JP4364820B2 - Ｏｆｄｍダイバーシティ受信装置 - Google Patents

Description

本発明はＯＦＤＭ受信装置に関する。詳しくは、複数のアンテナを利用してＯＦＤＭ送信信号を受信するダイバーシティ受信技術に関する。

日本の地上波デジタルテレビ放送では、伝送方式としてＯＦＤＭ（直交周波数分割多重；Orthogonal Frequency Division Multiplexing）方式が採用されている。ＯＦＤＭ方式は、送信信号を複数の搬送波に分割して送信するマルチキャリア伝送方式の１つであり、マルチパス伝送路の周波数選択性フェ−ジングに強い、各サブチャネルのスペクトルが密に配置でき、周波数利用効率が高い、などの利点がある。

また、日本の規格では、６ＭＨｚ〜８ＭＨｚの帯域幅をもつシンボル信号のスペクトラムを複数の階層に分割して伝送するという、所謂「階層伝送」が可能である。また、ＯＦＤＭ受信装置においては、これら複数の階層の中から一部の階層のみを部分的に抽出して受信する「部分受信」という受信形態も行われる。そして、移動通信端末や携帯通信端末においては、これら複数の階層の中で１セグメントのみかなる階層を受信する「１セグメント方式」の受信形態も行われている。

一方、ＯＦＤＭ方式を採用した車載用受信装置などにおいて、デジタル放送を移動受信する場合には、受信信号の品質向上を図るためダイバーシティ受信が行われる。このダイバーシティ受信された複数のブランチの信号を合成するアルゴリズムとして最大比合成（ＭＲＣ：Maximum ratio combining）法がある。

そして、最近では、上記のようにダイバーシティ受信を行う車載用受信装置においても、１セグメント方式の受信形態の需要が生じている。また、従来空間ダイバーシティ性が乏しいと考えられていた携帯通信端末においても、新しいアンテナの開発により空間ダイバーシティ性を持つことが可能となっている。このような理由から空間ダイバーシティ性を利用した高性能の１セグメント方式受信アルゴリズムの需要が高まっている。

ＭＲＣ法は各ブランチのサブキャリアごとの伝送路伝達関数のパワーに基づいて、各ブランチのサブキャリアへの重み付け係数を決定し、重み付けられたサブキャリアごとの信号を合成する方法である。ＭＲＣ法は、ブランチの伝送路応答（伝達関数）の振幅が大きい＝そのブランチのＣ／Ｎ比（Carrier to Noise ratio）が良いという前提で信号を合成する方法である。

具体的に従来のＭＲＣ法による合成方法を説明する。ＦＦＴ演算されたｐ番目のブランチのｉ番目のシンボルのｋ番目のサブキャリア信号を、Ｘ_p(i,k)と表す。そして、各信号Ｘ_p(i,k)に対しては、それぞれ重み付け係数Ｗ_p(i,k)が算出され、各信号Ｘ_p(i,k)に重み付け係数Ｗ_p(i,k)が乗算されて合成される。

この重み付け係数Ｗ_p(i,k)は数１式で表される。数１式中、Ｈ_p(i,k)は、ｐ番目のブランチのｉ番目のシンボルのｋ番目のサブキャリアの伝送路応答であり、Ｈ_p ^*(i,k)は、その複素共役を表す。また、Ｎはブランチの総数である。

また、重み付け係数Ｗ_p(i,k)が乗算された各ブランチの信号を合成した合成信号、つまり、ｉ番目のシンボルのｋ番目のサブキャリア合成信号をＹ(i,k)とすると、Ｙ(i,k)は、数２式で表される。ここで、Ｓ(i,k)×Ｈ_m（i,k）＝Ｘ_m(i,k)より、数２式が成立することが分かる。Ｓ(i,k)は受信信号Ｘ(i,k)に含まれる希望信号である。つまり、合成信号Ｙ(i,k)＝Ｓ(i,k)であり、希望信号Ｓ(i,k)は完全に復元される。

数１式で表されるように、重み付け係数Ｗ_p(i,k)は、伝送路応答Ｈの振幅に依存している。つまり、伝送路応答Ｈの振幅の大きい信号に大きな重み付け係数Ｗを乗算し、そのブランチの信号が強調されるのである。しかし、実際には、伝送路応答Ｈの振幅が大きい場合であっても、当該ブランチの信号が強いあるいは当該ブランチのＣ／Ｎ比が良いとは限らない場合がある。

例えば、あるブランチの信号のＣ／Ｎ比が悪く、振幅も小さいが、受信するときにＡＧＣ(automatically gain control)の働きで、振幅が大きくなり、伝送路応答Ｈの振幅も大きくなる場合がある。このような場合、従来のＭＲＣ法で合成すると、Ｃ／Ｎ比の良いブランチがＣ／Ｎ比の悪いブランチに足を引っ張られ、合成後のＣ／Ｎ比が悪くなる。

