JP5459359B2 - 通信装置、及び方法 - Google Patents

Description

本発明は、通信装置、及び方法に関するものである。

マルチアンテナ技術は、無線通信において、送信・受信を複数のアンテナを用いて行うことにより、通信容量、周波数の利用効率、消費電力等の改善を行う技術である。なお、送信側・受信側いずれかのアンテナ数が１つであっても、他方のアンテナ数に応じて通信品質の改善等を行うことが可能である。
また、マルチアンテナ技術に関する用語として、ＭＩＭＯ（Ｍｕｌｔｉｐｌｅ Ｉｎｐｕｔ Ｍｕｌｔｉｐｌｅ Ｏｕｔｐｕｔ）がある。ＭＩＭＯとは、通信用語として用いられる場合、送信側及び受信側両方が複数のアンテナを用いる通信方式を指すことが多いが、マルチアンテナ技術全般を指して使われることもある。

マルチアンテナ信号の処理アルゴリズムによって得られる利点としては、次の４つが挙げられる。
（１）空間ダイバーシチ（Ｓｐａｔｉａｌ Ｄｉｖｅｒｓｉｔｙ）
（２）合成利得（Ｃｏｈｅｒｅｎｔ Ｇａｉｎ）
（３）干渉波除去（Ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ Ｍｉｔｉｇａｔｉｏｎ）
（４）空間多重（Ｓｐａｔｉａｌ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ）

前記空間ダイバーシチは、空間的に離れたアンテナを用いることで、マルチパスなどの影響による通信品質の劣化を小さくすることである。
前記合成利得は、受信側・送信側の各アンテナの信号に対して伝搬路の情報（振幅、位相の変化）を利用した重みをかけることで、希望方向からの受信電力と雑音の比を大きくすることである。

前記干渉波除去は、各アンテナからの受信信号に対して、所望信号以外の到来信号（干渉信号）を打ち消すように重みをかけて合成する。受信アンテナ数よりも一つ小さい数の干渉信号を除去することができる。到来信号の伝搬係数が未知であるならば、なんらかの学習アルゴリズムを用いる必要がある。
前記空間多重は、干渉波除去を応用して同時に複数の通信路を確立する方法である。一人のユーザが複数のアンテナから異なる信号を送信して通信容量を増やす方法と、複数のユーザが同時に通信を行って周波数利用効率を高める方法とがある。後者の方法は、ＳＤＭＡ（Ｓｐａｃｅ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅ Ａｃｃｅｓｓ）と呼ばれる。

さて、近年注目を浴びているマルチアンテナ技術として、ＯＦＤＭ（Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ；直交周波数分割多重）方式を用いたＯＦＤＭ−ＭＩＭＯがある。
ＯＦＤＭ方式は、複数の搬送波（サブキャリア）を周波数軸上に多数配置するとともに、複数の搬送波を一部重ならせて周波数利用効率を上げたものである。ＯＦＤＭは、地上波デジタル放送、無線ＬＡＮなどの伝送方式に採用されている。

ＯＦＤＭ−ＭＩＭＯにおける重要な技術の一つとして、重み（ウェイト）の更新が挙げられる。
例えば、ウェイトは、マルチアンテナ技術において上記（２）の合成利得により、希望波方向からの受信電力と雑音電力の比を大きくして、希望波方向に強い指向性を向ける（ビームフォーミング）場合に用いられる。
なお、ビームフォーミングでは、希望波方向に強い指向性を向けるのに加えて、希望波以外の受信信号による影響を小さくすることもできる。

ウェイトは、参照信号を用いて生成される。例えば、ＯＦＤＭでは、受信側と送信側で既知の信号（パイロット信号）が挿入されているので、このパイロット信号を参照信号として、ウェイトを更新することができる。

ウェイトの更新アルゴリズムとしては、ＬＭＳ（Ｌｅａｓｔ Ｍｅａｎ Ｓｑｕａｒｅ）、ＲＬＳ（Ｒｅｃｕｒｓｉｖｅ Ｌｅａｓｔ−Ｓｑｕａｒｅｓ）があり、これらが適切に動作した場合には誤差エネルギーを最小化し、（１）〜（４）のすべての利点を得ることができる。

