JP2009225111A - 受信装置および受信方法 - Google Patents

Abstract

【課題】ダイバーシティ受信を行う受信装置において、受信特性の向上を図る。
【解決手段】各ブランチの受信信号は、それぞれ、ＡＧＣ回路３−１、３−２により増幅され、ＦＦＴ部７−１、７−２によりサブキャリア信号に変換される。信号電力補正部２０は、各ブランチの雑音レベルが互いに同じになるように、各ブランチのサブキャリア信号を補正する。合成回路９は、信号電力補正部２０により補正された各ブランチのサブキャリア信号を、信号電力を重みとして合成する。
【選択図】図１

Description

本発明は、複数のアンテナを利用して無線信号を受信する受信装置および受信方法に係わる。本発明は、例えば、複数のアンテナを利用してＯＦＤＭ信号をダイバーシティ受信する受信装置および受信方法に適用することもできる。

無線通信システムにおいて、フェージング等の受信環境の変化による受信特性の劣化に対処するための技術の１つとして、複数のアンテナを利用して無線信号を受信するダイバーシティ受信が知られている。ダイバーシティ受信としては、選択ダイバーシティ方式および最大比合成方式が実用化されている。選択ダイバーシティでは、複数のアンテナの中で最も良好な信号品質が得られるアンテナを選択して信号が受信される。また、最大比合成は、各アンテナからの受信信号に対して重み付けを行い、その後にそれらの信号が加算される。特に、ＯＦＤＭ方式の受信装置においては、有効サブキャリア毎に合成処理が行われる。

図１０は、ダイバーシティ受信装置の一般的な構成を示す図である。ここでは、２本のアンテナ１−１、１−２を備えるダイバーシティ受信装置５００を示す。
図１０において、各アンテナ１−１、１−２は、それぞれチューナ２−１、２−２に接続されている。チューナ２−１、２−２は、受信信号の周波数を変換する。ＡＧＣ回路３−１、３−２は、受信信号を増幅する。Ａ／Ｄ変換器５−１、５−２は、増幅された受信信号をデジタルデータに変換する。ダウンコンバージョン部６−１、６−２は、ベースバンド信号を生成する。ＦＦＴ部７−１、７−２は、ベースバンド信号を周波数領域信号に変換する。これにより、サブキャリア信号が得られる。サブキャリア信号は、データサブキャリアの他に、パイロットサブキャリア等を含んでいる。

パイロット補間部８−１、８−２は、再生されたパイロットキャリアに基づいて、無線伝送路の伝送路応答値を算出する。そして、パイロットキャリアの伝送路応答値を利用して補間処理を行い、すべてのサブキャリアについて伝送路応答の推定値を得る。伝送路応答値（及び、伝送路応答推定値）は、無線伝送路上で信号が受ける歪み成分に相当する。よって、伝送路応答値を算出することにより、各サブキャリアについて、信号の歪み成分を補償することができる。合成回路９は、各ブランチの受信信号の電力比に基づいて、それらの受信信号を合成する。なお、選択ダイバーシティでは、各ブランチの受信信号の電力を算出し、最大電力を持った信号が選択される。そして、誤り訂正回路１０は、合成回路９により得られたデータの誤りを訂正する。

上記構成のダイバーシティ受信装置において、ＡＧＣ回路３−１、３−２のゲインは、それぞれ対応する制御部４−１、４−２により、ブランチ毎に独立して制御される。あるいは、双方のＡＧＣ回路３−１、３−２が同じゲインで信号を増幅するように制御されてもよい。

関連する技術として、ダイバーシティを用いたＯＦＤＭ受信装置が知られている。このＯＦＤＭ受信装置では、複数の受信系統で受信した到来波の相関検出情報とＦＦＴウィンドウ位置検出情報を基に、到来波の伝送路特性、および到来波の信号レベルの変動と周波数偏差量が推定される。この推定結果を用いて１つのＶＣＯに対してフィードバックを行い、複数の受信系統に対する共通の基準クロックが生成される。さらに、上記推定結果を用いて１つのＡＧＣ制御情報を生成して、複数の受信系統のＡＧＣが行われる。

他の関連技術として、複数のアンテナと、複数の合成部と、複数の復調回路と、キャリア合成部を備える受信装置が知られている。複数の合成部は、複数のアンテナを介して得られた各ベースバンド信号のうち、それぞれ異なる帯域成分を用いて、ベースバンド信号の振幅および位相を制御するための重み係数をベースバンド信号の数だけ生成し、各ベースバンド信号と各重み係数とをそれぞれ乗算したうえでこれらを加算する。複数の復調回路は、各合成部から出力される合成信号に対してそれぞれ高速フーリエ変換を行って、サブキャリア毎に直交周波数分割多重方式に基づく復調処理を行うことにより、振幅および位相のデータを生成する。キャリア合成部は、各復調回路から出力されるデータをサブキャリア毎に合成する。