実際に車載用受信装置で１３セグメントＯＦＤＭ信号をダイバーシティ受信し、ＭＲＣ法により受信信号を合成する実験を行った場合、合成するブランチ信号のＣ／Ｎ比に大きな差があると、ダイバーシティ合成後のＢＥＲ(bit error rate)が、Ｃ／Ｎ比のよいブランチでシングル受信した場合のＢＥＲより悪いという問題が発生した。

移動受信の場合、アンテナの位置によって、Ｃ／Ｎ比が大きく変わる場合があるので、その場合はＭＲＣ合成ブランチのＣ／Ｎ比に大きな差が出る。ＭＲＣ合成アルゴリズムでは合成するブランチのＣ／Ｎに大差がないという仮定で開発されたアルゴリズムなので、ブランチのＣ／Ｎに大差がある場合には対応し切れないのである。

そこで、未だ公知となっていない技術であるが、本願出願人によって出願された特願２００４−２５９６３４号においては、Ｃ／Ｎ比に基づいて各ブランチ信号に重み付けを行った上で信号合成を行う方法が提案されている。しかし、この方法は、１３セグメント方式のＯＦＤＭ受信装置において適用可能な方法であり、１セグメント方式には向いていない。

図６は、ＯＦＤＮシンボル信号のスペクトルを示す図である。図中、横軸は周波数ｆ、縦軸は信号強度を示している。図に示すように、１シンボルのＯＦＤＭ信号の中に、無信号区間がある。モード３では、１シンボルに８１９２本のサブキャリアがあり、その中で、５６１７本は、データ信号（ここで言うデータ信号には、実データのほかに、ＳＰ(Scattered pilot)信号などのパイロット信号やＡＣ(Auxiliary Channel)信号などの制御信号も含まれる。）が搬送されるキャリアであり、残り２５７５本は、送信装置側でＩＦＦＴ変換する際に、ゼロ埋めされたダミーデータが搬送されるキャリアである。図２は、１シンボルの信号中、中央の２５７５本のサブキャリアはダミーデータを搬送するキャリアであり、両端に合わせて５６１７本のデータ信号搬送用のサブキャリアが存在することを示している。

ＯＦＤＭ送信装置においてデータ信号およびダミーデータ信号が埋められたＯＦＤＭ信号は、伝送路を経て受信装置において受信され、再びＦＦＴ演算され復調される。したがって、ダミーデータ信号が埋められたサブキャリアの復調された信号は、純粋なノイズ信号である。

そして、１３セグメント方式のＯＦＤＭ受信装置では、図に示すような周波数帯域Ｆａをカバーするフィルタが用いられる。したがって、１３セグメント方式では、ゼロ埋めされたキャリアの信号も一部受信することとなる。そこで、特願２００４−２５９６３４号においては、このゼロ埋めされたキャリアの信号をノイズ信号として利用してＣ／Ｎ比を算出し、このＣ／Ｎ比に基づいて各ブランチの重み付け係数を決定するようにしているのである。

しかし、１セグメント方式のＯＦＤＭ受信装置では、図に示すような周波数帯域Ｆｂをカバーするフィルタが用いられる。したがって、１セグメント方式では、ゼロ埋めされたキャリアの信号を受信することができない。このため、１セグメント方式では、特願２００４−２５９６３４号で提案されている方法を利用することができない。

そこで、本発明は前記問題点に鑑み、１セグメント方式のＯＦＤＭ受信装置においても、受信環境に適応性の強いダイバーシティ受信が可能であり、安定的な受信品質が得られる受信装置を提供することを課題とする。

上記課題を解決するため、請求項１記載の発明は、ＯＦＤＭ方式の伝送信号をダイバーシティ受信する複数のアンテナと、前記複数のアンテナにより受信された各ブランチの信号をそれぞれＦＦＴ演算する手段と、前記ＦＦＴ演算後の各ブランチの信号についてＣ／Ｎ比を算出するＣ／Ｎ演算手段と、各ブランチについて算出されたＣ／Ｎ比の相対比に基づいて各ブランチの第１の重み付け係数を算出する手段と、各ブランチの伝送路応答を算出する手段と、前記ＦＦＴ演算後の各ブランチの信号に各第１の重み付け係数を乗算し、各ブランチの第１の重み付け信号を算出する手段と、各ブランチの伝送路応答に対して各第１の重み付け係数を乗算し、各ブランチの重み付け伝送路応答を算出する手段と、各重み付け伝送路応答と各第１の重み付け信号を用いてＭＲＣ合成を行う合成手段と、を備えることを特徴とする。

請求項２記載の発明は、請求項１に記載のＯＦＤＭダイバーシティ受信装置において、前記第１の重み付け係数を算出する手段は、前記相対比と各ブランチの第１の重み付け係数とを対応付けたテーブルを参照することにより、各ブランチのＣ／Ｎ比を第１の重み付け係数に変換して出力するルックアップテーブル、を含むことを特徴とする。