ＯＦＤＭのパイロット信号は、時間軸方向に所定間隔で配置されているため、パイロット信号を受信する度に、逐次、ウェイトを更新することが可能である。
定常状態（伝搬係数に時間的に変化がない場合）においては、ある程度の回数以上のウェイトの更新を行うことで、ウェイトの計算結果が収束し、干渉信号や雑音信号の影響を小さくすることができる。

ウェイトの更新方法については、例えば、特許文献１に記載されている。
図１１は、特許文献１の図８の信号配列図を示している。この信号配列図は、ＯＦＤＭ方式による地上デジタルテレビ放送方式の信号配列である。同図では、縦軸をシンボル方向（時間軸方向）ｉとし、横軸をキャリア方向（周波数軸方向）ｋとしたキャリア−シンボル空間上のサブキャリア配置を示している。図中の黒丸はスキャッタード・パイロット（Ｓｃａｔｔｅｒｅｄ Ｐｉｌｏｔ）ＳＰを示し、白丸はデータ信号（データサブキャリア）を示している。
同図の信号配列の場合、同一のＳＰキャリア番号ｋｐについては、４シンボル周期でＳＰ信号が繰り返される。

特許文献１では、ＬＭＳアルゴリズムを適用してウェイトを更新する方法が説明されている。
同文献によれば、あるキャリア番号ｋｐの時刻ｉにあるＳＰ信号を用いて更新されたウェイトｗｂ _ｋｐ（ｉ）があるときに、次のウェイトの更新は、同じキャリア番号ｋｐの４シンボル後に位置するＳＰ信号（キャリア番号ｋｐ，時刻ｉ＋４）を用いてウェイト更新値ｗｂ _ｋｐ（ｉ＋４）を算出する。

すなわち、特許文献１では、ウェイト更新値ｗｂ _ｋｐ（ｉ＋４）は、下記式によって定義されている。
ｗｂ _ｋｐ（ｉ＋４）＝ｗｂ _ｋｐ（ｉ）＋μｕ_ｋｐ（ｉ）・ｅ^＊ _ｋｐ（ｉ）

特許文献１によれば、上記式において、μは、ステップ・サイズ・パラメータと呼ばれる更新の前後の変化量を規定するパラメータである。なお、ｕ_ｋｐ（ｉ）は、シンボル番号ｉ、キャリア番号ｋｐで特定されるＯＦＤＭ信号ベクトルであり、ｅ_ｋｐ（ｉ）は、事後推定誤差である。

特開２００３−１７４４２７号公報

ここで、最適なウェイトは、伝搬路の環境によって異なる。また、伝搬環境は、動的に変動することがある。したがって、伝搬路の変化を動的に推定できれば、精度よく復調する上で有利である。

そこで、本発明は、伝搬路の変化に応じて精度よく復調できる通信装置等を提供することを目的とする。

（１）本発明は、周波数軸方向にデータ信号及びパイロット信号を含むとともにパイロット信号が周波数軸方向及び時間軸方向において分散して配置された受信信号から送信信号を推定するアダプティブアンテナ処理を行うためのウェイトを、受信信号に含まれるパイロット信号を用いて推定する通信装置であって、パイロット信号と当該パイロット信号に対応する参照信号とを用いるとともに、パラメータを用いて、パイロット信号についてのウェイトを推定する手段を備え、前記パラメータは、最適ウェイトの変動量に応じて動的に調整されるパラメータであり、ウェイトを推定する前記手段によって推定されたウェイトを用いてパイロット信号を復調して生成された復調信号と、当該パイロット信号に対応する参照信号と、の誤差を計算する手段と、前記誤差を計算する前記手段によって前記誤差が算出されると、当該誤差に応じて前記パラメータを動的に調整する手段と、を更に備えていることを特徴とする通信装置である。

（２）前記パラメータを動的に調整する前記手段は、受信した第１のパイロット信号を用いて推定されたウェイトを用いて、受信した第２のパイロット信号を復調し、当該第２のパイロット信号を復調した復調信号と当該第２のパイロット信号に対応する参照信号との誤差を計算し、当該誤差に応じて前記パラメータを動的に調整するのが好ましい。

