果が、第二アンテナの受信信 号をＯＦＤＭ復調した第二受信ベクトル（Ｒ_２ｋ）の同一振幅かつ逆位相となる、複素係 数（Ａ_ｋ）をサブキャリア毎に算出し、（ｂ）サブキャリア毎に算出した複素係数（Ａ_ｋ
）を全てのＯＦＤＭシンボルに対して補間し、（ｃ）全てのＯＦＤＭシンボルの全てのサ ブキャリアの第三受信ベクトル（Ｒ_１ｉ）に補間した複素係数（Ａ_ｋ）を乗算して第四受 信ベクトル（Ｒ_１’ｉ）を算出し、（ｄ）第四受信ベクトル（Ｒ_１’ｉ）と第五受信ベク トル（Ｒ_２ｉ）を加算して第六受信ベクトル（Ｄ_ｉ）を算出する。

ここで、受信機は第一アンテナで受信する第一受信機と第二アンテナで受信する第二受 信機で構成してもよい。

次に、第一実施形態または第二実施形態に用いる干渉抑圧回路および復調回路について 説明する。

図７に第一実施例に係る干渉抑圧回路および復調回路のブロック図を示す。第一アンテ ナ１１および第二アンテナ１２で受信された受信信号はそれぞれ、サンプリングレート変 換部（ＤＦＩＬ）１０１でＯＦＤＭを復調するためにダウンサンプリングされる。サンプ リングレート変換部１０１の入力信号は、無線周波数からベースバンド信号に周波数変換 され、ＯＦＤＭを復調するためのサンプリングレートよりもオーバーサンプリングされて いる信号である。サンプリングレート変換部１０１はデシメーションフィルタなどで構成 される。

サンプリングレート変換部１０１の出力信号は、ガードインターバル除去部（ＧＩ除去 部）１０２で送信信号に付加されたガードインターバルが適切に除去され、フーリエ変換 部（ＦＦＴ）１０３で周波数領域の信号に変換される。ガードインターバル除去部１０２ およびフーリエ変換部１０３は一般的なＯＦＤＭ復調器などで用いられるものであり、フ ーリエ変換部１０３には高速フーリエ変換（ＦＦＴ：Fast Fourier Transform）などが用 いられる。

フーリエ変換部１０３の出力信号はアンテナウェイト制御部１０４へ入力される。干渉 パイロット抽出部１０５では、図４〜６の例のように干渉抑圧用のヌルＳＣのデータを抽 出する。アンテナウェイト計算部１０６では、抽出したヌルＳＣのデータから、例えば式 （１）によってアンテナウェイト（複素係数）を計算する。図４〜６の例のように、ヌル ＳＣは時間領域あるいは周波数領域またはその両方に対して離散的に配置されているため 、アンテナウェイト補間部１０７は時間領域および周波数領域に対して補間を行い、シン ボル毎（時間領域）およびサブキャリア毎（周波数領域）のアンテナウェイトを計算する 。補間方法は、直近の干渉波抑圧用パイロットＳＣをそのまま用いる０次外挿補間や、補 間対象サブキャリアを挟む２本の干渉波抑圧用パイロットＳＣの一次内挿補間、最小二乗 法をはじめとする、さまざまな公知の補間方法を用いればよい。

干渉抑圧部１０８では計算したアンテナウェイトを用いて干渉信号を抑圧する。アンテ ナウェイト補間部１０７で計算したアンテナウェイトはフーリエ変換部１０３の出力信号 に対してサブキャリア毎に複素乗算器１０９で乗算される。複素乗算器１０９の出力信号 は第二アンテナ１２の周波数信号に対して、干渉成分が同一振幅および逆位相となるため 、加算器１１０で加算した信号は干渉が抑圧された信号となる。干渉抑圧された信号は希 望波成分が多い信号、すなわち、ＳＩＲ（Signal to Interference Ratio）が高い信号と なって、一般的なＯＦＤＭ復調処理が行われる。