請求項３記載の発明は、請求項１または請求項２に記載のＯＦＤＭダイバーシティ受信装置において、さらに、前記ＦＦＴ演算後の各ブランチの信号に含まれるパイロット信号について周波数領域の伝送路伝達関数を算出する手段と、前記周波数領域の伝送路伝達関数をＩＦＦＴ変換し、時間領域の伝送路応答を算出する手段と、を備え、前記Ｃ／Ｎ演算手段は、前記周波数領域の伝送路伝達関数からノイズを含む信号の信号パワーを算出し、前記時間領域の伝送路応答からノイズパワーを算出し、前記信号パワーと前記ノイズパワーとからＣ／Ｎ比を算出することを特徴とする。

請求項４記載の発明は、請求項３に記載のＯＦＤＭダイバーシティ受信装置において、前記Ｃ／Ｎ演算手段は、前記時間領域の伝送路応答の中で信号強度が所定の閾値以下の信号をノイズに対応した信号であると判定し、前記所定の閾値以下の信号のパワーを前記ノイズパワーとして算出することを特徴とする。

請求項５記載の発明は、ＯＦＤＭ方式の伝送信号をダイバーシティ受信する複数のアンテナと、前記複数のアンテナにより受信された各ブランチの信号をそれぞれＦＦＴ演算する手段と、前記ＦＦＴ演算後の各ブランチの信号に含まれるパイロット信号を用いて、各ブランチの周波数領域の伝送路伝達関数を算出する手段と、各ブランチの周波数領域の伝送路伝達関数をＩＦＦＴ変換し、各ブランチの時間領域の伝送路応答を算出する手段と、各ブランチの周波数領域の伝送路伝達関数からノイズを含む信号の信号パワーを算出し、各ブランチの時間領域の伝送路応答からノイズパワーを算出し、前記信号パワーと前記ノイズパワーとから各ブランチのＣ／Ｎ比を算出するＣ／Ｎ演算手段と、各ブランチについて算出されたＣ／Ｎ比に基づいて各ブランチの第１の重み付け係数を算出する手段と、各ブランチの伝送路応答を算出する手段と、前記ＦＦＴ演算後の各ブランチの信号に各第１の重み付け係数を乗算し、各ブランチの第１の重み付け信号を算出する手段と、各ブランチの伝送路応答に対して各第１の重み付け係数を乗算し、各ブランチの重み付け伝送路応答を算出する手段と、各重み付け伝送路応答と各第１の重み付け信号を用いてＭＲＣ合成を行う合成手段と、を備えることを特徴とする。

請求項６記載の発明は、請求項５に記載のＯＦＤＭダイバーシティ受信装置において、前記Ｃ／Ｎ演算手段は、前記時間領域の伝送路応答の中で信号強度が所定の閾値以下の信号をノイズに対応した信号であると判定し、前記所定の閾値以下の信号のパワーを前記ノイズパワーとして算出することを特徴とする。

請求項７記載の発明は、請求項５または請求項６に記載のＯＦＤＭダイバーシティ受信装置において、前記第１の重み付け係数を算出する手段は、各ブランチについて算出されたＣ／Ｎ比の相対比に基づいて各ブランチの第１の重み付け係数を算出することを特徴とする。

請求項８記載の発明は、請求項７に記載のＯＦＤＭダイバーシティ受信装置において、前記第１の重み付け係数を算出する手段は、前記相対比と各ブランチの第１の重み付け係数とを対応付けたテーブルを参照することにより、各ブランチのＣ／Ｎ比を第１の重み付け係数に変換して出力するルックアップテーブル、を含むことを特徴とする。

請求項９記載の発明は、請求項１ないし請求項８のいずれかに記載のＯＦＤＭダイバーシティ受信装置において、さらに、前記Ｃ／Ｎ演算手段において算出された各ブランチのＣ／Ｎ比を複数のシンボルに亘って平均化し、平均Ｃ／Ｎ比を出力するスムージング手段、を備え、前記第１の重み付け係数を算出する手段は、各ブランチのＣ／Ｎ比として前記平均Ｃ／Ｎ比を用いて第１の重み付け係数を算出することを特徴とする。

請求項１０記載の発明は、請求項１ないし請求項９のいずれかに記載のＯＦＤＭダイバーシティ受信装置において、前記合成手段は、各重み付け伝送路応答の共役複素数値を、全てのブランチの重み付け伝送路応答の二乗和で除算することにより各ブランチの第２の重み付け係数を算出する手段と、各第１の重み付け信号に各第２の重み付け係数を乗算することにより、各ブランチの第２の重み付け信号を算出する手段と、各ブランチの第２の重み付け信号を加算することにより、合成受信信号を算出する手段と、を含むことを特徴とする。

本発明は、各ブランチの相対Ｃ／Ｎ比により各ブランチの重み付け係数を決定し、受信信号と伝送路応答に重み付けを行った上で、ＭＲＣ合成を行うので、Ｃ／Ｎ比の良いブランチの信号に大きな重み付けを割り当てて、あるいはＣ／Ｎ比の悪いブランチの信号に小さい重み付けを割り当てて合成信号を出力することが可能である。これにより、合成信号の品質が向上する。また、相対Ｃ／Ｎ比に基づいて重み付け係数を決定するので、絶対Ｃ／Ｎ比の信頼性が低い場合であっても、品質の高い合成信号を得ることが可能である。