（３）前記パラメータを動的に調整する前記手段は、受信した第１のパイロット信号を用いて推定されたウェイトを用いて、受信した第２のパイロット信号を復調することで、当該第２のパイロット信号についての第１復調信号を生成するとともに、受信した第１のパイロット信号を用いて推定された前記ウェイトを用いて、受信した第３のパイロット信号を復調することで、当該第３のパイロット信号についての第２復調信号を生成し、前記第２のパイロット信号に対応する参照信号と、前記第１復調信号と、の第１誤差を算出するとともに、前記第３のパイロット信号に対応する参照信号と、前記第２復調信号と、の第２誤差を算出し、前記第１誤差と前記第２誤差との差に基づいて、前記パラメータを動的に調整するのが好ましい。

（４）前記第２のパイロット信号は、前記第１のパイロット信号との時間間隔が第１の間隔であるとともに、前記第１のパイロット信号との周波数間隔が第２の間隔であり、前記第３のパイロット信号は、前記第１のパイロット信号と同じ時刻の信号であるとともに、前記第１のパイロット信号との周波数間隔が前記第２の間隔であるのが好ましい。

（５）前記第２のパイロット信号は、前記第１のパイロット信号との時間間隔が第１の間隔であるとともに、前記第１のパイロット信号との周波数間隔が第２の間隔であり、
前記第３のパイロット信号は、前記第１のパイロット信号との時間間隔が前記第１の間隔であるとともに、前記第１のパイロット信号と同じ周波数の信号であるのが好ましい。

（６）前記パラメータを、パイロット信号の受信電力の大きさによって正規化する手段を更に備えているのが好ましい。

（７）前記ウェイトを推定する手段は、ＲＬＳアルゴリズム又はＬＭＳアルゴリズムを用いてウェイトを推定するのが好ましい。

（８）前記ウェイトを推定する手段は、ＳＭＩアルゴリズムを用いてウェイトを推定するのが好ましい。

（９）他の観点からみた本発明は、周波数軸方向にデータ信号及びパイロット信号を含むとともにパイロット信号が周波数軸方向及び時間軸方向において分散して配置された受信信号から送信信号を推定するアダプティブアンテナ処理を行うためのウェイトを、受信信号に含まれるパイロット信号を用いて推定する方法であって、パイロット信号と当該パイロット信号に対応する参照信号とを用いるとともに、パラメータを用いて、パイロット信号についてのウェイトを推定するステップを含み、前記パラメータは、最適ウェイトの変動に応じて動的に調整されるパラメータであり、ウェイトを推定する前記手段によって推定されたウェイトを用いてパイロット信号を復調して生成された復調信号と、当該パイロット信号に対応する参照信号と、の誤差を計算するステップと、前記誤差を計算する前記手段によって前記誤差が算出されると、当該誤差に応じて前記パラメータを動的に調整するステップと、を更に含むことを特徴とする方法である。

（１０）本発明者は、伝搬路の変化を動的に把握するためには、パイロットサブキャリア間におけるウェイト変動量を推定すればよいとの着想を得た。そこで、下記の本発明は、伝搬路の変化を把握するべく、パイロットサブキャリア間におけるウェイト変動量を推定することを目的とする。すなわち、他の観点からみた本発明は、受信信号に含まれるパイロットサブキャリアに基づいて更新されるウェイトの変動量を推定する方法であって、受信した第１のパイロットサブキャリアを用いて更新された第１ウェイトを用いて、受信した第２のパイロットサブキャリアを復調した復調信号を生成するステップと、前記第２のパイロットサブキャリアに対応する参照信号に対する前記復調信号の誤差を、前記第１パイロットサブキャリアと前記第２パイロットサブキャリアとの間におけるウェイト変動量として算出するステップと、を含むことを特徴とするウェイト変動量推定方法又は通信装置である。

上記本発明によれば、受信した第２のパイロットサブキャリアを第１ウェイトによって復調した復調信号と、第２のパイロットサブキャリアに対応する参照信号との誤差を、ウェイト変動量として算出することができる。

