JP4426398B2

JP4426398B2 - アレイアンテナ受信装置

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Publication number: JP4426398B2
Application number: JP2004229412A
Authority: JP
Inventors: 秀史村田; 正俊永安; 孝基柴田; 貴一梶
Original assignee: Japan Radio Co Ltd
Current assignee: Japan Radio Co Ltd
Priority date: 2004-08-05
Filing date: 2004-08-05
Publication date: 2010-03-03
Anticipated expiration: 2024-08-05
Also published as: JP2006050317A

Description

本発明は、ＯＦＤＭ変調信号を受信するアレイアンテナ受信装置に関する。

希望波以外の電磁波つまり干渉波を除去して受信する受信装置として、干渉波の方向にアンテナ指向性のヌルを向けるアダプティブアレイアンテナ受信装置があり、携帯電話基地局などに用いられている。この受信装置に関する技術は、ディジタルテレビ放送システムにおける中継局においても適用されている。この受信装置では、互いに異なる方向から所望波と干渉波が到来したときに、所望波の方向に指向性を形成し、干渉波の方向にヌルを形成するようアンテナ指向性が制御されるため、受信信号の所望波対干渉波比を最良値に維持することができる。

一般に、ディジタルテレビ放送システムにおいてはＯＦＤＭ変調方式が用いられている。上位局から中継局に送信されるＯＦＤＭ変調信号は複数のサブキャリアから構成され、所定の数のサブキャリアを隔ててパイロット信号を変調したサブキャリアが挿入されている。ここでパイロット信号とは、アダプティブアレイアンテナの指向性を決定するための制御係数であるウェイト係数や、遅延等化器の特性を決定する係数を算出するために参照する信号をいう。アダプティブアレイアンテナ受信装置は、受信したＯＦＤＭ変調信号からパイロット信号を抽出し、このパイロット信号と装置が記憶している参照信号とに基づいてウェイト係数を決定する。

図４は、ディジタルテレビ放送システムの上位局における送信装置２の一般的な構成を示したものである。送信ディジタルデータには、変調が施される前にパイロット信号挿入器６０によってパイロット信号が挿入される。パイロット信号は単位データシンボル中に既知の符号パターンを配列したものであり、システムで予め定められたデータシンボル数を隔てて挿入される。地上波ディジタルテレビ放送システムにおけるパイロット信号に関する規格については、例えば、社団法人電波産業界発行の標準規格書ＡＲＩＢＳＴＤ−Ｂ３１に記載されている。ここで、データシンボルとは、ディジタル信号あるいはディジタル信号を変調した信号を、そのディジタル信号の複数ディジット長で区切ったものをいい、単位シンボルはその複数ディジットのディジタル信号と同等の情報を有する。パイロット信号が挿入された送信ディジタルデータは、変調部７０に入力される。変調部７０は、入力された信号に１次変調としてＱＰＳＫ、１６ＱＡＭ、および６４ＱＡＭ等のシングルキャリア変調を施し、さらに２次変調としてＯＦＤＭ変調を施す。一般に、２次変調としてＯＦＤＭ変調が施される前の信号は周波数領域ＯＦＤＭ変調信号と、２次変調としてＯＦＤＭ変調が施された後の信号は時間領域ＯＦＤＭ変調信号と称され、以下、この定義の下でこれらの語を用いる。

変調部７０に入力された信号は、シングルキャリア変調器７２においてシングルキャリア変調が施された後、シリアル／パラレル変換器７４によってパラレルデータ信号に変換される。ここで生成されるパラレルデータはＮデータシンボルをパラレルに配列したものであり、Ｎデータシンボルをベクトル成分とするＮ次元ベクトルで表される。時間領域ＯＦＤＭ変調信号は、データシンボルの有効シンボル長を時間換算でＴとしたとき、１／Ｔの周波数間隔でサブキャリアを配列するものであり、その複素包絡線振幅はデータシンボルを時系列で配列した信号の逆ＦＦＴで与えられる。したがって、時間間隔Ｔごとにシングルキャリア変調された送信信号を区切り、区切られた系列に逆ＦＦＴを施せば時間領域ＯＦＤＭ変調信号を生成することができる。ここでは、Ｎ次元ベクトルを成すパラレルデータにＮ点の逆ＦＦＴを施しパラレル／シリアル変換することで時間領域ＯＦＤＭ変調信号を得ている。なお、シリアル／パラレル変換器７４および逆ＦＦＴ演算器７６は、シングルキャリア変調信号が同相成分（ｉｎ−ｐｈａｓｅｃｏｍｐｏｎｅｎｔ：Ｉ）、および直交成分（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅｃｏｍｐｏｎｅｎｔ：Ｑ）の２成分から構成されることから、同相成分、直交成分それぞれに対してシリアル／パラレル変換および逆ＦＦＴ演算処理を行う。また、パラレル／シリアル変換器７８は、Ｎ個のシングルキャリアを合成して出力する。

上位局における送信装置２は、このようにして生成された時間領域ＯＦＤＭ変調信号を送信部８０において無線周波数帯に周波数変換し、電力増幅して送信アンテナから送信する。