また、本発明は、各ブランチの信号に含まれるパイロット信号から周波数領域の伝送路伝達関数と時間領域の伝送路応答とを算出する。そして、周波数領域の伝送路伝達関数から信号パワーを、時間領域の伝送路応答からノイズパワーを計算し、これらの値から求めたＣ／Ｎ比に基づいてＭＲＣ合成を行う。これにより、ゼロ埋めされたキャリア信号を受信できない場合であっても、Ｃ／Ｎ比の計算精度を向上させることが可能である。

以下、図面を参照しつつ本発明の第１の実施の形態について説明する。図１は、本発明の実施の形態に係るＯＦＤＭダイバーシティ受信装置ＤＲのブロック図である。

本実施の形態のダイバーシティ受信装置ＤＲは、ブランチ数２の受信装置である。つまり、２本のアンテナ１１₁,１１₂を備え、各アンテナ１１₁,１１₂から受信した２系統のブランチ信号をそれぞれ受信装置ＤＲ₁,ＤＲ₂で処理することにより、合成信号を出力する。

受信装置ＤＲ₁,ＤＲ₂の構成および処理内容について説明する。なお、受信装置ＤＲ₁,ＤＲ₂の構成は同様であるので、以下においては、各ブランチの構成および処理内容について共通の説明を行う。

アンテナ１１₁,１１₂から受信した信号は、それぞれ、フロントエンド処理部１２₁,１２₂で処理される。フロントエンド処理部１２₁,１２₂では、受信信号は、周波数変換やフィルタ処理が施された後、ＡＤ変換される。フロントエンド処理部１２₁,１２₂から出力された受信デジタル信号は、ＦＦＴ演算部１３₁,１３₂に入力される。ＦＦＴ演算部１３₁,１３₂では、時間領域のＯＦＤＭシンボル信号は、周波数領域のＯＦＤＭシンボル信号に変換される。ここで、出力された周波数領域の信号をＸ_p(i,k)で表す。ただし、ｐはブランチ番号（１or２の整数）であり、ｉはシンボル番号、ｋはサブキャリア番号である。なお、図中、信号Ｘや伝送路応答Ｈについては、ブランチ番号のみを付記し、ｉ、ｋなどの表記は省略している。ＦＦＴ演算後の信号Ｘ_p(i,k)は、乗算回路２１₁,２１₂に対して出力される。また、ＦＦＴ演算後の信号Ｘ_p(i,k)のうち、ＳＰ（Scattered Pilot）信号が、除算回路１４₁,１４₂に対して出力される。ＳＰ信号は、ＯＦＤＭ信号に埋め込まれたパイロット信号である。パイロット信号は、その埋め込まれるサブキャリア位置、振幅、位相が既知のＰＲＢＳ（Pseudo Random Binary Series）信号である。

除算部１４₁,１４₂は、ＦＦＴ演算部１３₁,１３₂からＳＰ信号を入力するとともにメモリに格納されているパイロットパターンを読み込み、伝送路応答を算出する。パイロットパターンは、既知の複素振幅を持つパイロット信号の位置と振幅とが記録されたデータである。そして、既知の複素振幅を持つパイロット信号を用いて、受信パイロット信号であるＳＰ信号をこの複素振幅で除算することにより、伝送路応答を算出する。

除算部１４₁,１４₂は、算出した伝送路応答をＩＦＦＴ演算部１５₁,１５₂、伝送路推定部１６₁,１６₂およびＣ／Ｎ演算部１７₁,１７₂に対して出力する。

ＩＦＦＴ演算部１５₁,１５₂では、除算部１４₁,１４₂から入力した伝送路応答がＩＦＦＴ変換され、時間領域の信号に変換される。つまり、ＩＦＦＴ演算部１５₁,１５₂は、周波数領域の伝送路伝達関数を時間領域の伝送路応答に変換する。図２は、ノイズが混入されていない仮想的な受信ＯＦＤＭシンボル信号の周波数領域の伝送路伝達関数を示す図である。しかし、受信ＯＦＤＭシンボルには、一般にはノイズが混入されている。図３は、ノイズが混入された信号の周波数領域の伝送路伝達関数を示す図である。そして、図４は、ノイズが混入されていない仮想的な受信ＯＦＤＭシンボル信号の時間領域の伝送路応答を示す図である。つまり、図２で示した伝送路応答をＩＦＦＴ変換したものである。そして、図５は、ノイズが混入された受信ＯＦＤＭシンボル信号の時間領域における伝送路応答を示す図である。つまり、図３で示した伝送路応答をＩＦＦＴ変換したものである。

伝送路推定部１６₁,１６₂は、除算部１４₁,１４₂から入力した伝送路応答を、シンボル方向およびキャリア方向に補間することにより、各受信データ信号の伝送路応答Ｈ_p(i,k)を算出する。つまり、除算部１４₁,１４₂において算出された伝送路応答は、ＳＰ信号に対するものであるが、ＳＰ信号の埋め込まれるサブキャリア位置はパイロットパターンにより既知であるので、このＳＰ信号の伝送路応答を補間処理することによって、他のデータ信号に対する伝送路応答を推定して算出するのである。求められた伝送路応答Ｈ_p(i,k)は、乗算回路２２₁,２２₂に対して出力される。