さらに他の関連技術として、各アンテナ系列において、ＡＧＣ制御回路、ＡＧＣ回路、Ａ／Ｄ変換回路、フーリエ変換回路、同期検波回路、電力補正回路を備えるＯＦＤＭ信号受信回路が知られている。ＡＧＣ制御回路は、ゲイン制御量を求める。ＡＧＣ回路は、ゲイン制御量に基づいて信号電力を補正する。フーリエ変換回路は、各サブキャリア信号を再生する。同期検波回路は、各サブキャリア信号の位相をそれぞれのフェージング環境に合わせて修正する。電力補正回路は、同期検波回路から出力されるサブキャリア信号の電力を、ゲイン制御量を用いて補正する。受信信号合成回路は、各アンテナ系列の電力補正回路から出力されるサブキャリア信号をサブキャリアの周波数毎に合成する。

さらに他の関連技術として、アンテナ系列毎に、ＡＧＣ回路を含む復調モジュールと、Ｓ／Ｎ検出回路を備えるＯＦＤＭ信号受信回路が知られている。そして、判定回路は、各アンテナ系列の受信品質を判定する。また、合成回路は、良好な品質のアンテナ系列のデータが支配的になる比率で受信データを合成する。
特開２００１−３４５７７８号公報 特開２００６−２１７３９９号公報 特開２００３−６０６０５号公報 特開２００３−１１０５２１号公報

ダイバーシティ受信において最大比合成を行う場合、受信特性を高めるためには、品質の高いブランチの信号の重みを大きくし、品質の低いブランチの信号の重みを小さくすることが好ましい。すなわち、例えば、各ブランチのＳ／Ｎ比に応じた重み付けで受信信号を合成することが好ましい。

図１０に示すダイバーシティ受信装置において、双方のＡＧＣ回路３−１、３−２のゲインを等しく制御する構成では、各ブランチのＡＧＣ回路３−１、３−２から出力される信号に含まれる雑音が同一になる。ここで、信号電力はＳ／Ｎ比に比例するので、各ブランチの受信信号をその電力比に応じて合成すれば、Ｓ／Ｎ比に応じた合成が実現される。この結果、良好な受信特性が期待される。しかし、この構成では、ブランチ間で受信レベルの差が大きい場合には、受信レベルの低い信号は十分に増幅されないので、そのブランチの信号の品質は劣化してしまう。この場合、例えば、Ａ／Ｄ変換における量子化雑音が大きくなる。したがって、合成信号の品質も劣化するおそれがある。

一方、ブランチ毎に独立してＡＧＣ回路３−１、３−２の利得を制御する構成では、ブランチ間で受信レベルの差が大きい場合であっても、信号レベルをほぼ均一に調整することができる。このため、例えば、ブランチ間でＡ／Ｄ変換における量子化雑音がばらつくことはない。しかしながら、この構成では、ブランチ毎にＡＧＣ回路３−１、３−２のゲインが異なるので、増幅された雑音（ここでは、主に、白色雑音）のレベルもブランチ毎に異なってしまう。このため、各ブランチの受信信号をその電力比に応じて合成すると、
信号品質を重みとした合成にはならない。この結果、合成信号の品質は劣化してしまう。

このように、従来のダイバーシティ受信装置においては、ブランチ間で受信レベルの差が大きいときには、受信特性が劣化することがあった。
本発明の課題は、ダイバーシティ受信を行う受信装置において、受信特性の向上を図ることである。

例えば、複数のアンテナのそれぞれで受信した信号について、受信レベルをある所定レベルに近づける利得制御を行った後に受信信号を合成するダイバーシティ受信を行う受信装置において、前記複数のアンテナのそれぞれについて、雑音信号のレベルをそれぞれ測定する測定手段と、前記測定手段により測定された各雑音信号のレベルを同じレベルに近づけるのに要する係数を前記複数のアンテナ対応に求める係数算出手段と、前記利得制御後であって、前記合成が行われる前の各受信信号について、前記係数算出手段で求めた前記係数をそれぞれ乗ずる乗算手段と、を備える受信装置を用いる。

上記構成の受信装置においては、アンテナ毎に利得制御された受信信号に対して、雑音レベルを同じレベルに近づけるための係数がそれぞれ乗算される。
受信信号がＯＦＤＭ信号である場合は、前記測定手段は、雑音信号のレベルとして、前記ＯＦＤＭ信号のガードサブキャリアの受信レベルを測定するようにしてもよい。

前記係数算出手段は、各アンテナの受信信号の雑音の最小値と、各アンテナの受信信号の雑音との比に基づいて、それぞれ、各アンテナに対応する前記係数を算出するようにしてもよい。

ダイバーシティ受信を行う受信装置の受信特性の向上を図ることができる。

受信装置は、複数のアンテナのそれぞれで受信した信号について、受信レベルをある所定レベルに近づける利得制御を行った後に受信信号を合成するダイバーシティ受信を行う受信装置において、前記複数のアンテナのそれぞれについて、雑音信号のレベルをそれぞれ測定する測定手段と、前記測定手段により測定された各雑音信号のレベルを同じレベルに近づけるのに要する係数を前記複数のアンテナ対応に求める係数算出手段と、前記利得制御後であって、前記合成が行われる前の各受信信号について、前記係数算出手段で求めた前記係数をそれぞれ乗ずる乗算手段と、を備える。