一方、中継局のアダプティブアレイアンテナ受信装置は、上位局が送信した時間領域ＯＦＤＭ変調信号をアンテナ指向性を適応的に変化させながら受信する。図５には、従来のアダプティブアレイアンテナ受信装置７の構成を示す。複数のアンテナ５０から受信された信号は、それぞれ受信部５２において増幅、適当な中間周波数への変換、Ａ／Ｄ変換処理を受けた後ベースバンド信号に変換される。このベースバンド信号は時間領域ＯＦＤＭ信号であり、この信号をフーリエ変換することで、周波数領域ＯＦＤＭ信号つまりデータシンボルごとに１次変調が施された信号が得られる。この１次変調信号は、同相成分と直交成分の２成分に対応する２系統の信号から構成される。これら２系統の信号は、例えば１次変調がＱＰＳＫ変調の場合、ＱＰＳＫ復調が施された後に１系統の信号となるため、図５の構成では受信部５２の出力からアダプティブアレイアンテナ受信装置７の出力までの信号は、同相成分と直交成分の２成分については２系統の信号で表されるが、説明の便宜上１系統で表現している。

受信部５２が出力したベースバンド信号は、ＦＦＴ演算器３０に入力される。ＦＦＴ演算器３０によってＦＦＴが施されて出力される信号は、サブキャリア個数のシングルキャリア信号つまりＮ系統の１次変調信号である。したがって、先の同相成分と直交成分の２成分に対応する２系統の信号がさらにＮ系統となって出力されていることとなるが、便宜上１系統で表現している。この１次変調信号は、ウェイト係数乗算器５４において振幅および位相の変化を受ける。なお、ウェイト係数乗算器５４における振幅および位相の変化は、ウェイト係数演算部１００がデータシンボルごとに算出したウェイト係数によって決定される。

合成器５６が出力した周波数領域ＯＦＤＭ変調信号は、放送中継機の場合、逆フーリエ変換、ガードインターバル付加などの処理が施され、放送中継機が備える送信部（図示せず）に入力される。また、合成器５６が出力した周波数領域ＯＦＤＭ変調信号はパイロット信号抽出部２０にも入力され、そこで抽出された複数のパイロット信号はウェイト係数演算部１００に入力される。

一方、受信部５２が出力したベースバンド受信信号はＦＦＴが施されてウェイト係数乗算器５４に入力される他、別系統でパイロット信号抽出部２０にも入力され、そこで抽出されたパイロット信号はウェイト係数演算部１００に入力される。以下、ここで入力されたパイロット信号を傍系パイロット信号と称する。

なお、ここでウェイト係数演算部１００に入力されるパイロット信号または傍系パイロット信号は、複数のデータ系列をベクトル成分として有するベクトルで表現されるものである。以下、これらのベクトルをパイロット信号ベクトルあるいは傍系パイロット信号ベクトル称することとする。これらのベクトルは定義から明らかなように、データ系列、すなわちディジタル符号系列（符号ベクトル）を成分とするベクトルである。

ウェイト係数演算部１００は、パイロット信号ベクトルとウェイト係数演算部１００の参照パイロット信号生成部１４が生成した参照パイロット信号ベクトルとの誤差を加算器１６によって算出する。この加算器１６にはパイロット信号ベクトルが符号反転された上で入力されているため、加算器１６からは減算結果が得られることとなる。アダプティブ処理部１２は、当該誤差と傍系パイロット信号ベクトルとに基づいてウェイト係数を算出し、算出されたウェイト係数をウェイト係数演算部１００から出力する。ここで参照パイロット信号ベクトルは、ウェイト係数を決定するためにシステム仕様において定められた既知のものであり、参照パイロット信号生成部１４において予め記憶されている。

図６は、送信装置２において生成された時間領域ＯＦＤＭ変調信号にＦＦＴを施した周波数領域ＯＦＤＭ変調信号を、パイロット信号が挿入された送信ディジタルデータと重ねて示したものである。サブキャリアの数をＮとし、ｒサブキャリアごと、すなわちｒデータシンボルごとにパイロット信号が挿入されている。ここに、ｒは自然数である。ここで、Ｎ個のサブキャリアに含まれるデータシンボルから構成されるデータシンボル群を、データシンボルと区別してＯＦＤＭシンボルと称する。単位ＯＦＤＭシンボルはＮ個のデータシンボルから構成される。パイロット信号抽出部２０は単位ＯＦＤＭシンボルにおいてｒデータシンボルごとに現れるパイロット信号を含むサブキャリアからパイロット信号を抽出し、これらをベクトルの成分とするパイロット信号ベクトルを生成する。例えばＮ＝５６１７、ｒ＝１２とすれば、単位ＯＦＤＭシンボル中には４６８個のパイロット信号が含まれるので、パイロット信号ベクトルは４６８個のパイロット信号を成分とするものとなる。

ウェイト係数演算部１００は、パイロット信号抽出部２０から入力されたパイロット信号ベクトルの成分それぞれについてウェイト係数を算出する。したがって、パイロット信号ベクトルの１成分について１組のウェイト係数が算出され、パイロット信号ベクトルの成分の数と同数の組のウェイト係数が算出される。パイロット信号ベクトルの成分となっているパイロット信号は、それぞれ異なるサブキャリアに挿入されているため、サブキャリアの周波数の電磁波の伝搬特性に対して最適なウェイト係数を算出するものと考えられる。そこで、図５のアダプティブアレイアンテナ受信装置７では、受信した時間領域ＯＦＤＭ変調信号の占有帯域内のあらゆる周波数において用いることが可能なウェイト係数を、単位ＯＦＤＭシンボル中に含まれるパイロット信号と同数のウェイト係数をウェイト係数補間部９０で補間することによって算出することとしている。このようにすることで、ウェイト係数算出に寄与していないサブキャリアの周波数においても、伝搬特性に対して最適なウェイト係数が算出される。

ここで説明したような、受信した時間領域ＯＦＤＭ変調信号の占有周波数帯域内のあらゆる周波数について用いることが可能なウェイト係数を、パイロット信号が含まれるサブキャリアに対して算出したウェイト係数を補間することで算出する構成としたアダプティブアレイアンテナ受信装置は、特開２００３−１７４４２７号公報にも開示されている。