Ｃ／Ｎ演算部１７₁,１７₂は、除算部１４₁,１４₂から伝送路応答を入力するとともに、ＩＦＦＴ演算部１５₁,１５₂から時間領域に変換された伝送路応答を入力する。そして、Ｃ／Ｎ演算部１７₁,１７₂は、以下に示す処理を行うことにより、ＳＰ信号のＣ／Ｎ比を算出する。

図２に示したように、ノイズが混入しない場合、周波数領域の伝送路伝達関数は正弦波あるいは多数の正弦波の和で表される。そして、図３に示したように、ノイズが混入した周波数領域の伝送路伝達関数には、ノイズが乗って波形が崩れる。したがって、このような波形からノイズと正弦波のパワーを分離して計算することは困難である。

一方、図４で示したように時間領域の伝送路応答は、特定の時間にピークが発生する。したがって、図５で示したようにノイズが混入された場合にも、実信号である部分とノイズ部分とを分離することが可能である。本実施の形態においては、この特性を利用するのである。

具体的には、まず、Ｃ／Ｎ演算部１７₁,１７₂は、ＩＦＦＴ演算後の周波数応答の絶対値の自乗を計算し、その最大値を求める。そして、その最大値から閾値を決定する。たとえば、最大値に対する５０％の強度を閾値として設定する。そして、その閾値よりも小さい信号はすべてノイズであると判定し、このノイズの信号のパワーを算出するのである。なお、ここでは、最大値の５０％を閾値としているが、このパーセンテージは、経験、テストなどを通じて適宜最適なものに変更すればよい。

一方、図５に見られるように、閾値以下のデータの信号数に比較して、閾値以上のデータの信号数は少ない。したがって、閾値以下の信号のパワーを計算することでノイズパワーを計算することができるが、実信号のデータ数が少ないので、実信号の信号パワーを計算したとしても、その計算結果の信頼性は低い。特に、Ｃ／Ｎ比が低い場合や、レイリーフェーディングがある場合には、計算精度の信頼性を欠く。

そこで、本実施の形態においては、ＩＦＦＴ演算前の信号、つまり、図３で示した周波数領域の伝送路伝達関数のデータから実信号とノイズの信号パワーを計算し、その計算結果からＩＦＦＴ演算後のデータから算出したノイズパワーを差し引くことで、信頼性の高い実信号の信号パワーを算出するのである。

数３式は、Ｃ／Ｎ比を算出する計算式である。数３式中、Ｗ_spは、実信号とノイズの信号パワーである。つまり、ＩＦＦＴ演算前の周波数領域の周波数伝達関数のデータを用いて算出された信号パワーである。これに対して、Ｗ_nは、ノイズの信号パワーである。つまり、ＩＦＦＴ演算後の時間領域の伝送路応答のデータを用いて算出された信号パワーである。したがって、数３式において、分母は、ノイズパワーであり、分子は、実信号の信号パワーとなり、Ｃ／Ｎ比が算出されるのである。このような計算が可能となるのは、ＩＦＦＴ演算の前後において信号のパワーは変化しないという性質があるからである。

このような計算により、シンボルごとのＣ／Ｎ比が計算されると、Ｃ／Ｎ演算部１７₁,１７₂は、計算されたＣ／Ｎ比をスムージング処理部１８₁,１８₂に出力する。１セグメント方式のＯＦＤＭ信号は、１３セグメント方式のＯＦＤＭ信号に比べて信号の数が１／１３と少ないので、数３式において求められたＣ／Ｎ比は、諸外乱により不安定になる場合もある。そこで、スムージング処理部１８₁,１８₂において、数十シンボル分のＣ／Ｎ比を蓄積し、このＣ／Ｎ比の平均値を算出することで、Ｃ／Ｎ比の信頼度をより高めるようにしているのである。つまり、重み計算用のＣ／Ｎ比は、カレントシンボルだけでなく、その以前の数十シンボルのＣ／Ｎ比が平均された平均Ｃ／Ｎ比である。

スムージング処理部１８₁,１８₂において、平均Ｃ／Ｎ比が算出されると、この平均Ｃ／Ｎ比が第１重み計算部１９に出力される。

第１重み計算部１９は、Ｃ／Ｎテーブル１９１を備えている。Ｃ／Ｎテーブル１９１は、ルックアップテーブルであり、表１に示すように、受信装置ＤＲ₁に対応するブランチのＣ／Ｎ比（ＣＮ₁）と受信装置ＤＲ₂に対応するブランチのＣ／Ｎ比（ＣＮ₂）との相対比と、第１重み付け係数（σ₁,σ₂）とを対応付けたテーブルである。なお、第１重み付け係数σ₁は受信装置ＤＲ₁に対応するブランチの重み付け係数であり、第１重み付け係数σ₂は、受信装置ＤＲ₂に対応するブランチの重み付け係数である。