（１１）また、他の観点からみた本発明は、受信信号に含まれるパイロットサブキャリアに基づいて更新されるウェイトの変動量を推定する方法であって、受信した第１のパイロットサブキャリアを用いて更新された第１ウェイトを用いて、受信した第２のパイロットサブキャリアを復調した第１復調信号を生成するステップと、前記第１ウェイトを用いて、受信した第３のパイロットサブキャリアを復調した第２復調信号を生成するステップと、前記第２のパイロットサブキャリアに対応する参照信号に対する前記第１復調信号の第１誤差を算出するステップと、前記第３のパイロットサブキャリアに対応する参照信号に対する前記第２復調信号の第２誤差を算出するステップと、前記第１誤差と前記第２誤差との差を、前記第２パイロットサブキャリアと前記第３パイロットサブキャリアとの間におけるウェイト変動量として算出するステップと、を含むことを特徴とするウェイト変動量推定方法又は通信装置である。

上記本発明によれば、第１誤差と第２誤差との差をとるため、第１ウェイトの推定誤差や外部雑音の影響が相殺され、第２パイロットサブキャリアと第３パイロットサブキャリアとの間におけるウェイト変動量を精度よく算出することができる。

（１２）上記（１１）において、前記第２のパイロットサブキャリアは、前記第１のパイロットサブキャリアとの時間間隔が第１の間隔であるとともに、前記パイロットサブキャリアとの周波数間隔が第２の間隔であり、前記第３のパイロットサブキャリアは、前記第１のパイロットサブキャリアと同じ時刻の信号であるとともに、前記第１のパイロットサブキャリアとの周波数間隔が前記第２の間隔であり、前記第２パイロットサブキャリアと前記第３パイロットサブキャリアとの間におけるウェイト変動量を、時間方向のウェイト変動量として算出するのが好ましい。この場合、時間方向のウェイト変動量を精度よく算出することができる。

（１３）上記（１１）又は（１２）において、前記第２のパイロットサブキャリアは、前記第１のパイロットサブキャリアとの時間間隔が第１の間隔であるとともに、前記パイロットサブキャリアとの周波数間隔が第２の間隔であり、前記第３のパイロットサブキャリアは、前記第１のパイロットサブキャリアとの時間間隔が前記第１の間隔であるとともに、前記第１のパイロットサブキャリアと同じ周波数の信号であり、前記第２パイロットサブキャリアと前記第３パイロットサブキャリアとの間におけるウェイト変動量を、周波数方向のウェイト変動量として算出するのが好ましい。この場合、周波数方向のウェイト変動量を精度よく算出することができる。

（１４）前記（１０）〜（１３）のいずれかにおいて、ウェイト変動量を、パイロットサブキャリアの受信電力の大きさによって正規化するステップを更に備えているのが好ましい。この場合、受信電力の大きさによって正規化されたウェイト変動量が得られる。

（１５）前記（１０）〜（１４）のいずれかにおいて、ウェイト更新方法に係る本発明は、前記ウェイト変動量推定方法によって得られたウェイト変動量を、ウェイトを求めるために用いることを特徴とする。この場合、精度よくウェイト更新を行うことができる。

（１６）前記（１０）〜（１４）のいずれかにおいて、ウェイト更新方法は、前記ウェイト変動量推定方法によって得られたウェイト変動量に基づいて、ウェイト更新に用いられるパイロットサブキャリアの順序を制御する順序制御ステップを含むのが好ましい。この場合、ウェイト変動量に応じて、適切な順序でウェイト更新を行うことができる。

（１７）前記（１０）〜（１４）のいずれかにおいて、ウェイト更新方法は、前記ウェイト変動量推定方法によって得られたウェイト変動量に応じて、ウェイト更新の際に用いるウェイト更新パラメータを調整する更新パラメータ調整ステップを含むのが好ましい。この場合、ウェイト変動量に応じた適切なウェイト更新が行える。

（１８）ウェイト更新方法は、複数回のウェイト更新の演算によって得られたウェイト推定値を平滑化した平滑化推定値を求めるウェイト平滑化ステップと、前記ウェイト変動量推定方法によって得られたウェイト変動量に応じて、前記ウェイト平滑化ステップにおける平滑化の際に用いる平滑化パラメータを調整する平滑化パラメータ調整ステップと、を含むのが好ましい。この場合、平滑化されたウェイトが得られるとともに、ウェイト変動量に応じた適切な平滑化が行える。