特開２００３−１７４４２７号公報

上位局から送信された送信信号が中継局のアダプティブアレイアンテナ受信装置で受信される電磁波には、上位局のアンテナからアダプティブアレイアンテナ受信装置へ直接到来するもののほか、山岳や建造物において反射して到来するものがある。これらの到来波は位相が揃っていないため、受信地点によっては振幅を強め合ったり弱め合ったりする。このような現象をマルチパス干渉という。図７はマルチパス干渉を受けた受信信号の様子と復調後の受信信号データを、受信信号の周波数と対応させて重ねて示したものである。この図からわかるように、受信帯域内にマルチパス干渉による減衰点がある場合、減衰点の周波数とパイロット信号を含むサブキャリアの周波数が一致してしまうと、正確なパイロット信号を得ることができないため、このパイロット信号によって計算されたウェイト係数には大きな誤差が生じてしまう。

パイロット信号を用いて適応等化器などを動作させる場合には、各サブキャリアの周波数における伝搬特性を適応等化器の処理特性に忠実に反映させる必要がある。しかしながら、アダプティブアレイアンテナの指向性を決定する場合にあっては、アダプティブアレイアンテナの指向性を時間領域ＯＦＤＭ変調信号の占有周波数帯域内で大きく変化させる必要がある状況は稀であり、むしろマルチパス干渉によって特定のサブキャリアのみに生じる影響は、時間領域ＯＦＤＭ変調信号の占有周波数帯域内での指向性決定に対して非支配的である方が好ましい。

本発明はこのような課題に対してなされたものであり、受信した時間領域ＯＦＤＭ変調信号の占有周波数帯域内にマルチパス干渉による減衰点などがある場合においても、その減衰点の存在によるウェイト係数の誤差を低減することが可能なアダプティブアレイアンテナ受信装置を提供する。

本発明は、複数のアンテナと、前記複数のアンテナの各々で受信された信号の振幅と位相を変化させるための係数であるウェイト係数を計算するウェイト係数計算部と、前記複数のアンテナの各々で受信された信号の振幅と位相を、前記ウェイト係数計算部が算出したウェイト係数に基づいて変化させ、振幅と位相を変化させた当該信号を合成して出力する合成受信部と、前記複数のアンテナから信号を受信して出力する傍系受信部と、各アンテナで信号が受信され前記合成受信部から信号が出力されるまでの信号処理経路、および各アンテナで信号が受信され前記傍系受信部から信号が出力されるまでの信号処理経路に設けられる変換部であって、周波数の異なる複数のサブキャリアを含む時間領域ＯＦＤＭ変調信号を、当該サブキャリアに対応するデータシンボルを対応するサブキャリア周波数に応じて配列した周波数領域ＯＦＤＭ変調信号へと変換する変換部と、を含み、前記ウェイト係数計算部は、所定のデータシンボル間隔で周波数領域ＯＦＤＭ変調信号に配列され、所定パターンの符号列を示すパイロット信号を、前記合成受信部から出力される周波数領域ＯＦＤＭ変調信号から抽出し、抽出した複数のパイロット信号を合成することによって参照信号を生成する参照信号生成部と、前記傍系受信部から出力される周波数領域ＯＦＤＭ変調信号からパイロット信号を抽出し、抽出した複数のパイロット信号を合成することによって傍系参照信号を生成する傍系参照信号生成部と、を含み、前記参照信号生成部が生成した参照信号と前記ウェイト係数計算部が記憶している基準参照信号との誤差を求め、前記傍系参照信号と前記誤差とに基づいてウェイト係数を計算することを特徴とする。

また、本発明に係るアレイアンテナ受信装置においては、前記複数のアンテナの各々で受信された時間領域ＯＦＤＭ変調信号にフーリエ変換を施すフーリエ変換演算部を前記変換部として含み、前記合成受信部は、前記複数のアンテナの各々で受信され、フーリエ変換によって周波数領域ＯＦＤＭ変調信号へと変換された信号の振幅と位相を、前記ウェイト係数計算部が算出したウェイト係数に基づいて変化させ、振幅と位相を変化させた当該周波数領域ＯＦＤＭ変調信号を合成して出力し、前記傍系受信部は、前記複数のアンテナの各々で受信され、フーリエ変換によって周波数領域ＯＦＤＭ変調信号へと変換された信号を出力することが好適である。

また、本発明に係るアレイアンテナ受信装置においては、各アンテナは、時間領域ＯＦＤＭ変調信号を受信し、前記合成受信部は、当該合成受信部で合成された時間領域ＯＦＤＭ変調信号にフーリエ変換を施すフーリエ変換演算部を前記変換部として含み、前記傍系受信部は、当該傍系受信部で受信された時間領域ＯＦＤＭ変調信号にフーリエ変換を施すフーリエ変換演算部を前記変換部として含むことが好適である。