第１重み計算部１９は、各ブランチのＣ／Ｎ比を入力すると、そのＣ／Ｎ比から相対Ｃ／Ｎ比を算出する。ここでは、相対Ｃ／Ｎ比として、ＣＮ₁をＣＮ₂で除算した値を採用している。第１重み計算部１９は、相対Ｃ／Ｎ比を算出すると、その相対Ｃ／Ｎ比に対応する各ブランチの重み付け係数を出力する。この実施例では、相対Ｃ／Ｎ比（ＣＮ₁／ＣＮ₂）を１０の範囲に分けて、各範囲に第１重み付け係数σ₁としてｗ１０〜ｗ１９を対応させ、第１重み付け係数σ₂としてｗ２０〜ｗ２９を対応させている。このように、相対Ｃ／Ｎ比−第１重み付け係数をルックアップテーブル方式とすることにより、煩雑な計算を省略し、回路規模を小さくするようにしている。

第１重み計算部１９において、各ブランチの第１重み付け係数σ₁,σ₂が算出されると、この係数σ₁,σ₂が乗算回路２１₁,２１₂および乗算回路２２₁,２２₂に対して出力される。

次に、それぞれ乗算回路２１₁,２１₂において、信号Ｘ₁(i,k),Ｘ₂(i,k)と第１重み付け係数σ₁,σ₂が乗算される。そして、その演算結果である第１重み付け信号σ₁Ｘ₁,σ₂Ｘ₂をそれぞれ乗算回路２４₁,２４₂に出力する。

また、乗算回路２２₁,２２₂において、伝送路応答Ｈ₁,Ｈ₂と第１重み付け係数σ₁,σ₂が乗算される。そして、その演算結果として重み付け伝送路応答σ₁Ｈ₁,σ₂Ｈ₂は、それぞれ全てのブランチの第２重み計算部２３₁,２３₂に出力される。つまり、乗算回路２２₁から出力されたσ₁Ｈ₁は、各ブランチの第２重み計算部２３₁,２３₂に対して出力され、乗算回路２２₂から出力されたσ₂Ｈ₂は、各ブランチの第２重み計算部２３₁,２３₂に対して出力されるのである。

そして、各第２重み計算部２３₁,２３₂は、各ブランチの乗算回路２２₁,２２₂から出力された演算結果σ₁Ｈ₁,σ₂Ｈ₂を入力し、これら２個の値を元に第２重み付け係数Ｗ₁,Ｗ₂を算出する。つまり、第２重み計算部２３₁は、乗算回路２２₁,２２₂から出力された演算結果σ₁Ｈ₁,σ₂Ｈ₂を入力して第２重み付け係数Ｗ₁を算出し、第２重み計算部２３₂は、乗算回路２２₁,２２₂から出力された演算結果σ₁Ｈ₁,σ₂Ｈ₂を入力して第２重み付け係数Ｗ₂を算出するのである。

数４式は、第２重み計算部２３₁,２３₂で求められた第２重み付け係数Ｗ₁,Ｗ₂の計算式を示す図である。なお、数４式において、Ｈ_P ^*(i,k)は、Ｈ_P(i,k)の複素共役である。

第２重み計算部２３₁,２３₂から第２重み付け係数Ｗ₁,Ｗ₂が出力されると、乗算回路２４₁,２４₂は、この第２重み付け係数Ｗ₁,Ｗ₂と乗算回路２１₁,２１₂からの出力値σ₁Ｘ₁,σ₂Ｘ₂を乗算し、乗算結果Ｗ₁σ₁Ｘ₁,Ｗ₂σ₂Ｘ₂を出力する。

そして、加算回路２５は、各乗算回路２４₁,２４₂の出力値Ｗ₁σ₁Ｘ₁,Ｗ₂σ₂Ｘ₂を加算し、数５式で示す合成信号Ｙ(i,k)を出力する。

出力された合成信号Ｙ(i,k)は、デマッピング部２６においてデマッピング処理により整数信号に戻された後、ＦＥＣ(forward error coding)部に対して出力される。ＦＥＣ部においては、ビダビ復号化やリードソロモン復号化が施される。

このように、本実施の形態によれば、受信ＯＦＤＭ信号のシンボルごとのＣ／Ｎ比を算出し、ブランチ間の相対Ｃ／Ｎ比に基づいて第１重み係数σ₁,σ₂を求め、この第１重み係数σ₁,σ₂を受信信号Ｘと伝送路応答Ｈの双方に乗算させた後、第２重み係数Ｗ₁,Ｗ₂を算出する。つまり、ダイバーシティ合成において、ブランチごとの相対Ｃ／Ｎ比に基づいて重み付けが行われるので、Ｃ／Ｎ比の良いブランチの信号に対して大きなウェイト値Ｗが割り当てられる。これにより、従来のように、伝送路応答Ｈの振幅は大きいが、Ｃ／Ｎ比の悪いブランチによって信号品質が低下するという問題を解決できるのである。また、Ｃ／Ｎ比の値が小さくても、小さいウェイト値Ｗを割り当てて合成することにより、合成した信号のＢＥＲが必ずシングル受信の場合よりも改善されるようにしている。そして、相対Ｃ／Ｎ比に基づいて重み付け係数を決定するので、絶対Ｃ／Ｎ比の精度が劣る場合であっても、重み付け係数の信頼度を向上させることが可能である。