本発明に係る通信装置又は方法によれば、伝搬路の変化に応じて精度よく復調することができる。

ＯＦＤＭのサブキャリア構造を示す図である。 サブキャリアの周波数−時間２次元配列である。 通信装置のブロック図である。 簡略化した空間フィルタリングモデルを示す図である。 第１実施形態に係るフィルタリング処理部のブロック図である。 ウェイト補間方法の説明図である。 ウェイト変動量計算部のブロック図である。 ウェイト変動量推定の概念図である。 タイル内でのウェイト変動量推定の説明図である。 タイルごとに誤差等を更新する処理の説明図である。 タイル内での誤差を示す説明図である。 順序制御部のブロックズである。 第１更新順序ルールの説明図である。 第２更新順序ルールの説明図である。 第２実施形態に係るフィルタリング処理部のブロック図である。 平滑化順序を示す図である。 第２実施形態におけるパイロット信号、ウェイト推定値、平滑化推定値の関係図である。 第２実施形態における平滑化処理のフローチャートである。 第３実施形態に係るフィルタリング処理部のブロック図である。 第３実施形態における平滑化処理のフローチャートである。 第３実施形態におけるパイロット信号、ウェイト推定値、平滑化推定値の関係図である。 第４実施形態に係るフィルタリング処理部のブロック図である。 第４実施形態における平滑化処理のフローチャートである。 第４実施形態におけるパイロット信号、ウェイト推定値、平滑化推定値の関係図である。

以下、本発明の実施形態を図面に基づいて説明する。
本実施形態では、通信方式としてＷｉＭＡＸ（Ｗｏｒｌｄｗｉｄｅ Ｉｎｔｅｒｏｐｅｒａｂｉｌｉｔｙ ｆｏｒ Ｍｉｃｒｏｗａｖｅ Ａｃｃｅｓｓ， ＩＥＥＥ８０２．１６）を例として説明する。

図１は、ＷｉＭＡＸにおいて採用されているＯＦＤＭのサブキャリア配置を示している。ＯＦＤＭは、周波数多重方式の一種であり、周波数軸上で直交するように多数配置された搬送波（サブキャリア）にＱＡＭ変調をかけ、デジタル情報の伝送を行う通信方式である。

ＯＦＤＭのサブキャリアには、データサブキャリア（Ｄａｔａ Ｓｕｂ−Ｃａｒｒｉｅｒ）、パイロットサブキャリア（Ｐｉｌｏｔ Ｓｕｂ−Ｃａｒｒｉｅｒ）、ヌルサブキャリア（Ｎｕｌｌ Ｓｕｂ−Ｃａｒｒｉｅｒ）の３種類がある。
データサブキャリア（データ信号）は、データや制御用メッセージを送信するためのサブキャリアである。パイロットサブキャリアは、受信側及び送信側で既知の信号（パイロット信号）であり、伝達関数推定に用いられたり、ウェイト更新に用いられたりする。

ヌルサブキャリアは、実際には何も送信されないサブキャリアであり、低周波数域側のガードサブバンド（ガードサブキャリア）、高周波数域側のガードサブバンド（ガードサブキャリア）、及びＤＣサブキャリア（中心周波数サブキャリア）によって構成されている。

図２は、ヌルサブキャリアを除いたデータサブキャリア及びパイロットサブキャリアの２次元配置を示している。なお、図２は、ＷｉＭＡＸ Ｕｐｌｉｎｋ ＰＵＳＣのサブキャリア配置図である。図２において、横軸は周波数軸であり、縦軸は時間軸である。
図２の横軸のｌ（１〜Ｌ）はサブキャリア番号を示している。サブキャリア番号は、ヌルサブキャリアを除くサブキャリアについて、周波数の小さい順に番号を付したものである。なお、ヌルサブキャリアを含めた全サブキャリアの数を１０２４とした場合、データサブキャリア及びパイロットサブキャリアの総数Ｌは、８４０となる。
図２の縦軸のｋは、シンボル番号を示している。シンボル番号は、到来時間の早い順にシンボルに番号を付したものである。

各サブキャリアは、伝搬路を通ることによって振幅と位相が変化する。振幅と位相の変化の仕方は、各サブキャリアによって異なることが多い。サブキャリア間での振幅と位相の変動の仕方は、伝搬環境に依存する。なお、データサブキャリアの振幅と位相の変化は、値が既知のパイロットサブキャリアを用いて補償（空間等化）される。