チャネル推定部（Channel estimation）１１１ではＯＦＤＭ所望波の伝送路の推定を行 い、復調部（Demod.）１１２で検波などのＯＦＤＭ復調が行われる。差動変調−遅延検波 などの場合はチャネル推定部１１１の省略が可能である。

また、図７ではアンテナウェイトを第一アンテナ１１の信号のみに適用する例を示した が下記の式（２）のように計算し、第一アンテナ１１および第二アンテナ１２にウェイト を適用してもよい。 Ｒ_１ｋ＝ａ_１ｋ・exp{-jθ_１ｋ} Ｒ_２ｋ＝ａ_２ｋ・exp{-jθ_２ｋ} Ａ_１＝−ａ_２ｋ・exp{-j(θ_２ｋ)} Ａ_２＝ａ_１ｋ・exp{-j(θ_１ｋ)} （２）
この場合、複素乗算器１０９は第二アンテナ１２の信号に対しても必要となる。すなわ ち、図７は式（２）を用いて第二アンテナ１２の信号のアンテナウェイトを１．０とした 例である。

第一実施例に係る受信機は、ＯＦＤＭ信号を復調するためにガードインターバル区間の 信号を取り除くガードインターバル除去部１０２と、ガードインターバルを除去した受信 信号を周波数領域の信号に変換するフーリエ変換部１０３と、フーリエ変換した信号から 複素係数を制御するアンテナウェイト制御部１０４と、フーリエ変換した受信信号に複素 係数を適用して受信信号に含む干渉波信号成分を抑圧する干渉抑圧部１０８と、ＯＦＤＭ 復調部１１２と、を備える。
アンテナウェイト制御部１０４は、フーリエ変換した受信信号から干渉抑圧用のパイロ ット信号を抽出する干渉パイロット抽出部１０５と、抽出した干渉パイロットから複素係 数を計算するアンテナウェイト計算部１０６と、計算した複素係数から全てのサブキャリ アの複素係数を計算するアンテナウェイト補間部１０７とを備える。
干渉抑圧部１０８は、フーリエ変換した受信信号にアンテナウェイト制御部１０４で計 算した複素係数を乗算する複素乗算器１０９と、複素係数を乗算された二つの受信信号を 加算する加算器１１０と、を備える。

図８に第二実施例に係る干渉抑圧回路および復調回路のブロック図を示す。実施例１と 同様の構成要素には同じ符号を付している。第一アンテナ１１および第二アンテナ１２の サンプリングレート変換部１０１の出力信号は、フーリエ変換部１０３で周波数領域の信 号に変換され、アンテナウェイト制御部１０４へ入力され、サブキャリア毎（周波数領域 ）のアンテナウェイトが計算される。サブキャリア毎（周波数領域）のアンテナウェイト は逆フーリエ変換部１１４で逆フーリエ変換され、時間領域での畳み込み係数となる。畳 み込み係数は干渉抑圧部１０８のＦＩＲ（Finite Impulse Response）フィルタ（トラン スバーサルフィルタ）１１３の係数として設定される。

サンプリングレート変換部１０１の出力信号は、干渉抑圧部１０８に入力され、計算し たアンテナウェイトを用いて干渉信号を抑圧する。ＦＩＲフィルタ１１３でアンテナウェ イトを畳み込み演算された第一アンテナ１１と第二アンテナ１２の信号は、干渉成分が同 一振幅および逆位相の関係になるため、加算器１１０で加算した信号は干渉が抑圧された 信号となる。

干渉抑圧された信号は希望波成分が多い信号、すなわち、ＳＩＲが高い信号となって、 一般的なＯＦＤＭ復調処理が行われる。ガードインターバル除去部１０２で送信信号に付 加されたガードインターバルが適切に除去され、チャネル推定部１１１ではＯＦＤＭ所望 波の伝送路の推定を行い、復調部１１２で検波などのＯＦＤＭ復調が行われる。差動変調 −遅延検波などの場合はチャネル推定部１１１の省略が可能である。