上記構成の受信装置においては、アンテナ毎に利得制御された受信信号に対して、雑音レベルを同じレベルに近づけるための係数がそれぞれ乗算される。この結果、係数が乗算された後の各受信信号の雑音のレベルは、ほぼ同じレベルになる。したがって、係数が乗算された後の受信信号を合成すれば、受信品質が向上する。

受信信号がＯＦＤＭ信号である場合は、前記測定手段は、雑音信号のレベルとして、前記ＯＦＤＭ信号のガードサブキャリアの受信レベルを測定するようにしてもよい。この構成によれば、雑音レベルを容易に測定できる。

前記係数算出手段は、各アンテナの受信信号の雑音の最小値と、各アンテナの受信信号の雑音との比に基づいて、それぞれ、各アンテナに対応する前記係数を算出するようにしてもよい。この構成によれば、各アンテナの雑音レベルを同じレベルに近づけるための係数を容易に算出できる。

図１は、本発明の実施形態のダイバーシティ受信装置の構成を示す図である。図１に示すダイバーシティ受信装置１００は、この実施例では、ＯＦＤＭ信号を受信する。ＯＦＤＭでは、周波数領域において互いに直交する複数のサブキャリアを利用してデータが伝送される。なお、ＯＦＤＭシステムの送信装置は、逆ＦＦＴにより、複数のサブキャリアを時間領域信号に変換して送信する。

ダイバーシティ受信装置１００は、この実施例では、２本のアンテナ１−１、１−２を備える構成であるが、アンテナの本数は特に限定されるものではなく、３本以上のアンテナを備える構成であってもよい。なお、以下の説明においては、各アンテナに対応する系列を「ブランチ」と呼ぶことがある。

ダイバーシティ受信装置１００は、アンテナ１−１、１−２に対して、それぞれ対応するブランチ回路を備えている。アンテナ１−１に対応するブランチ回路は、チューナ２−１、ＡＧＣ回路３−１、制御部４−１、Ａ／Ｄ変換器５−１、ダウンコンバージョン部６−１、ＦＦＴ７−１部を備える。同様に、アンテナ１−２に対応するブランチ回路は、チューナ２−２、ＡＧＣ回路３−２、制御部４−２、Ａ／Ｄ変換器５−２、ダウンコンバージョン部６−２、およびＦＦＴ部７−２を備える。

チューナ２−１は、指定された周波数帯を選択し、その選択した周波数帯について周波数変換を行う。この実施例では、無線搬送波周波数から中間周波数に変換される。チューナ２−１により得られる受信信号は、ＡＧＣ回路３−１に与えられる。

ＡＧＣ回路３−１は、増幅器を含んで構成され、制御部４−１の制御に従って受信信号を増幅する。このとき、制御部４−１は、ＡＧＣ回路３−１の出力信号をモニタし、その信号のレベル（すなわち、振幅または電力）が所定のレベルに近づくように、ＡＧＣ回路３−１のゲインを制御する。「所定のレベル」は、Ａ／Ｄ変換器５−１にとって適切な入力レベルである。たとえば、フェージング等の影響で受信信号レベルが低いときは、制御部４−１は、大きなゲインで受信信号を増幅するようにＡＧＣ回路３−１を制御する。また、Ａ／Ｄ変換器５−１への入力信号がその許容入力レベルを超えているときは、制御部４−１は、ＡＧＣ回路３−１のゲインを小さくする。

Ａ／Ｄ変換器５−１は、所定のビット数で、ＡＧＣ回路３−１により増幅された信号をデジタルデータに変換する。なお、Ａ／Ｄ変換器５−１のビット数は、たとえば、許容可能な量子化誤差、コスト、消費電力等により選択される。ダウンコンバージョン部６−１は、デジタルデータにより表される中間周波数領域の信号を、ベースバンド信号に変換する。

ＦＦＴ部７−１は、高速フーリエ変換により、ベースバンド信号としてのデジタルデータを周波数領域信号に変換する。すなわち、ＦＦＴ部７−１により、サブキャリア周波数毎に複素デジタルデータが出力される。このフーリエ変換により、複数のサブキャリア信号が得られる。

図２は、ＯＦＤＭ信号のスペクトラムを示す図である。ＯＦＤＭ伝送システムでは、この実施例では、ＯＦＤＭにより伝送される各チャネルに対して周波数帯域幅Ｆsが割り当てられる。そして、周波数帯域幅Ｆsに複数のサブキャリアが配置される。有効サブキャリアは、信号（データ信号およびパイロット信号など）を伝送するために使用される。また、有効サブキャリアの両側には、隣接チャネルとの間の干渉を低減するために、ガードサブキャリアが配置されている。図２に示す例では、有効サブキャリアの高域側および低域側にそれぞれ４つのガードサブキャリアが配置されている。ガードサブキャリアは、未
使用のサブキャリアであって、信号を伝送しない。よって、ガードサブキャリアの受信成分は、実質的に、伝送路上で発生する雑音成分（主に、白色雑音）に相当する。なお、伝送路上で発生する雑音は、有効サブキャリアおよびガードサブキャリアにおいてほぼ均等に発生する。