図２では、シンボル方向（時間軸方向）に３個×周波数軸方向に４個の計１２個のサブキャリアによって１つのタイル構造を構成している。タイルは、ＷｉＭＡＸ Ｕｐｌｉｎｋ ＰＵＳＣにおいて、ユーザ割当の際の最小単位となるものである。
タイルの四隅には、パイロットサブキャリアが配置され、タイル内の他のサブキャリアはデータサブキャリアとされている。
図２に示すように、上記タイルが時間軸方向及び周波数軸方向に規則的に並んでいる。この結果、パイロットサブキャリアは、複数の周波数軸方向位置に存在するとともに、複数の時間軸方向位置に存在する。換言すると、パイロットサブキャリアは、サブキャリア中に（周波数軸方向及び時間軸方向において）分散して配置されているのである。
なお、本発明のサブキャリア配置は、上記のものに限られない。

図３は、本実施形態に係る通信装置の機能ブロックを示している。この通信装置１としては、主に基地局を想定する。この通信装置１は、複数のアンテナ素子１１を有し、フィルタリング処理部１４によって、空間フィルタリング特性を適応的に制御するアダプティブアレーアンテナシステムを構成している。

通信装置１は、各アンテナ素子１１に対応してＲＦ（Ｒａｄｉｏ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ）部１２及びＦＦＴ部１３が設けられている。ＲＦ部１２は、送信側で付加されたガードインターバルの除去やＡ／Ｄ変換などの処理を行う。ＦＦＴ部では、直列／並列変換や離散フーリエ変換などの処理を行う。
各ＦＦＴ部１３の出力（マルチアンテナ信号）は、フィルタリング処理部１４に与えられる。フィルタリング処理部１４では、伝搬環境に応じた空間フィルタリング特性を適応的に求めるアダプティブアンテナ処理を行う。

図３には、通信装置１が通信しようとしている移動局（希望局）２以外に、干渉源となる干渉局（移動局）３，４を示した。希望局及び干渉局３，４の総数はＭ個とする。
希望局２及び干渉局３，４は、それぞれ、並列／直列変換や逆離散フーリエ変換などの処理を行うＩＦＦＴ部２１，３１，４１と、ガードインターバルの付加やＤ／Ａ変換などの処理を行うＲＦ部２２，３２，４２と、アンテナ素子２３，３３，４３を備えている。

送信側通信装置２，３，４と受信側通信装置１との間の伝搬路は、フェージング伝搬路となっている。サブキャリアは、フェージング伝搬路を通過すると、その振幅と位相が変化する。変化量は、サブキャリアの位置（時間軸方向位置と周波数軸方向位置）によって変わる。

受信側通信装置１の前記フィルタリング処理部１４は、各アンテナ素子１１に対応する各ＦＴＴ部からの出力信号に対して適当なウェイトをかけて合成し、各サブキャリアにおける所望信号を抽出して、出力信号として出力する。
図４は、図３における所望信号、出力信号、受信信号（厳密には、通信装置１のアンテナ素子１１に対応するＦＦＴ部１３からの信号）の関係を示すフィルタリングモデルを示している。

図４において、ｋはシンボル番号、ｌはサブキャリア番号を示す。また、Ｍは所望信号及び干渉信号の数を示す。
雑音信号Ｚ（ｋ，ｌ）は、各アンテナ素子１１における雑音を表す複素Ｎ×１ベクトルである。
受信信号Ｘ（ｋ，ｌ）は、各アンテナ素子１１に対応するＦＦＴ部からの出力からなる複素Ｎ×１ベクトルである。
伝達関数Ｈ_ｍ（ｋ，ｌ）（ｍ＝１〜Ｍ）は、各信号の各サブキャリアが、アンテナ素子数Ｎのフェージング伝搬路で受ける振幅と位相の変化を並べた複素Ｎ×１ベクトルである。
ウェイトＷ（ｋ，ｌ）は、受信信号の各要素に対して掛ける複素数重みの複素共役を並べたＮ×１ベクトルである。図４において、上付のＨは、複素共役転置を表す。また、以下において、上付のＴは転置を表す。