また、図８ではアンテナウェイトを第一アンテナ１１および第二アンテナ１２の信号に 適用する式（２）でアンテナウェイトを計算する例を示したが、式（１）のように計算し 、第一アンテナ１１のみにウェイトを適用してもよい。この場合、いずれか一方のＦＩＲ フィルタ１１３は不要となる。

第二実施例に係る受信機は、受信信号を周波数領域の信号に変換するフーリエ変換部１ ０３と、所望波が無送信区間のフーリエ変換した信号から複素係数を制御するアンテナウ ェイト制御部１０４と、周波数領域の複素係数を時間領域の畳み込み複素係数に変換する 逆フーリエ変換部１１４と、受信信号に時間領域の畳み込み複素係数を適用して受信信号 に含む干渉波信号成分を抑圧する干渉抑圧部１０８と、ＯＦＤＭ信号を復調するためにガ ードインターバル区間の信号を取り除くガードインターバル除去部１０２と、ガードイン ターバルを除去した受信信号を周波数領域の信号に変換するフーリエ変換部１０３と、Ｏ ＦＤＭ復調部１１２を備える。
干渉抑圧部１０８は、受信信号と時間領域の畳み込み複素係数を畳み込むＦＩＲフィル タ１１３と、複素係数を畳み込まれた二つの受信信号を加算する加算器１１０と、を備え る。

図９に第三実施例に係る干渉抑圧回路および復調回路のブロック図を示す。実施例１、 ２と同様の構成要素には同じ符号を付している。図６（第二実施形態）のようなガードタ イムの信号を用いる場合に適用できる。アンテナウェイト制御部１０４は干渉波のみ存在 し、所望信号がない時間の第一アンテナ１１および第二アンテナ１２の受信信号を、同一 時刻に、それぞれＦＩＲのタップ数分サンプリングし、加工せずにＦＩＲのフィルタ係数 として用いる。このとき、第一アンテナ１１の受信信号を第二アンテナ１２のＦＩＲフィ ルタ１１３の係数にし、第二アンテナ１２の受信信号を第一アンテナ１１のＦＩＲフィル タ１１３の係数にし、いずれかのフィルタ係数の符号を反転する、すなわち−１を乗じる 。これは位相を１８０°回転することを意味する。ＦＩＲフィルタ１１３でアンテナウェ イトを畳み込み演算された第一アンテナ１１と第二アンテナ１２の信号は、干渉成分が同 一振幅および逆位相の関係になるため、加算器１１０で加算した信号は干渉が抑圧された 信号となる。以降のＯＦＤＭ信号の復調は干渉抑圧回路および復調回路の第二実施例と同 様である。全帯域の干渉波のみ存在する信号を使用すれば、干渉パイロット抽出部１０５ とアンテナウェイト補間部１０７が不要となり、式（２）の計算によれば符号を反転させ るだけでよい。その結果、フーリエ変換部１０３および逆フーリエ変換部１１４が不要と なり、簡単な回路構成にすることができる。

第三実施例に係る受信機は、所望波が無送信区間の第一アンテナ１１および第二アンテ ナ１２の受信信号をサンプリングし、所望波が無送信区間の第二アンテナ１２のサンプリ ングした信号を第一アンテナ１１の時間領域の畳み込み複素係数とし、所望波が無送信区 間の第一アンテナ１１のサンプリングした信号を第二アンテナ１２の時間領域の畳み込み 複素係数とするアンテナウェイト制御部１０４と、受信信号と時間領域の畳み込み複素係 数を畳み込むＦＩＲフィルタ１１３と、複素係数を畳み込まれた二つの受信信号を加算す る加算器１１０と、ＯＦＤＭ信号を復調するためにガードインターバル区間の信号を取り 除くガードインターバル除去部１０２と、ガードインターバルを除去した受信信号を周波 数領域の信号に変換するフーリエ変換部１０３と、ＯＦＤＭ復調部１１２と、を備える。