このように、アンテナ１−１に対応するブランチ回路は、アンテナ１−１を利用して受信する信号を増幅した後に周波数領域信号に変換する。これにより、複数のサブキャリア信号が再生される。なお、アンテナ１−２に対応するブランチ回路の構成および動作は、基本的に、アンテナ１−１に対応するブランチ回路と同じである。したがって、アンテナ１−２を利用して受信した信号から、複数のサブキャリア信号が再生される。

信号電力補正部２０は、各ブランチにおいて再生されるサブキャリア信号のレベル（実施例では、電力）を補正する。このとき、信号電力補正部２０は、各ブランチの雑音レベルが互いに同じになるように、各ブランチの信号の電力をそれぞれ補正する。或いは、信号電力補正部２０は、各ブランチが備えるＡＧＣ回路のゲインを相殺するように、各ブランチの信号の電力をそれぞれ補正するようにしてもよい。信号電力補正部２０の構成および動作については後で詳しく説明する。

パイロット補間部８−１には、ＦＦＴ部７−１により再生される複数のサブキャリア信号（信号電力補正部２０により補正された複数のサブキャリア信号）に含まれているパイロットサブキャリアが与えられる。パイロットサブキャリアは、パイロット信号を伝送するために使用される。そして、パイロット信号は、受信装置にとって既知の信号である。よって、受信装置は、再生されたパイロットサブキャリアから、そのパイロットサブキャリアについての伝送路応答値を算出することができる。ここで、伝送路応答値は、無線伝送路上で信号が受ける歪み成分（すなわち、位相および振幅の変化量）に相当する。

パイロット補間部８−１は、さらに、パイロット信号またはその伝送路応答値を、時間方向および周波数方向に補間する。これにより、他のサブキャリアについての伝送路応答値（正しくは、伝送路応答の推定値）が得られる。すなわち、アンテナ１−１の受信信号から得られるすべてのサブキャリアについての伝送路応答値が得られる。

なお、パイロット補間部８−２の構成および動作は、基本的に、パイロット補間部８−１と同じである。すなわち、パイロット補間部８−２により、アンテナ１−２の受信信号から得られるすべてのサブキャリアについての伝送路応答値が得られる。

合成回路９は、各ブランチから得られる各サブキャリア信号に対して同期復調を行う。すなわち、各ブランチから得られる各サブキャリア信号は、パイロット補間部８−１、８−２により得られる伝送路応答値を用いて等化（位相および振幅の補償）される。また、合成回路９は、サブキャリア毎に、最大比合成を行う。すなわち、サブキャリア毎に、受信信号の電力比に基づいて、それらの受信信号が合成される。なお、合成回路９による最大比合成は、公知の技術を利用することができるので、詳しい説明は省略する。そして、誤り訂正回路１０は、合成回路９により得られるデータの誤りを訂正する。

上記構成のダイバーシティ受信装置１００において、制御部４−１、４−２は、互いに独立して対応するＡＧＣ回路３−１、３−２のゲインを制御する。この実施例では、制御部４−１、４−２は、ＡＧＣ回路３−１、３−２の出力信号のレベルが、それぞれ、Ａ／Ｄ変換器５−１、５−２に適したレベルに近づくように、ＡＧＣ回路３−１、３−２のゲインを制御する。したがって、アンテナ１−１、１−２の受信レベルが互いに異なっていれば、それに応じてＡＧＣ回路３−１、３−２のゲインも互いに異なることとなる。

図３は、ＡＧＣ回路３−１、３−２による増幅について説明する図である。図３（ａ）は、ＡＧＣ回路３−１、３−２の入力信号のスペクトラムを示す。ここでは、アンテナ１−１のＳ／Ｎ比は、アンテナ１−２よりも良好であるものとする。

ＡＧＣ回路３−１の入力信号（すなわち、アンテナ１−１の受信信号）の信号成分は「Ｓ1a」である。一方、ＡＧＣ回路３−２の入力信号（すなわち、アンテナ１−２の受信信号）の信号成分は「Ｓ2a」である。すなわち、アンテナ１−１の受信レベルは、アンテナ１−２の受信レベルよりも高い。また、ＡＧＣ回路３−１の入力信号の雑音レベルは「N1a」であり、ＡＧＣ回路３−２の入力信号の雑音レベルは「N2a」である。雑音レベルは、基本的に、受信アンテナに依存することなくほぼ一定である。図３に示す例においては「Ｎ1a＝N2a」である。