また、本実施の形態においては、周波数領域の伝送路伝達関数から実信号とノイズのパワーを算出し、時間領域の伝送路応答からノイズのパワーを計算し、これらの値から各ブランチのＣ／Ｎ比を算出する。したがって、ゼロ埋めされたサブキャリアを受信しない１セグメント方式の受信装置においても、精度の高いＣ／Ｎ比の計算が可能である。

なお、本実施の形態において、受信装置ＤＲを構成する各機能部はハードウェア回路で構成されているが、これらの一部または全部がソフトウェア処理で実現されていてもよい。

また、上記の実施の形態においては、ブランチ数が２の場合を説明したが、本発明は、ブランチ数が３以上の場合にも適用可能である。たとえば、ブランチ数が４の場合、４つの受信装置でそれぞれＣ／Ｎ比としてＣＮ₁、ＣＮ₂、ＣＮ₃、ＣＮ₄を算出する。そして、ＣＮ₁とＣＮ₂の平均をＣＮ₅とし、ＣＮ₃とＣＮ₄の平均をＣＮ₆とし、まず、ＣＮ₅とＣＮ₆との間で、上述した実施の形態と同様の方法で第１重み係数σ₅,σ₆を算出する。つまり、相対Ｃ／Ｎ比（ＣＮ₅／ＣＮ₆）を用いて第１重み係数σ₅,σ₆を算出する。そして、次に、ＣＮ₁とＣＮ₂との相対Ｃ／Ｎ比に基づいて第１重み係数σ₅をさらに２つのブランチに割り振り、ＣＮ₃とＣＮ₄との相対Ｃ／Ｎ比に基づいて第１重み係数σ₆をさらに２つのブランチに割り振るなどの方法をとればよい。

また、上記の実施の形態において、伝送路応答を算出するためのパイロット信号としてＳＰ信号を利用したが、その他にもＣＰ（Continual Pilot）信号を利用してもよい。

ＯＦＤＭダイバーシティ受信装置のブロック図である。 ノイズがない仮想的な周波数領域の伝送路伝達関数を示す図である。 ノイズが含まれる周波数領域の伝送路伝達関数を示す図である。 ノイズがない仮想的な時間領域の伝送路応答を示す図である。 ノイズが含まれる時間領域の伝送路応答を示す図である。 ＯＦＤＭシンボル信号のスペクトルを示す図である。

符号の説明

ＤＲ ＯＦＤＭダイバーシティ受信装置
１１₁,１１₂ アンテナ
１２₁,１２₂ フロントエンド処理部
１３₁,１３₂ ＦＦＴ演算部
１４₁,１４₂ 除算部
１５₁,１５₂ ＩＦＦＴ演算部
１６₁,１６₂ 伝送路推定部
１７₁,１７₂ Ｃ／Ｎ演算部
１８₁,１８₂ スムージング処理部
１９ 第１重み計算部
２１₁,２１₂ 乗算回路
２２₁,２２₂ 乗算回路
２３₁,２３₂ 第２重み計算部
２４₁,２４₂ 乗算回路
２５ 加算回路
２６ デマッピング処理部

Claims (10)