次に、干渉抑圧回路および復調回路にデータ選択回路を用いた例について説明する。
図１０に第四実施例に係る干渉抑圧回路および復調回路のブロック図を示す。第一アン テナ１１および第二アンテナ１２の受信信号はサンプリングレート変換部１０１に入力さ れる。入力信号はＯＦＤＭを復調するためのサンプリングレートよりもオーバーサンプリ ングされているベースバンド信号である。サンプリングレート変換部１０１はデシメーシ ョンフィルタなどで構成される。

サンプリングレート変換部１０１の出力信号は、復調部２０１に入力される。復調部２ ０１は４種類の方法の復調機能部を有する。干渉抑圧復調回路２０２、最大比合成復調回 路２０３、第一アンテナ１１の信号を用いる第一選択合成復調回路２０４、第二アンテナ １２の信号を用いる第二選択合成復調回路２０５である。それぞれの復調機能部が同時に 並列処理してＯＦＤＭ復調を行う。干渉抑圧復調回路２０２は第一実施例、第二実施例ま たは第三実施例の干渉抑圧回路および復調回路などである。最大比合成復調回路２０３は 複数のアンテナを備えるシステムのアンテナダイバーシティで用いる公知の技術である最 大比合成を行いＯＦＤＭ復調する。第一選択合成復調回路２０４、第二選択合成復調回路 ２０５はそれぞれ一つの受信信号を用いてＯＦＤＭ復調を行う。

第一アンテナ１１および第二アンテナ１２の受信信号は、また、干渉検出部２０６に入 力される。干渉検出部２０６では受信信号のフーリエ変換を行い、帯域ごとのＳＩＲを測 定する機能を持つ。データ選択部２０７では図１１に示すように、測定したＳＩＲに基づ いて、復調部２０１の干渉抑圧復調回路２０２、最大比合成復調回路２０３、第一選択合 成復調回路２０４、第二選択合成復調回路２０５の復調データのいずれかを選択する。す なわち、第一アンテナ１１および第二アンテナ１２のＳＩＮＲ（Signal to Interference and Noise Ratio）が大きい場合は最大比合成復調回路２０３の復調データを選択する。 第一アンテナ１１と第二アンテナ１２のいずれか一方のＳＩＮＲが大、かつ、他方のＳＩ ＮＲが小の場合は、ＳＩＮＲが大の方の選択合成（第一選択合成復調回路２０４または第 二選択合成復調回路２０５の復調データを選択する。第一アンテナ１１および第二アンテ ナ１２のＳＩＮＲが小さい場合は干渉抑圧復調回路２０２の復調データを選択する。ＳＩ ＮＲの大小の判定には閾値を設ける。閾値は、例えば、直交振幅変調を復調する際の所要 ＳＩＮＲとして決定する、または実験的に求めるなどの他の方法でも良い。

ここで、干渉検出部２０６について述べる。好ましい形態としては、図１２に示すよう に、ＯＦＤＭのサブキャリアをいくつかのセグメント（Seg1、Seg2、Seg3、Seg4、Seg5） に分割し、それぞれのＳＩＮＲを測定して、データ選択部２０７はセグメント毎に復調デ ータを選択する。

図１３は第一例の干渉検出部を説明する図であり、図４、５のヌルサブキャリアを用い る場合の例である。第一アンテナ（ＡＮＴＥＮＮＡ＿１）１１および第二アンテナ（ＡＮ ＴＥＮＮＡ_２）１２のそれぞれが受信した信号電力および干渉電力を測定する。信号電 力はＰ_Ｓ１〜Ｐ_Ｓ５のように各セグメントのデータおよび復調用パイロットサブキャリア の平均電力を測定する。干渉電力はヌルサブキャリアを割り当てたサブキャリアの電力Ｐ _Ｉ１〜Ｐ_Ｉ６を測定する。本例での干渉電力は各セグメントの両端の干渉電力のうち大き い方を用いてＳＩＮＲを計算する。セグメント３（Seg3）のような部分的に干渉波がある 場合にＳＩＮＲ大としないためである。データ選択部２０７は、セグメント１〜３（Seg1 、Seg2、Seg3）については干渉抑圧復調回路２０２の復調データを選択し、セグメント４ 〜５（Seg4、Seg5）については第一選択合成復調回路２０４の復調データを選択する。