また、本発明は、複数のアンテナと、前記複数のアンテナの各々で受信される時間領域ＯＦＤＭ変調信号の振幅と位相を変化させるための係数であるウェイト係数を計算するウェイト係数計算部と、前記複数のアンテナの各々で受信された時間領域ＯＦＤＭ変調信号の振幅と位相を、前記ウェイト係数計算部が算出したウェイト係数に基づいて変化させ、振幅と位相を変化させた当該時間領域ＯＦＤＭ変調信号を合成して出力する合成受信部と、前記複数のアンテナから時間領域ＯＦＤＭ変調信号を受信する傍系受信部と、を含み、前記複数のアンテナの各々で受信される時間領域ＯＦＤＭ変調信号は、周波数の異なる複数のサブキャリアを含み、当該複数のサブキャリアのうち、周波数軸上に所定周波数間隔で配置されたサブキャリアに、所定パターンの符号列を示すパイロット信号が含まれる信号であり、前記ウェイト係数計算部は、時間領域ＯＦＤＭ変調信号のサブキャリアのうちのパイロット信号が含まれるサブキャリアを表す複数の直交周波数関数を合成した合成係数関数と、前記合成受信部から出力された時間領域ＯＦＤＭ変調信号と、の積の時間積分に基づいて参照信号を生成する参照信号生成部と、前記合成係数関数と、前記傍系受信部において受信された時間領域ＯＦＤＭ変調信号と、の積の時間積分に基づいて傍系参照信号を生成する傍系参照信号生成部と、を含み、前記参照信号生成部が生成した参照信号と前記ウェイト係数計算部が記憶している基準参照信号との誤差を求め、前記傍系参照信号と前記誤差とに基づいてウェイト係数を計算することを特徴とする。

本発明によれば、受信した時間領域ＯＦＤＭ変調信号の周波数帯域内にマルチパス干渉による減衰点などがある場合においても、その減衰点の存在によるウェイト係数の誤差を低減することが可能なアダプティブアレイアンテナ受信装置を構成することができる。

また、パイロット信号ベクトルに含まれるパイロット信号のすべてについてウェイト係数を算出する必要はないため、ウェイト係数を算出する処理の負担を軽減することができ、その結果、回路規模を削減することができ、加えて迅速にアンテナ指向性を決定することができる。

本発明の第１の実施形態について図１を参照して説明する。本実施形態は、従来のアダプティブアレイアンテナ受信装置７において用いられていたパイロット信号ベクトルに代えて、パイロット信号ベクトルのベクトル成分を加算合計した合成パイロット信号を用いてウェイト係数を算出するものである。パイロット信号ベクトルの成分を加算合計するため、従来の構成におけるパイロット信号抽出部２０、およびウェイト係数演算部１００の参照パイロット信号生成部１４のそれぞれの出力に加算合計器４０を設けた構成となっている。

複数のアンテナ５０から受信された信号は、それぞれ受信部５２において増幅され、適当な中間周波数への変換処理、Ａ／Ｄ変換処理を受けた後ベースバンド信号に変換される。このベースバンド受信信号は直交検波によって得られるものであり、同相成分、および直交成分の２成分に対応する２系統の信号から構成される。これら２系統の信号はシングルキャリア復調が施された後に１系統の信号となるため、図１では受信部５２の出力からアダプティブアレイ受信装置１の出力までの信号は、同相成分と直交成分の２成分については２系統の信号で表されるが、説明の便宜上１系統で表現している。

受信部５２が出力したベースバンド受信信号は、ＦＦＴ演算器３０に入力される。ＦＦＴ演算器３０によってＦＦＴが施されて出力される周波数領域ＯＦＤＭ信号は、サブキャリア個数のシングルキャリア信号つまりＮ系統の１次変調信号である。したがって、先の同相成分と直交成分の２成分に対応する２系統の信号がさらにＮ系統となって出力されることとなるが、便宜上１系統で表現している。この周波数領域ＯＦＤＭ信号は、ウェイト係数乗算器５４において振幅および位相の変化を受けた後、合成器５６によって合成され、アダプティブアレイ受信装置１の出力信号となる。なお、ウェイト係数乗算器５４における振幅および位相の変化は、ウェイト係数演算部１０が算出したウェイト係数Ｗ（ｗ₁，ｗ₂，・・・，ｗ_L）によって決定される。ここにＬはアレイアンテナの素子数であり、複素数ｗ_i（ｉ＝１，２，・・・，Ｌ）の絶対値は振幅の変化率を、複素角は位相の回転量を意味する。

時間領域ＯＦＤＭ変調信号は、送信されたデータシンボル系列Ｚ（ｚ₁，ｚ₂，・・・）のデータシンボルｚ_i（ｉ＝１，２，・・・）の有効シンボル長を時間換算でＴとしたとき、１／Ｔの周波数間隔でサブキャリアを配列するものであり、その複素包絡線振幅は送信ディジタルデータの逆ＦＦＴで与えられる。したがって、時間間隔Ｔごとに１次変調された送信信号を区切り、区切られた系列に逆ＦＦＴを施すことで時間領域ＯＦＤＭ変調信号が生成される。本実施形態においては、Ｎ次元ベクトルを成すパラレルデータにＮ点の逆ＦＦＴを施すことで時間領域ＯＦＤＭ変調信号が得られているものする。また、データシンボル系列Ｚはシングルキャリア変調信号で表されるものとする。シングルキャリア変調信号は、システム仕様で定められたシングルキャリアシンボル周期ごとにシングルキャリアシンボルが現れるよう２系統のベースバンド信号を以て単位シングルキャリアシンボルを表すものであり、上述の１つのデータシンボルｚ_iにはさらに複数のシングルキャリアシンボルが配列されている。すなわち、データシンボルｚ_iは複数のシングルキャリアシンボルによって構成されている。

合成器５６が出力した周波数領域ＯＦＤＭ変調信号、すなわちアダプティブアレイアンテナ受信装置１の出力信号からは、データシンボルごとにシングルキャリア復調を施すことで受信ディジタルデータが得られる。