図４の各信号の関係は、式（１）（２）のように表される。

本実施形態の前記フィルタリング処理部１４は、干渉信号Ｓ_２〜Ｓ_Ｍの影響を受けている受信信号Ｘ（ｋ，ｌ）から所望信号Ｓ_１（ｋ，ｌ）だけを推定するものである。
図５に、本実施形態に係るフィルタリング処理部１４の詳細を示している。フィルタリング処理部１４は、受信信号Ｘ（ｋ，ｌ）を逐次的に保存する第１バッファ（受信信号記憶部；受信パイロット信号記憶部）１４１を備えている。第１バッファ１４１に蓄えられたデータサブキャリアＸ（ｋ_ｄ，ｌ_ｄ）は、ウェイト乗算部１４２に与えられる。ウェイト乗算部１４２は、データサブキャリアＸ（ｋ_ｄ，ｌ_ｄ）にウェイトＷ（ｋ_ｄ，ｌ_ｄ）を乗じて、合成した出力信号Ｙ（ｋ_ｄ，ｌ_ｄ）＝Ｗ（ｋ_ｄ，ｌ_ｄ）^ＨＸ（ｋ_ｄ，ｌ_ｄ）を出力する。この出力信号Ｙ（ｋ_ｄ，ｌ_ｄ）が、所望信号Ｓ_１（ｋ_ｄ，ｌ_ｄ）の推定値である。

所望信号の推定値を精度良く求めるには、ウェイトを精度良く推定することが重要である。ウェイトを推定するため、フィルタリング処理部１４は、ウェイト更新部１４３を有している。

前記第１バッファ１４１の受信信号（パイロットサブキャリア）Ｘ（ｋ_ｐ，ｌ_ｐ）は、ウェイトＷ（ｋ_ｐ，ｌ_ｐ）の更新にも用いられる。このため、第１バッファ１４１からウェイト更新部１４３へパイロットサブキャリアＸ（ｋ_ｐ，ｌ_ｐ）が与えられる。
なお、第１バッファ１４１に記憶している受信信号は、ウェイト乗算部１４２、ウェイト更新部１４３、及び後述のウェイト変動量計算部１７０で使われなくなると随時消去される。
第１バッファ１４１で受信信号を蓄積しておくことで、本実施形態のようにウェイト更新方向を多様化しても容易に対応できる。

ウェイト更新部１４３では、受信信号に含まれるパイロットサブキャリアを用いた更新処理（ウェイト更新ステップ）により、ウェイトの更新を行い、更新後のウェイトを第２バッファ１４４へ出力する。なお、更新処理の詳細は後述する。

第２バッファ（更新ウェイト記憶部）１４４は、パイロットサブキャリアの位置でのウェイトＷ（ｋ_ｐ，ｌ_ｐ）を逐次的に保存する。第２バッファ１４４の更新ウェイトは、後述のウェイト補間部１４５又はウェイト変動量計算部１７０において使用されなくなると随時消去される。

ウェイト補間部１４５は、パイロットサブキャリア位置でのウェイトＷ（ｋ_ｐ，ｌ_ｐ）を用いて、データサブキャリア位置でのウェイトＷ（ｋ_ｄ，ｌ_ｄ）を補間して、そのウェイトＷ（ｋ_ｄ，ｌ_ｄ）をウェイト乗算部１４２に与える。
図６は、ウェイト補間の一例を示している。図６の例では、タイル単位での線形補間を行う。具体的には、図６（ｂ）に示すタイルのパイロットサブキャリア位置でのウェイトＷ_１，Ｗ_４，Ｗ_９，Ｗ_１２に対して、図６（ａ）に示す演算を行うことにより、データサブキャリア位置でのウェイトＷ_２，Ｗ_３，Ｗ_５，Ｗ_６，Ｗ_７，Ｗ_８，Ｗ_１０，Ｗ_１１を算出する。
この演算をすべてのタイルについて行うことで、全データサブキャリア位置でのウェイトを算出することができる。