図１４は第二例の干渉検出部を説明する図であり、図６のようなガードタイムの信号を 用いる場合の例である。第一アンテナ（ＡＮＴＥＮＮＡ＿１）１１および第二アンテナ（ ＡＮＴＥＮＮＡ_２）１２のそれぞれが受信した信号電力および干渉電力を測定する。ま ず、干渉波のみ存在する時間に各サブキャリアの電力を測定し、セグメント毎の最大値を 干渉電力Ｐ_Ｉ１〜Ｐ_Ｉ６とする（部分的に干渉波がある場合にＳＩＮＲ大としないため) 。次に、信号電力は、所望波も存在する時間に、Ｐ_Ｓ１〜Ｐ_Ｓ５のように各セグメントの データおよび復調用パイロットサブキャリアの平均電力を測定する。データ選択部２０７ は、セグメント１〜２（Seg1、Seg2）については干渉抑圧復調回路２０２の復調データを 選択し、セグメント３（Seg3）については最大比合成復調回路２０３の復調データを選択 し、セグメント４〜５（Seg4、Seg5）については第二選択合成復調回路２０５の復調デー タを選択する。

第四実施例に係る受信機は、それぞれのアンテナの受信信号毎、および、周波数領域で 分割したセグメント毎に、ＯＦＤＭ信号復調に必要な信号対干渉電力比を満たさない干渉 波を検出する干渉検出部２０６と、干渉抑圧復調回路２０２と最大比合成復調回路２０３ と第一選択合成復調回路２０４と第二選択合成復調回路２０５とを備える復調部２０１と 、干渉検出結果に応じて、周波数セグメント毎に複数の復調回路の出力から復調データを 選択するデータ選択部２０７と、を備える。

干渉抑圧復調回路２０２は第一実施例、第二実施例および第三実施例のいずれかを用い る。

図１５に第四実施例の干渉抑圧およびデータ選択の効果を説明する図を示す。ＳＩＲを 指標としたＢＥＲ（Bit Error Rate）特性をシミュレーションにより取得している。所望 波と干渉波は異なる伝搬路となるため、独立したマルチパスレイリーフェージング環境と している。ＳＮＲ（Signal to Noise Ratio）は４０ｄＢとしている。ＯＦＤＭ信号は図 ４を用いた。図１５の「Ａ」は第一アンテナ１１の受信信号のみを用い、「Ｂ」は第一ア ンテナ１１および第二アンテナ１２の最大比合成を行っている。「Ｃ」は常に干渉抑圧を 行う。「Ｄ」は図１０（第四実施例）のデータ選択回路の閾値を１５ｄＢとしてデータ選 択を行っている。干渉抑圧を用いるとＳＩＲが小さい場合は改善効果が大きく、例えばＢ ＥＲ＝１０^−２ではＳＩＲを約２０ｄＢ改善していることが分かる。「Ｃ」ではＳＩＲが １０ｄＢ以上になると所望信号電力が大きいにも関わらずＢＥＲが劣化していることが分 かる。