図３（ｂ）は、ＡＧＣ回路３−１、３−２により増幅された信号のスペクトラムを示す。ＡＧＣ回路３−１により増幅された信号成分は「Ｓ1b」であり、ＡＧＣ回路３−２により増幅された信号成分は「Ｓ2b」である。ここで、実施形態のダイバーシティ受信装置１００においては、信号成分Ｓ1b、Ｓ2bは、Ａ／Ｄ変換器５−１、５−２に適した所定のレベルに制御される。すなわち、Ａ／Ｄ変換器５−１、５−２が互いに同じ構成であるものとすると、信号成分Ｓ1b、Ｓ2bは互いに同じレベルに制御される（Ｓa2＝Ｓb2）。このとき、ＡＧＣ回路３−２のゲインは、ＡＧＣ回路３−１のゲインよりも大きな値に制御される。

ＡＧＣ回路３−１、３−２においては、信号成分だけでなく雑音成分もあわせて増幅される。すなわち、図３に示す例では、アンテナ１−２の雑音成分は、アンテナ１−１の雑音成分よりも大きなゲインで増幅される。この結果、ＡＧＣ回路３−２によって増幅されることにより得られる雑音成分Ｎ2bは、ＡＧＣ回路３−１によって増幅されることにより得られる雑音成分Ｎ1bよりも大きくなる（Ｎ1b＜Ｎ2b）。

このように、実施形態のダイバーシティ受信装置１００においては、各ブランチのＡＧＣ回路が互いに独立して制御される。このため、各アンテナの受信レベルが互いに異なっているときは、ＡＧＣ回路を用いて各ブランチの信号成分レベルを互いに同じレベルに制御すると、各ブランチの雑音レベルが互いに異なることとなる。

図４は、信号電力補正部２０の構成を示す図である。ここでは、ダイバーシティ受信装置１００は、ｎ本のアンテナを備えているものとする。なお、信号電力補正部２０には、各ブランチのＦＦＴ部（図１に示す例では、ＦＦＴ部７−１、７−２）の出力信号が与えられる。各ＦＦＴ部の出力信号は、上述したように、複数のサブキャリア信号である。すなわち、信号電力補正部２０には、各ブランチからそれぞれ複数のサブキャリア信号が入力される。

信号電力補正部２０は、補正係数算出部２１および補正演算部２２を備える。補正係数算出部２１は、各サブキャリア信号の電力を補正するための補正係数を算出する。補正係数は、ブランチ毎に（すなわち、アンテナ対応に）算出される。そして、補正演算部２２は、補正係数算出部２１により算出される補正係数を利用して、各サブキャリア信号の電力を補正する。

図５は、補正係数算出部２１の構成を示す図である。補正係数算出部２１は、雑音レベル測定部２３−１〜２３−ｎ、最小値検出部２４、係数算出部２５−１〜２５−ｎを備える。

雑音レベル測定部２３−１〜２３−ｎは、それぞれ、対応するブランチの雑音レベルを
測定する。例えば、図１に示すダイバーシティ受信装置１００においては、２本のアンテナ１−１、１−２を備える構成なので、２つの雑音レベル測定部が設けられる。雑音レベルを測定する方法は、特に限定されるものではないが、この実施例では、ＯＦＤＭ信号内のガードサブキャリアを使用して雑音レベルが測定される。ガードサブキャリアは、図２を参照しながら説明したように、未使用のサブチャネルであり、雑音成分（主に、白色雑音）のみを含んでいる。また、伝送路上で発生する雑音は、有効サブキャリアおよびガードサブキャリアにおいてほぼ均等に発生する。したがって、ブランチ毎にガードサブキャリアの受信成分を測定することにより、各ブランチの雑音レベルを推定できる。そして、雑音レベル測定部２３−１〜２３−ｎにより、それぞれ、対応するブランチの雑音レベルＮ1〜Ｎnが得られる。

最小値検出部２４は、雑音レベル測定部２３−１〜２３−ｎによってそれぞれ測定された各ブランチの雑音レベルＮ1〜Ｎnから、その最小値Ｎminを検出する。
係数算出部２５−１〜２５−ｎは、各ブランチの雑音レベルＮ1〜Ｎnおよびその最小値Ｎminから、各ブランチの補正係数α₁〜α_nを生成する。この実施例では、ブランチｉの補正係数α_iは、「Ｎmin／Ｎi」により得られる。この場合、補正係数α₁〜α_nは、常に、１を超えることはない。したがって、係数算出部２５−１〜２５−ｎを固定小数点演算回路で実現しても、オーバフローが発生することはない。

図６は、補正演算部２２の構成を示す図である。補正演算部２２は、この実施例では、乗算器２６−１〜２６−ｎから構成される。乗算器２６−１〜２６−ｎは、ブランチ１〜ｎに対してそれぞれ設けられる。そして、乗算器２６−１〜２６−ｎは、それぞれ、対応するＦＦＴ部により得られるサブキャリア信号（有効サブキャリアおよびガードサブキャリアを含む）に、対応する補正係数を乗算する。例えば、乗算器２６−１は、ＦＦＴ部７−１により得られるブランチ１の複数のサブキャリア信号に、それぞれ補正係数α₁を乗算する。これにより、ブランチ１において、補正された（あるいは、正規化された）複数のサブキャリア信号が得られる。乗算器２６−２〜２６−ｎにおいても同様の補正が行われる。