また、合成器５６が出力した周波数領域ＯＦＤＭ変調信号はパイロット信号抽出部２０にも入力され、そこで抽出されたパイロット信号ベクトルは加算合計器４０に入力され、パイロット信号ベクトル成分が加算合計された加算合計パイロット信号がウェイト係数演算部１０に入力される。ここで、本実施形態におけるパイロット信号抽出部２０の動作について、時間領域ＯＦＤＭ変調信号のデータ構成を参照しつつ説明する。図６は、送信装置２で生成された時間領域ＯＦＤＭ変調信号にＦＦＴを施した周波数領域ＯＦＤＭ変調信号を送信ディジタルデータと重ねて示したものであるが、これは受信された時間領域ＯＦＤＭ変調信号にＦＦＴを施した周波数領域ＯＦＤＭ変調信号を受信ディジタルデータと重ねて示したものと捉えることも可能である。上述のように、この例では周波数領域ＯＦＤＭ変調信号はＮ個のサブキャリアから構成され、ｒサブキャリアごと、すなわちｒデータシンボルごとにパイロット信号が挿入されている。また、先のＯＦＤＭ変調信号についての説明からも明らかなように、単位ＯＦＤＭシンボルはＮ個のデータシンボルから構成される。パイロット信号抽出部２０は単位ＯＦＤＭシンボルにおいてｒデータシンボルごとに現れるパイロット信号を含むサブキャリアからパイロット信号を抽出し、これらをベクトルの成分とするパイロット信号ベクトルを生成する。ここで、Ｎ＝５６１７、ｒ＝１２とすれば、単位ＯＦＤＭシンボル中には４６８個のパイロット信号が含まれるので、パイロット信号ベクトルは４６８個のパイロット信号を成分とするものとなる。

パイロット信号がいくつのデータシンボルごとに現れるかを表すｒの値は、システム設計において予め定められている。したがって、パイロット信号抽出部２０はパイロット信号が現れるタイミングを検知して、ｒデータシンボルごとにパイロット信号を抽出すればよい。

パイロット信号抽出部２０は、単位ＯＦＤＭシンボルに含まれるすべてのパイロット信号を抽出し、パイロット信号ベクトルＰを出力する。単位ＯＦＤＭシンボル中にｍ個のパイロット信号が含まれている場合、パイロット信号ベクトルＰは、

のように表される。ただし、ｓはパイロット信号が含まれるサブキャリアのうち、付された番号が最も小さいものであり、ｒはｒサブキャリアごと、すなわちｒデータシンボルごとにパイロット信号が含まれていることを意味する自然数である。

パイロット信号抽出部２０は、このようにして得られたパイロット信号ベクトルＰを加算合計器４０に入力する。加算合計器４０は（１）式で表されるパイロット信号ベクトルＰのベクトル成分を加算しその合計値である加算合計パイロット信号Ｕを算出して出力する。

一方、各受信部５２が出力したベースバンド信号はＦＦＴが施されてウェイト係数乗算器５４に入力される他、別系統でパイロット信号抽出部２０に入力される。パイロット信号抽出部２０はアレイアンテナの素子数と同じ数だけ設けられており、１組のウェイト係数Ｗ（ｗ₁，ｗ₂，・・・，ｗ_L）の要素それぞれについて傍系パイロット信号ベクトルＰ_Si（ｉ＝１，２，・・・・，Ｌ）が抽出される。

パイロット信号抽出部２０が出力する傍系パイロット信号ベクトルＰ_Siは、加算合計器４０に入力され、１組のウェイト係数Ｗの要素それぞれについて加算合計傍系パイロット信号Ｕ_Si（ｉ＝１，２，・・・・，Ｌ）が算出される。

ウェイト係数演算部１０は、加算合計パイロット信号Ｕと、ウェイト係数演算部１０の参照パイロット信号生成部１４および加算合計器４０が生成した加算合計参照パイロット信号Ｕ₀との誤差ｄを加算器１６によって算出する。この加算器１６には加算合計パイロット信号Ｕが符号反転された上で入力されているため、加算器１６からは減算結果が得られることとなる。ウェイト係数演算部１０のアダプティブ処理部１２は、当該誤差ｄと加算合計傍系パイロット信号Ｕ_Si（ｉ＝１，２，・・・・，Ｌ）とに基づいてウェイト係数を算出し、算出されたウェイト係数をウェイト係数演算部１０から出力する。なお、加算合計参照パイロット信号Ｕ₀は上述のＵあるいはＵ_Siと同様にして算出される。

なお、誤差ｄは、加算合計パイロット信号Ｕと加算合計参照パイロット信号Ｕ₀との差をとることによって算出される。

アダプティブ処理部１２が、誤差ｄおよび加算合計傍系パイロット信号Ｕ_Si（ｉ＝１，２，・・・・，Ｌ）に基づいてウェイト係数を算出する処理は、ＬＭＳアルゴリズム、ＲＬＳアルゴリズム、ＳＭＩアルゴリズム等、周知のアルゴリズムによって行うことができる。これらのアルゴリズムは、単位ＯＦＤＭシンボルを１ステップとする漸化式で表現され、アルゴリズムの１ステップごとにウェイト係数Ｗ（ｗ₁，ｗ₂，・・・，ｗ_L）が更新されていくものである。