図１６に干渉波が存在しない場合のＢＥＲ特性を示す。所望波の伝搬路はフェージング なしとし、ＡＷＧＮ（Additive White Gaussian Noise）のみの条件としている。横軸は ＳＮＲである。図１６の「Ｅ」はＡＷＧＮのみの干渉抑圧あり、「Ｆ」は図１５の「Ａ」 に対応し、「Ｇ」は図１６の「Ｂ」に対応する。「Ｆ」や「Ｇ」と異なり、「Ｅ」はＳＮ Ｒが−１０ｄＢ以上で劣化していることが分かる。その理由は第一アンテナ１１と第二ア ンテナ１２で干渉波は相関があるので抑圧できるのに対し、熱雑音（Noise）は無相関で あり抑圧できないにも関わらず抑圧処理を行って、ＯＦＤＭ復調時のＳＮＲを劣化させて しまうためである。この問題を回避するために、第四実施例のデータ選択部２０７は環境 に応じて復調データを選択するため、ＢＥＲ特性が最も良好であることが分かる。また、 ＯＦＤＭ信号の帯域に部分的に干渉する場合においても効果がある。

以上、本発明者によってなされた発明を実施形態および実施例に基づき具体的に説明し たが、本発明は、上記実施形態および実施例に限定されるものではなく、種々変更可能で あることはいうまでもない。

１１ 第一アンテナ １２ 第二アンテナ １０１ サンプリングレート変換部 １０２ ガードインターバル除去部 １０３ フーリエ変換部 １０４ アンテナウェイト制御部 １０５ 干渉パイロット抽出部 １０６ アンテナウェイト計算部 １０７ アンテナウェイト補間部 １０８ 干渉抑圧部 １０９ 複素乗算器 １１０ 加算器 １１１ チャネル推定部 １１２ 復調部 １１３ ＦＩＲフィルタ １１４ 逆フーリエ変換部 ２０１ 復調部 ２０２ 干渉抑圧復調回路 ２０３ 最大比合成復調回路 ２０４ 選択合成復調回路 ２０５ 選択合成復調回路 ２０６ 干渉検出部 ２０７ データ選択部

Claims (6)