なお、ＦＦＴ部により得られるサブキャリア信号は、時系列に生成される複素デジタルデータである。この複素デジタルデータの実数部および虚数部は、それぞれ例えば、Ｉ成分データおよびＱ成分データに相当する。この場合、信号電力補正部２０は、図７（ａ）に示すように、サブキャリア信号のＩ成分およびＱ成分のそれぞれを補正する。また、補正演算部２２の乗算器２６−１〜２６−２は、図７（ｂ）に示すように、それぞれ、サブキャリア信号のＩ成分データおよびＱ成分データに対して補正係数を乗算する。

次に、雑音レベルの測定について詳しく説明する。以下の説明では、雑音は、白色雑音であり、下式のガウス分布に従うものとする。なお、「Ｅ」は、平均値（または、期待値）を算出するための関数である。また、「σ」は、標準偏差を意味する。

すなわち、変数ｘの平均値はゼロである。

ここで、雑音成分ｗを複素数「ｘ＋ｊｙ」で表すものとする。そうすると、雑音成分ｗの絶対値の平均値は、下式で表される。なお、雑音成分ｗの絶対値の平均値は、雑音レベルであり、「σ_z」と定義する。

このように、雑音レベルは、実数部の絶対値と虚数部の絶対値との和の平均値を計算することによって得ることができる。実施形態においては、ガードサブキャリアを表す複素デジタルデータの実数部の絶対値と虚数部の絶対値との和の平均値から、雑音レベルが算出される。

なお、各ブランチの雑音レベルは、より一般的には、下式で表すことができる。なお、「r_k(n，f_i)」は、ブランチｋ、シンボル番号ｎ、サブキャリア番号ｉ（周波数ｆ_i）におけるサブキャリア信号である。また、「Ｎ」は、測定対象のサブキャリアの数（実施例では、ガードサブキャリアの数）である。さらに、「Index Set For Measure」は、測定対象のサブキャリアインデックスの集合である。

図８は、補正係数算出部２１の実施例である。ここでは、ダイバーシティ受信装置１００は、２本のアンテナ１−１、１−２を備えるものとする。また、ＦＦＴ部７−１から出力されるサブキャリア信号は、複素デジタルデータ「Ｉ(1)＋jＱ(1)」で表され、ＦＦＴ部７−２から出力されるサブキャリア信号は、複素デジタルデータ「Ｉ(2)＋jＱ(2)」で表されるものとする。

絶対値算出部４１、４２は、それぞれ、ブランチ１のガードサブキャリアを表す複素デジタルデータの実数部および虚数部の絶対値を算出する。加算器４３は、絶対値算出部４
１、４２により得られる絶対値を加算する。なお、雑音レベルを測定するために複数のガードサブキャリアを使用する場合には、各ガードサブキャリアについて、順番にまたは並列に、上記演算が実行される。加算器４４およびレジスタ４５は、一定期間に渡って、加算器４３の出力値を累積的に加算する。なお、累積管理演算を行う期間は、例えば、雑音レベルの測定精度に応じて設定される。この構成により、一定期間毎に、ブランチ１の雑音レベルＮ1が算出される。

絶対値算出部５１、５２、加算器５３、５４、レジスタ５５の構成および動作は、基本的に、絶対値算出部４１、４２、加算器４３、４４、レジスタ４５と同じである。すなわち、ブランチ２のガードサブキャリアを表す複素デジタルデータが入力され、ブランチ２の雑音レベルＮ2が算出される。

最小値検出部２４は、ブランチ１、２の雑音レベルのうちの最小値を検出する。このとき、例えば、ブランチ１の雑音レベルＮ1よりも、ブランチ２の雑音レベルＮ2の方が大きければ、最小値Ｎminとして「Ｎ1」が出力される。

係数算出部２５−１は、最小値Ｎminを雑音レベルＮ1で割り算することにより、ブランチ１の補正係数α₁を算出する。同様に、係数算出部２５−２は、最小値Ｎminを雑音レベルＮ2で割り算することにより、ブランチ２の補正係数α₂を算出する。

図９は、信号電力補正部２０による補正を説明する図である。図９（ａ）は、信号電力補正部２０による補正前の信号のスペクトラムであり、ブランチ１のＦＦＴ部７−１の出力信号、およびブランチ２のＦＦＴ部７−２の出力信号を示している。ここで、ブランチ１の雑音レベルＮ1bは、ブランチ２の雑音レベルＮ2bよりも小さい。すなわち、最小値検出部２４により、最小値Ｎminとして「Ｎ1b」が得られる。