以上説明した第１の実施形態では、受信部５２の出力にＦＦＴ演算器３０を設け周波数領域ＯＦＤＭ変調信号に対してウェイト係数乗算を施す構成としていた。しかしながら、ウェイト係数乗算は必ずしも周波数領域ＯＦＤＭ変調信号に対して施す必要はなく、時間領域ＯＦＤＭ変調信号に対して施すものとしてもよい。そこで、時間領域ＯＦＤＭ変調信号に対してウェイト係数乗算を施す構成としたものが、図２に示す第２の実施形態によるアダプティブアレイアンテナ受信装置３である。ＦＦＴ演算器３０はそれぞれのパイロット信号抽出部２０の直前に設けられ、加算合計パイロット信号Ｕ₀および加算合計傍系パイロット信号Ｕ_Si（ｉ＝１，２，・・・・，Ｌ）を算出する直前において、時間領域ＯＦＤＭ変調信号が周波数領域ＯＦＤＭ変調信号に変換される。アダプティブアレイアンテナ受信装置３の出力信号は、加算合計パイロット信号Ｕ₀を算出する直前に設けられるＦＦＴ演算器３０の入力部あるいは出力部から取り出せばよい。ただし、ＦＦＴ演算器３０の入力部から取り出す場合、出力信号は時間領域ＯＦＤＭ変調信号となり、ＦＦＴ演算器３０の出力部から取り出す場合、出力信号は周波数領域ＯＦＤＭ変調信号となる。

上述の第１の実施形態および第２の実施形態は、時間領域ＯＦＤＭ変調信号を周波数領域ＯＦＤＭ変調信号に変換し、その周波数領域ＯＦＤＭ変調信号からパイロット信号を抽出する構成となっている。一方、これらの構成とは異なる、ＤＦＴ演算によって時間領域ＯＦＤＭ変調信号からパイロット信号を含むサブキャリアのみを抽出し、それを加算合計する処理を一度に行う構成も可能である。以下、それを実現する本発明の第３の実施形態について説明する。

図３に、本発明の第３の実施形態によるアダプティブアレイアンテナ受信装置５の構成を示す。この構成は、第２の実施形態におけるパイロット信号抽出部２０および加算合計器４０と、それに前置されるＦＦＴ演算器３０を、ＤＦＴ演算加算合計部２２に置き換えたものである。時間領域ＯＦＤＭ変調信号をｘ（ｎ）とすれば、第ｋ番目に存在するパイロット信号を含むサブキャリアを抽出してデータシンボルｐ（ｋ）を得る演算は、ＤＦＴ演算加算合計部２２においては次式に従うＤＦＴ演算によって行われる。

ただしｎは時間を整数によって離散表現したものであり、時間領域ＯＦＤＭ変調信号がＮ点の逆ＦＦＴによって生成されていることとの対応関係から、ｎは０からＮ−１までの値をとる。また、フーリエ変換の原理に基づき、ｘ（ｎ）は周期の異なる周期関数群を有限周期で区切ったものの線形和で表されるものとしている。（２）式は、サブキャリア間の周波数直交性を利用してサブキャリアを抽出する演算にほかならない。

ＤＦＴ演算加算合計部２２は、（２）式に従う演算を単位ＯＦＤＭシンボルに含まれるパイロット信号を含むサブキャリア全てに対して行い、パイロット信号ベクトルＰを算出する。単位ＯＦＤＭシンボル中にｍ個のパイロット信号が含まれている場合、パイロット信号ベクトルＰは、先の（１）式のように表される。

ＤＦＴ演算加算合計部２２は、このようにして得られたパイロット信号ベクトルＰのベクトル成分を加算しその合計値である加算合計パイロット信号Ｕを算出して出力する。すなわち、

ここに、

（３）式は、時間領域ＯＦＤＭ変調信号と（４）式で定義されるＲ（ｎ）との積の時間累積加算、すなわち時間積分を意味する。また、（４）式のＲ（ｎ）は、パイロット信号が含まれるサブキャリアを表す直交周波数関数（周期的指数関数）を加算合計したものであり、パイロット信号をどのサブキャリアに配置するかによって定まる係数である。したがって、Ｒ（ｎ）は専らシステムに依存する係数であるといえる。そこで、アダプティブアレイアンテナ受信装置５に設けられた記憶装置（図示せず）にＲ（ｎ）を予め記憶しておき、ＤＦＴ演算加算合計部２２が記憶装置からＲ（ｎ）を読み込む構成とすることも可能である。

一方、各受信部５２が出力したベースバンド信号はウェイト係数乗算器５４に入力される他、別系統でＤＦＴ演算加算合計部２２に入力される。ＤＦＴ演算加算合計部２２はアレイアンテナの素子数と同じ数だけ設けられており、１組のウェイト係数Ｗ（ｗ₁，ｗ₂，・・・，ｗ_L）の要素それぞれについて加算合計傍系パイロット信号Ｕ_Si（ｉ＝１，２，・・・・，Ｌ）が算出される。なお、ＤＦＴ演算加算合計部２２が記憶装置から（４）式のＲ（ｎ）を読み込む構成とすることも可能である点については、加算合計パイロット信号Ｕを算出する場合と同様である。

ウェイト係数演算部１０は、加算合計パイロット信号Ｕ、ウェイト係数演算部１０の参照パイロット信号生成部１４およびＤＦＴ演算加算合計部２２が生成した加算合計参照パイロット信号Ｕ₀との誤差ｄを加算器１６によって算出する。この加算器１６には加算合計パイロット信号Ｕが符号反転された上で入力されているため、加算器１６からは減算結果が得られることとなる。ウェイト係数演算部１０のアダプティブ処理部１２は、当該誤差ｄと加算合計傍系パイロット信号Ｕ_Si（ｉ＝１，２，・・・・，Ｌ）とに基づいてウェイト係数を算出し、算出されたウェイト係数をウェイト係数演算部１０から出力する。

また、ＤＦＴ演算加算合計部２２は、加算合計パイロット信号Ｕ、加算合計傍系パイロット信号Ｕ_Si、および加算合計参照パイロット信号Ｕ₀を、次の（５）式および（６）式に基づいて算出するものとして構成することもできる。