1. ＯＦＤＭ変調した信号を送信する送信機と、第一アンテナおよび第二アンテナで受信す る受信機と、を備える無線通信システムであって、
   前記送信機は、送信信号に複数のヌルサブキャリアを時間及び周波数領域上で離散的に 挿入して前記送信信号を送信し、
   前記受信機は、
   前記第一アンテナで受信した前記複数のヌルサブキャリアのそれぞれについての第一 受信ベクトルに複素係数を乗算した結果が、前記第二アンテナで受信した対応する前記ヌ ルサブキャリアの第二受信ベクトルと同一振幅かつ逆位相となる、前記複素係数を算出し 、
   前記第一アンテナで受信した任意のデータサブキャリアの第三受信ベクトルに前記複 素係数を補間して合成された係数を乗算して第四受信ベクトルを算出し、
   前記第四受信ベクトルと前記第二アンテナで受信した前記任意のデータサブキャリア の第五受信ベクトルを加算する、
   無線通信システム。
2. 前記複数のヌルサブキャリアは挿入される位置が時間上で変化するものであり、
   前記任意のデータサブキャリアの複素係数は、前記複数のヌルサブキャリアに基づいて 算出された前記複素係数から、全てのサブキャリアに対して少なくとも周波数領域上で補 間したサブキャリア毎の複素係数を用いることを特徴とする請求項１に記載の無線通信シ ステム。
3. 前記受信機は、
   前記第一アンテナおよび前記第二アンテナのそれぞれの受信信号毎および周波数領域 で分割したセグメント毎に前記ＯＦＤＭ変調した信号の復調に必要な信号対干渉電力比を 満たさない干渉を検出する干渉検出部と、
   前記第一アンテナの受信信号および前記第二アンテナの受信信号から干渉波を抑圧し 復調する干渉抑圧復調回路と、前記第一アンテナの受信信号および前記第二アンテナの受 信信号を合成する最大比合成復調回路と、前記第一アンテナの受信信号を用いて復調する 第一選択合成復調回路と、前記第二アンテナの受信信号を用いて復調する第二選択合成復 調回路と、を備える復調部と、
   前記干渉検出部で検出した結果に基づいて周波数セグメント毎に前記干渉抑圧復調回 路、前記最大比合成復調回路、前記第一選択合成復調回路および前記第二選択合成復調回 路のいずれかの出力から復調データを選択するデータ選択部と、 を備えることを特徴とする請求項２に記載の無線通信システム。
4. 前記干渉抑圧復調回路は、
   前記ＯＦＤＭ変調した信号を復調するためにガードインターバル区間の信号を取り除 くガードインターバル除去部と、
   前記ガードインターバル区間の信号を除去した受信信号を周波数領域の信号に変換す るフーリエ変換部と、
   前記フーリエ変換部で変換した受信信号から複素係数を制御するアンテナウェイト制 御部と、
   前記フーリエ変換部で変換した受信信号に複素係数を適用して受信信号に含む干渉波 信号成分を抑圧する干渉抑圧部と、
   ＯＦＤＭ復調部と、 を備え、
   前記アンテナウェイト制御部は、
   前記フーリエ変換部で変換した受信信号から干渉抑圧用のパイロット信号を抽出する 干渉パイロット抽出部と、
   前記干渉抑圧用のパイロットから複素係数を計算するアンテナウェイト計算部と、
   前記アンテナウェイト計算部で計算した複素係数から全てのサブキャリアの複素係数 を計算するアンテナウェイト補間部を備え、
   前記干渉抑圧部は、
   前記フーリエ変換部で変換した受信信号に前記アンテナウェイト制御部で計算した複 素係数を乗算する複素乗算器と、
   前記複素乗算器で複素係数を乗算された２つの受信信号を加算する加算器と、 を備えることを特徴とする請求項３に記載の無線通信システム。
5. 前記干渉抑圧復調回路は、
   受信信号を周波数領域の信号に変換するフーリエ変換部と、
   所望波が無送信区間のフーリエ変換した信号から複素係数を制御するアンテナウェイ ト制御部と、
   周波数領域の複素係数を時間領域の畳み込み複素係数に変換する逆フーリエ変換部と 、
   前記受信信号に前記時間領域の畳み込み複素係数を適用して受信信号に含む干渉波信 号成分を抑圧する干渉抑圧部と、
   前記ＯＦＤＭ変調された信号を復調するためにガードインターバル区間の信号を取り 除くガードインターバル除去部と、
   前記ガードインターバル区間の信号を除去した受信信号を周波数領域の信号に変換す るフーリエ変換部と、
   ＯＦＤＭ復調部と、 を備え、
   前記干渉抑圧部は、
   前記受信信号と前記逆フーリエ変換部で変換された時間領域の畳み込み複素係数を畳 み込むトランスバーサルフィルタと、
   前記トランスバーサルフィルタで複素係数を畳み込まれた２つの受信信号を加算する 加算器と、 を備えることを特徴とする請求項３に記載の無線通信システム。
6. 前記干渉抑圧復調回路は、
   所望波が無送信区間の前記第一アンテナおよび前記第二アンテナの受信信号をサンプ リングし、前記所望波が無送信区間の前記第二アンテナのサンプリングした信号を前記第 一アンテナの時間領域の畳み込み複素係数とし、前記所望波が無送信区間の前記第一アン テナのサンプリングした信号を前記第二アンテナの時間領域の畳み込み複素係数とするア ンテナウェイト制御部と、
   前記受信信号と前記アンテナウェイト制御部で畳み込まれた時間領域の畳み込み複素 係数を畳み込むトランスバーサルフィルタと、
   前記トランスバーサルフィルタで複素係数を畳み込まれた２つの受信信号を加算する 加算器と、
   ＯＦＤＭ変調された信号を復調するためにガードインターバル区間の信号を取り除く ガードインターバル除去部と、
   前記ガードインターバル区間の信号を除去した受信信号を周波数領域の信号に変換す るフーリエ変換部と、
   ＯＦＤＭ復調部を、 備えることを特徴とする請求項３に記載の無線通信システム。

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