図９（ｂ）は、信号電力補正部２０によって補正された信号のスペクトラムを示している。ブランチ１のサブキャリア信号に対しては、補正係数α1が乗算され、ブランチ２のサブキャリア信号に対しては、補正係数α2が乗算される。ここで、Ｎmin＝Ｎ1bである。よって、補正係数α1、α2は、以下の通りである。
α1＝Ｎmin／Ｎ1b＝Ｎ1b／Ｎ1b＝１
α2＝Ｎmin／Ｎ2b＝Ｎ1b／Ｎ2b（＜１）
したがって、この実施例では、補正後のブランチ１の雑音レベルＮ1c、及びブランチ２の雑音レベルＮ2cは、下記の通りである。
Ｎ1c＝Ｎ1b×α1＝Ｎ1b
Ｎ2c＝Ｎ2b×α2＝Ｎ1b
このように、信号電力補正部２０により補正された後は、ブランチ１、２の雑音レベルは互いに同じになる。換言すれば、各ブランチの補正係数は、補正後の雑音レベルが互いに同じになるように決定される。そして、各ブランチのサブキャリア信号は、それぞれ、信号電力補正部２０により補正された後、合成回路９に導かれる。

合成回路９は、上述したように、信号電力補正部２０により補正された各ブランチのサブキャリア信号を、サブキャリア毎に合成する。信号の合成は、信号電力を重みとする最大比合成である。たとえば、図９（ｂ）に示す例において、ブランチ１の第１サブキャリアの電力が「Ｓ1c」であり、ブランチ２の同じサブキャリアの電力が「Ｓ2c」であるときは、ブランチ１、２の第１サブキャリア信号は、「Ｓ1c：Ｓ2c」の比率で合成される。ここで、信号電力補正部２０により補正された信号の雑音レベルＮは、ブランチ１、２において互いに同じである。そうすると、ブランチ１、２の信号を「Ｓ1c：Ｓ2c」の比率で合成することは、ブランチ１、２の信号を「Ｓ1c／Ｎ：Ｓ2c／Ｎ」の比率で合成することと等価である。すなわち、実施形態のダイバーシティ受信装置においては、各サブキャリア
信号の品質をそれぞれ検出することなく、ブランチ１、２の受信信号をその信号品質（すなわち、Ｓ／Ｎ比）を重みとして合成することができる。したがって、実施形態のダイバーシティ受信装置によれば、簡単な構成で受信品質を向上させることができる。

以上の各実施例を含む実施形態に関し、さらに以下の付記を開示する。
（付記１）
複数のアンテナのそれぞれで受信した信号について、受信レベルをある所定レベルに近づける利得制御を行った後に受信信号を合成するダイバーシティ受信を行う受信装置において、
前記複数のアンテナのそれぞれについて、雑音信号のレベルをそれぞれ測定する測定手段と、
前記測定手段により測定された各雑音信号のレベルを同じレベルに近づけるのに要する係数を前記複数のアンテナ対応に求める係数算出手段と、
前記利得制御後であって、前記合成が行われる前の各受信信号について、前記係数算出手段で求めた前記係数をそれぞれ乗ずる乗算手段と、
を備えたことを特徴とする受信装置。
（付記２）
付記１に記載の受信装置であって、
受信信号は、ＯＦＤＭ信号であり、
前記測定手段は、雑音信号のレベルとして、前記ＯＦＤＭ信号のガードサブキャリアの受信レベルを測定する
ことを特徴とする受信装置。
（付記３）
付記１に記載の受信装置であって、
前記係数算出手段は、各アンテナの受信信号の雑音の最小値と、各アンテナの受信信号の雑音との比に基づいて、それぞれ、各アンテナに対応する前記係数を算出する
ことを特徴とする受信装置。
（付記４）
複数のアンテナのそれぞれで受信した信号について、受信レベルをある所定レベルに近づける利得制御を行った後に受信信号を合成するダイバーシティ受信を行う受信方法において、
前記複数のアンテナのそれぞれについて、雑音信号のレベルをそれぞれ測定し、
前記測定された各雑音信号のレベルを同じレベルに近づけるのに要する係数を前記複数のアンテナ対応に求め、
前記利得制御後であって、前記合成が行われる前の各受信信号について、前記係数をそれぞれ乗ずる、
ことを特徴とする受信方法。
（付記５）
付記４に記載の受信方法であって、
受信信号は、ＯＦＤＭ信号であり、
雑音信号のレベルとして、前記ＯＦＤＭ信号のガードサブキャリアの受信レベルを測定する
ことを特徴とする受信方法。
（付記６）
付記４に記載の受信方法であって、
各アンテナの受信信号の雑音の最小値と、各アンテナの受信信号の雑音との比に基づいて、それぞれ、各アンテナに対応する前記係数を算出する
ことを特徴とする受信方法。
（付記７）
複数のアンテナを用いてＯＦＤＭ信号を受信するダイバーシティ受信装置において、
前記複数のアンテナのそれぞれに対して設けられる複数のブランチ回路と、
前記複数のブランチ回路によりそれぞれ得られるサブキャリア信号の電力を補正する補正手段と、
前記補正手段により補正されたサブキャリア信号を、補正された電力の比に応じて合成する合成手段と、を備え、
前記ブランチ回路は、それぞれ、
受信信号を増幅する増幅器と、
前記増幅器により増幅された信号をデジタルデータに変換するＡ／Ｄ変換器と、
前記デジタルデータを周波数領域信号に変換することによりサブキャリア信号を生成する変換手段と、を備え、
前記補正手段は、
各ブランチ回路の出力信号の雑音レベルをそれぞれ測定する測定手段と、
各ブランチの雑音レベルを互いに同じレベルに近づけるための補正係数を生成する補正係数生成手段と、
各ブランチ回路の出力信号にそれぞれ対応する補正係数を乗算する乗算手段と、を備える
ことを特徴とするダイバーシティ受信装置。