1. ＯＦＤＭ方式の伝送信号をダイバーシティ受信する複数のアンテナと、
   前記複数のアンテナにより受信された各ブランチの信号をそれぞれＦＦＴ演算する手段と、
   前記ＦＦＴ演算後の各ブランチの信号についてＣ／Ｎ比を算出するＣ／Ｎ演算手段と、
   各ブランチについて算出されたＣ／Ｎ比の相対比に基づいて各ブランチの第１の重み付け係数を算出する手段と、
   各ブランチの伝送路応答を算出する手段と、
   前記ＦＦＴ演算後の各ブランチの信号に各第１の重み付け係数を乗算し、各ブランチの第１の重み付け信号を算出する手段と、
   各ブランチの伝送路応答に対して各第１の重み付け係数を乗算し、各ブランチの重み付け伝送路応答を算出する手段と、
   各重み付け伝送路応答と各第１の重み付け信号を用いてＭＲＣ合成を行う合成手段と、
   を備えることを特徴とするＯＦＤＭダイバーシティ受信装置。
2. 請求項１に記載のＯＦＤＭダイバーシティ受信装置において、
   前記第１の重み付け係数を算出する手段は、
   前記相対比と各ブランチの第１の重み付け係数とを対応付けたテーブルを参照することにより、各ブランチのＣ／Ｎ比を第１の重み付け係数に変換して出力するルックアップテーブル、
   を含むことを特徴とするＯＦＤＭダイバーシティ受信装置。
3. 請求項１または請求項２に記載のＯＦＤＭダイバーシティ受信装置において、さらに、
   前記ＦＦＴ演算後の各ブランチの信号に含まれるパイロット信号について周波数領域の伝送路伝達関数を算出する手段と、
   前記周波数領域の伝送路伝達関数をＩＦＦＴ変換し、時間領域の伝送路応答を算出する手段と、
   を備え、
   前記Ｃ／Ｎ演算手段は、前記周波数領域の伝送路伝達関数からノイズを含む信号の信号パワーを算出し、前記時間領域の伝送路応答からノイズパワーを算出し、前記信号パワーと前記ノイズパワーとからＣ／Ｎ比を算出することを特徴とするＯＦＤＭダイバーシティ受信装置。
4. 請求項３に記載のＯＦＤＭダイバーシティ受信装置において、
   前記Ｃ／Ｎ演算手段は、前記時間領域の伝送路応答の中で信号強度が所定の閾値以下の信号をノイズに対応した信号であると判定し、前記所定の閾値以下の信号のパワーを前記ノイズパワーとして算出することを特徴とするＯＦＤＭダイバーシティ受信装置。
5. ＯＦＤＭ方式の伝送信号をダイバーシティ受信する複数のアンテナと、
   前記複数のアンテナにより受信された各ブランチの信号をそれぞれＦＦＴ演算する手段と、
   前記ＦＦＴ演算後の各ブランチの信号に含まれるパイロット信号を用いて、各ブランチの周波数領域の伝送路伝達関数を算出する手段と、
   各ブランチの周波数領域の伝送路伝達関数をＩＦＦＴ変換し、各ブランチの時間領域の伝送路応答を算出する手段と、
   各ブランチの周波数領域の伝送路伝達関数からノイズを含む信号の信号パワーを算出し、各ブランチの時間領域の伝送路応答からノイズパワーを算出し、前記信号パワーと前記ノイズパワーとから各ブランチのＣ／Ｎ比を算出するＣ／Ｎ演算手段と、
   各ブランチについて算出されたＣ／Ｎ比に基づいて各ブランチの第１の重み付け係数を算出する手段と、
   各ブランチの伝送路応答を算出する手段と、
   前記ＦＦＴ演算後の各ブランチの信号に各第１の重み付け係数を乗算し、各ブランチの第１の重み付け信号を算出する手段と、
   各ブランチの伝送路応答に対して各第１の重み付け係数を乗算し、各ブランチの重み付け伝送路応答を算出する手段と、
   各重み付け伝送路応答と各第１の重み付け信号を用いてＭＲＣ合成を行う合成手段と、
   を備えることを特徴とするＯＦＤＭダイバーシティ受信装置。
6. 請求項５に記載のＯＦＤＭダイバーシティ受信装置において、
   前記Ｃ／Ｎ演算手段は、前記時間領域の伝送路応答の中で信号強度が所定の閾値以下の信号をノイズに対応した信号であると判定し、前記所定の閾値以下の信号のパワーを前記ノイズパワーとして算出することを特徴とするＯＦＤＭダイバーシティ受信装置。
7. 請求項５または請求項６に記載のＯＦＤＭダイバーシティ受信装置において、
   前記第１の重み付け係数を算出する手段は、各ブランチについて算出されたＣ／Ｎ比の相対比に基づいて各ブランチの第１の重み付け係数を算出することを特徴とするＯＦＤＭダイバーシティ受信装置。
8. 請求項７に記載のＯＦＤＭダイバーシティ受信装置において、
   前記第１の重み付け係数を算出する手段は、
   前記相対比と各ブランチの第１の重み付け係数とを対応付けたテーブルを参照することにより、各ブランチのＣ／Ｎ比を第１の重み付け係数に変換して出力するルックアップテーブル、
   を含むことを特徴とするＯＦＤＭダイバーシティ受信装置。
9. 請求項１ないし請求項８のいずれかに記載のＯＦＤＭダイバーシティ受信装置において、さらに、
   前記Ｃ／Ｎ演算手段において算出された各ブランチのＣ／Ｎ比を複数のシンボルに亘って平均化し、平均Ｃ／Ｎ比を出力するスムージング手段、
   を備え、
   前記第１の重み付け係数を算出する手段は、各ブランチのＣ／Ｎ比として前記平均Ｃ／Ｎ比を用いて第１の重み付け係数を算出することを特徴とするＯＦＤＭダイバーシティ受信装置。
10. 請求項１ないし請求項９のいずれかに記載のＯＦＤＭダイバーシティ受信装置において、
    前記合成手段は、
    各重み付け伝送路応答の共役複素数値を、全てのブランチの重み付け伝送路応答の二乗和で除算することにより各ブランチの第２の重み付け係数を算出する手段と、
    各第１の重み付け信号に各第２の重み付け係数を乗算することにより、各ブランチの第２の重み付け信号を算出する手段と、
    各ブランチの第２の重み付け信号を加算することにより、合成受信信号を算出する手段と、
    を含むことを特徴とするＯＦＤＭダイバーシティ受信装置。
    

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