ここに、

これは、パイロット信号ベクトルＰのベクトル成分あるいは傍系パイロット信号ベクトルＰ_Siあるいは参照パイロット信号ベクトルＰ₀のベクトル成分を重み付け加算するものである。すなわち、第ｑ番目のサブキャリアに対して、重み付け係数ｇ_qを乗じた上で加算合計するのである。このようにすることによって、どのサブキャリア周波数をウェイト係数算出に対して非支配的にするかを任意に決定することができる。例えば、ＯＦＤＭ変調信号の占有周波数帯域端付近の周波数を非支配的としたければ、周波数配列されたｍ個のサブキャリアのうち、占有周波数帯域端付近のサブキャリアに対する重み付け係数を占有周波数帯域中心周波数付近のサブキャリアに対する重み付け係数よりも小さく設定すればよい。ただし、アダプティブ処理に際しては、加算合計パイロット信号Ｕ、加算合計傍系パイロット信号Ｕ_Si、および加算合計参照パイロット信号Ｕ₀を、同一スケールで用いる必要があるため、これらの算出に際しては同一の重み付け係数を用いなければならない。

なお、ここではアダプティブアレイアンテナ受信装置５におけるＤＦＴ演算加算合計部２２が、加算合計パイロット信号Ｕ、加算合計傍系パイロット信号Ｕ_Si、および加算合計参照パイロット信号Ｕ₀を重み付け加算によって算出する構成について示したが、この重み付け加算は、図１のアダプティブアレイアンテナ受信装置１、図２のアダプティブアレイアンテナ受信装置３における加算合計器４０にも適用可能であることはいうまでもない。

アダプティブ処理部１２が、誤差ｄおよび加算合計傍系パイロット信号Ｕ_Si（ｉ＝１，２，・・・・，Ｌ）に基づいてウェイト係数を算出する処理は、ＬＭＳアルゴリズム、ＲＬＳアルゴリズム、ＳＭＩアルゴリズム等、周知のアルゴリズムによって行うことができる点については、第１の実施形態および第２の実施形態と同様である。

パイロット信号ベクトルの成分の数と同数の組のウェイト係数を算出し、これらのウェイト係数を補間することでウェイト係数を算出する従来の構成に対し、本実施形態においては、加算合計パイロット信号に基づいて１組のウェイト係数を算出する構成としている。このようにすることで、マルチパス干渉によって特定のサブキャリアのみに生じる影響は、ＯＦＤＭ変調信号の占有周波数帯域内での指向性決定に対して非支配的となり、受信したＯＦＤＭ変調信号の周波数帯域内にマルチパス干渉による狭帯域の減衰点などがある場合においても、その減衰点の存在によるウェイト係数の誤差を低減することができる。

本発明に係るアダプティブアレイアンテナ受信装置１、３、および５の受信部５２より後段のブロックを構成する各回路は、デジタル回路で構成することができる。ディジタル回路は入力されたディジタル信号を、それによって表された２進数に対する演算処理を施した上でディジタル信号として出力するものであり、演算処理は２進数の加算、減算、桁のシフト等に帰着される。２進数の演算処理は、各計算ステップごとに論理回路を対応付けて構成することも理論的には可能であるが、回路規模が大きくなり処理時間が長くなるため、ＤＳＰ（ＤｉｇｉｔａｌＳｉｇｎａｌＰｒｏｃｅｓｓｏｒ）によって構成することが好適である。ＤＳＰはあらかじめ作成されたプログラムによって動作する基本的な演算処理を行う回路を備えたものである。乗算器と加減算器で構成される高速な積和演算器を有しており、各種の命令を計算ステップごとに実行できるように構成されている。ＤＳＰを動作させるためにはプログラムが必要であり、各回路の動作に応じたプログラムは周知の技術によって作成される。

ＤＳＰによって各回路を構成する場合は、例えば、パイロット信号ベクトル、誤差ｄなどが実際の信号として生成される構成とする必要はない。ただし、実際に論理回路を構成し、これらの信号が実際に生成された場合に得られるであろう信号のタイミングを示した観念図は、ＤＳＰによる設計において動作タイミングチャートとして用いられる。そして、ＤＳＰによって構成された各回路は、仮に論理回路を構成してこれがタイミングチャートに基づいて動作したならば遂行されるであろう動作と全く同一の動作が実現されるよう演算処理を行う。

以上、本発明の実施の形態について説明したが、本発明はこれらの例に何ら限定されるものではない。例えば、図６に示すＯＦＤＭ変調信号のサブキャリア数、パイロット信号の配置などは実施可能な範囲であれば任意のものに対応することができる。また、１次変調としてのシングルキャリア変調方式としては、一般的なＰＳＫ変調方式、あるいはＱＡＭ変調方式などが適用可能である。また、アダプティブ処理部１２において用いられるアルゴリズムとしては、ＲＬＳ、ＬＭＳ、ＳＭＩなどに限らず、加算合計パイロット信号、加算合計参照パイロット信号、および加算合計傍系パイロット信号のうちいずれかに基づくものであれば如何なるものであっても適用可能であることはもちろんである。

本発明の第１の実施形態によるアダプティブアレイアンテナ受信装置の構成を示す図である。本発明の第２の実施形態によるアダプティブアレイアンテナ受信装置の構成を示す図である。本発明の第３の実施形態によるアダプティブアレイアンテナ受信装置の構成を示す図である。送信装置の構成を示す図である。従来のアダプティブアレイアンテナ受信装置の構成を示す図である。ＯＦＤＭ変調信号とディジタルデータの構成を示す図である。マルチパス干渉を受けた受信信号の様子と復調後の受信信号データを重ねて示した図である。