実施形態のダイバーシティ受信装置の構成を示す図である。 ＯＦＤＭ信号のスペクトラムを示す図である。 ＡＧＣ回路による増幅について説明する図である。 信号電力補正部の構成を示す図である。 補正係数算出部の構成を示す図である。 補正演算部の構成を示す図である。 複素デジタルデータを処理する構成を示す図である。 補正係数算出部の実施例である。 信号電力補正部による補正を説明する図である。 ダイバーシティ受信装置の一般的な構成を示す図である。

符号の説明

１−１、１−２ アンテナ
２−１、２−２ チューナ
３−１、３−２ ＡＧＣ回路
４−１、４−２ 制御部
５−１、５−２ Ａ／Ｄ変換器
６−１、６−２ ダウンコンバージョン部
７−１、７−２ ＦＦＴ部
８−１、８−２ パイロット補間部
９ 合成回路
１０ 誤り訂正回路
２０ 信号電力補正部
２１ 補正係数算出部
２２ 補正演算部
２３−１〜２３−ｎ 雑音レベル測定部
２４ 最小値検出部
２５−１〜２５−ｎ 係数算出部
２６−１〜２６−ｎ 乗算器
４１、４２、５１、５２ 絶対値算出部
４３、４４、５３、５４ 加算器
４５、５５ レジスタ
１００ ダイバーシティ受信装置

Claims (5)

1. 複数のアンテナのそれぞれで受信した信号について、受信レベルをある所定レベルに近づける利得制御を行った後に受信信号を合成するダイバーシティ受信を行う受信装置において、
   前記複数のアンテナのそれぞれについて、雑音信号のレベルをそれぞれ測定する測定手段と、
   前記測定手段により測定された各雑音信号のレベルを同じレベルに近づけるのに要する係数を前記複数のアンテナ対応に求める係数算出手段と、
   前記利得制御後であって、前記合成が行われる前の各受信信号について、前記係数算出手段で求めた前記係数をそれぞれ乗ずる乗算手段と、
   を備えたことを特徴とする受信装置。
2. 請求項１に記載の受信装置であって、
   受信信号は、ＯＦＤＭ信号であり、
   前記測定手段は、雑音信号のレベルとして、前記ＯＦＤＭ信号のガードサブキャリアの受信レベルを測定する
   ことを特徴とする受信装置。
3. 請求項１に記載の受信装置であって、
   前記係数算出手段は、各アンテナの受信信号の雑音の最小値と、各アンテナの受信信号の雑音との比に基づいて、それぞれ、各アンテナに対応する前記係数を算出する
   ことを特徴とする受信装置。
4. 複数のアンテナのそれぞれで受信した信号について、受信レベルをある所定レベルに近づける利得制御を行った後に受信信号を合成するダイバーシティ受信を行う受信方法において、
   前記複数のアンテナのそれぞれについて、雑音信号のレベルをそれぞれ測定し、
   前記測定された各雑音信号のレベルを同じレベルに近づけるのに要する係数を前記複数のアンテナ対応に求め、
   前記利得制御後であって、前記合成が行われる前の各受信信号について、前記係数をそれぞれ乗ずる、
   ことを特徴とする受信方法。
5. 複数のアンテナを用いてＯＦＤＭ信号を受信するダイバーシティ受信装置において、
   前記複数のアンテナのそれぞれに対して設けられる複数のブランチ回路と、
   前記複数のブランチ回路によりそれぞれ得られるサブキャリア信号の電力を補正する補正手段と、
   前記補正手段により補正されたサブキャリア信号を、補正された電力の比に応じて合成する合成手段と、を備え、
   前記ブランチ回路は、それぞれ、
   受信信号を増幅する増幅器と、
   前記増幅器により増幅された信号をデジタルデータに変換するＡ／Ｄ変換器と、
   前記デジタルデータを周波数領域信号に変換することによりサブキャリア信号を生成する変換手段と、を備え、
   前記補正手段は、
   各ブランチ回路の出力信号の雑音レベルをそれぞれ測定する測定手段と、
   各ブランチの雑音レベルを互いに同じレベルに近づけるための補正係数を生成する補正係数生成手段と、
   各ブランチ回路の出力信号にそれぞれ対応する補正係数を乗算する乗算手段と、を備
   える
   ことを特徴とするダイバーシティ受信装置。

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