符号の説明

１，３，５，７アダプティブアレイアンテナ受信装置、２送信装置、１０，１００ウェイト係数演算部、１２アダプティブ処理部、１４参照パイロット信号生成部、１６加算器、２０パイロット信号抽出部、２２ＤＦＴ演算加算合計部、３０ＦＦＴ演算器、４０加算合計器、５０アンテナ、５２受信部、５４ウェイト係数乗算器、５６合成器、６０パイロット信号挿入器、７０変調部、７２シングルキャリア変調器、７４シリアル／パラレル変換器、７６逆ＦＦＴ演算器、７８パラレル／シリアル変換器、８０送信部、９０ウェイト係数補間部。

Claims

複数のアンテナと、
前記複数のアンテナの各々で受信された信号の振幅と位相を変化させるための係数であるウェイト係数を計算するウェイト係数計算部と、
前記複数のアンテナの各々で受信された信号の振幅と位相を、前記ウェイト係数計算部が算出したウェイト係数に基づいて変化させ、振幅と位相を変化させた当該信号を合成して出力する合成受信部と、
前記複数のアンテナから信号を受信して出力する傍系受信部と、
各アンテナで信号が受信され前記合成受信部から信号が出力されるまでの信号処理経路、および各アンテナで信号が受信され前記傍系受信部から信号が出力されるまでの信号処理経路に設けられる変換部であって、周波数の異なる複数のサブキャリアを含む時間領域ＯＦＤＭ変調信号を、当該サブキャリアに対応するデータシンボルを対応するサブキャリア周波数に応じて配列した周波数領域ＯＦＤＭ変調信号へと変換する変換部と、
を含み、
前記ウェイト係数計算部は、
所定のデータシンボル間隔で周波数領域ＯＦＤＭ変調信号に配列され、所定パターンの符号列を示すパイロット信号を、前記合成受信部から出力される周波数領域ＯＦＤＭ変調信号から抽出し、抽出した複数のパイロット信号を合成することによって参照信号を生成する参照信号生成部と、
前記傍系受信部から出力される周波数領域ＯＦＤＭ変調信号からパイロット信号を抽出し、抽出した複数のパイロット信号を合成することによって傍系参照信号を生成する傍系参照信号生成部と、
を含み、
前記参照信号生成部が生成した参照信号と前記ウェイト係数計算部が記憶している基準参照信号との誤差を求め、前記傍系参照信号と前記誤差とに基づいてウェイト係数を計算することを特徴とするアレイアンテナ受信装置。
請求項１に記載のアレイアンテナ受信装置において、
前記複数のアンテナの各々で受信された時間領域ＯＦＤＭ変調信号にフーリエ変換を施すフーリエ変換演算部を前記変換部として含み、
前記合成受信部は、
前記複数のアンテナの各々で受信され、フーリエ変換によって周波数領域ＯＦＤＭ変調信号へと変換された信号の振幅と位相を、前記ウェイト係数計算部が算出したウェイト係数に基づいて変化させ、振幅と位相を変化させた当該周波数領域ＯＦＤＭ変調信号を合成して出力し、
前記傍系受信部は、
前記複数のアンテナの各々で受信され、フーリエ変換によって周波数領域ＯＦＤＭ変調信号へと変換された信号を出力することを特徴とするアレイアンテナ受信装置。
請求項１に記載のアレイアンテナ受信装置において、
各アンテナは、時間領域ＯＦＤＭ変調信号を受信し、
前記合成受信部は、
当該合成受信部で合成された時間領域ＯＦＤＭ変調信号にフーリエ変換を施すフーリエ変換演算部を前記変換部として含み、
前記傍系受信部は、
当該傍系受信部で受信された時間領域ＯＦＤＭ変調信号にフーリエ変換を施すフーリエ変換演算部を前記変換部として含むことを特徴とするアレイアンテナ受信装置。
複数のアンテナと、
前記複数のアンテナの各々で受信される時間領域ＯＦＤＭ変調信号の振幅と位相を変化させるための係数であるウェイト係数を計算するウェイト係数計算部と、
前記複数のアンテナの各々で受信された時間領域ＯＦＤＭ変調信号の振幅と位相を、前記ウェイト係数計算部が算出したウェイト係数に基づいて変化させ、振幅と位相を変化させた当該時間領域ＯＦＤＭ変調信号を合成して出力する合成受信部と、
前記複数のアンテナから時間領域ＯＦＤＭ変調信号を受信する傍系受信部と、
を含み、
前記複数のアンテナの各々で受信される時間領域ＯＦＤＭ変調信号は、
周波数の異なる複数のサブキャリアを含み、当該複数のサブキャリアのうち、周波数軸上に所定周波数間隔で配置されたサブキャリアに、所定パターンの符号列を示すパイロット信号が含まれる信号であり、
前記ウェイト係数計算部は、
時間領域ＯＦＤＭ変調信号のサブキャリアのうちのパイロット信号が含まれるサブキャリアを表す複数の直交周波数関数を合成した合成係数関数と、前記合成受信部から出力された時間領域ＯＦＤＭ変調信号と、の積の時間積分に基づいて参照信号を生成する参照信号生成部と、
前記合成係数関数と、前記傍系受信部において受信された時間領域ＯＦＤＭ変調信号と、の積の時間積分に基づいて傍系参照信号を生成する傍系参照信号生成部と、
を含み、
前記参照信号生成部が生成した参照信号と前記ウェイト係数計算部が記憶している基準参照信号との誤差を求め、前記傍系参照信号と前記誤差とに基づいてウェイト係数を計算することを特徴とするアレイアンテナ受信装置。