［ウェイト更新部によるウェイト更新処理（ウェイト更新ステップ）］
本実施形態のウェイト更新部１４３は、カルマンフィルタによってウェイトを更新するように構成されている。ただし、他のアルゴリズム、例えば、ＲＬＳアルゴリズム、ＬＭＳアルゴリズム、又はＳＭＩアルゴリズムを用いても良い。
なお、上述の説明では、パイロットサブキャリア位置を示すためにウェイト等を示す記号においてｋ及びｌをｋ_ｐ及びｌ_ｐと表記して、ｋ及びｌの位置がパイロットサブキャリア位置であることを明示していたが、以下では、説明の簡略のため、単に、ｋ，ｌと表記することがある。

ここで、ウェイト（ウィーナー解Ｗ_ｏｐｔ）の更新に伴うウェイトの変動のモデルとして、以下のようなマルコフ過程を考える。

上記において、Ｑ（ｋ，ｌ）は、ウィーナー解（最適なウェイト）の変動量の大きさを表している。また、Ｒ（ｋ，ｌ）は、ウィーナー解（最適なウェイト）を用いて送信信号を推定した場合における推定誤差の大きさを表す。

カルマンフィルタを用いると、最適なウェイトであるウィーナー解Ｗ_ｏｐｔの推定値Ｗ（ｋ，ｌ）は、次のように更新される。

前記ウェイト更新部１４３は、上記式に従って、受信信号中のパイロットサブキャリアＸ（ｋ，ｌ）と、当該パイロットサブキャリアに対応する参照信号Ｓ（ｋ，ｌ）とを用いるとともに、ウェイト更新パラメータとしてのＱ（ｋ，ｌ）及びＲ（ｋ，ｌ）を用いて、現在のウェイトＷ（ｋ_ｐｒｅｖ，ｌ_ｐｒｅｖ）を新たなウェイトＷ（ｋ，ｌ）に更新する。

なお、ウェイト更新部１４３では、上記式におけるパラメータＰの更新値Ｐ_ｎｅｘｔも算出する。

図５に示すように、カルマンフィルタによるウェイト更新演算式で用いられる値Ｘ（ｋ，ｌ），Ｓ（ｋ，ｌ），Ｐ，Ｑ（ｋ，ｌ），Ｒ（ｋ，ｌ）のうち、パイロットサブキャリアＸ（ｋ，ｌ）は、順序制御部１４６を介して、第１バッファ１４１から取得される。また、所望信号の参照信号Ｓ（ｋ，ｌ）は、参照信号生成部１４７によって生成され、ウェイト更新部１４３に与えられる。ウェイト更新パラメータＰ（Ｎ×Ｎ行列）は、第３バッファ（ウェイト更新パラメータ記憶部）１４８に保存されており、ウェイト更新部１４３は、当該第３バッファ１４８からパラメータＰを取得する。また、ウェイト更新部１４３によって更新されたパラメータＰ_ｎｅｘｔは、第３バッファ１４８に更新保存され、次回のウェイト更新時のパラメータＰとして用いられる。

なお、前回のウェイト更新に用いられたパイロットサブキャリアがＸ（ｋ_ｐｒｅｖ，ｌ_ｐｒｅｖ）であるときに、今回のウェイト更新に用いるパイロットサブキャリアとして、どのパイロットサブキャリアＸ（ｋ，ｌ）を選択するかというウェイト更新順序制御に関しては、後述する。

また、Ｑ（ｋ，ｌ），Ｒ（ｋ，ｌ）は、カルマンフィルタにおけるウェイト更新式における更新パラメータであり、ウェイト更新部１４３は、更新パラメータ調整部１８０から、必要なＱ（ｋ，ｌ），Ｒ（ｋ，ｌ）を取得する。
ここで、上記式のアルゴリズムにおいては、Ｑ（ｋ，ｌ）を大きくすれば、ウェイトの変動に対する追従特性は向上する。一方、Ｑ（ｋ，ｌ）を大きくしすぎると、更新の度にウェイトが大きく変化し、ウェイト推定値が収束し難くなる。
そこで、本実施形態では、伝搬路の特性を動的に観測し、ウィーナー解（最適なウェイト）の変動量の大きさＱ（ｋ，ｌ）の値を動的に調整する。Ｑ（ｋ，ｌ）の値を動的に調整することで、周波数軸方向及び／又は時間軸方向に対する伝達関数の変動へのウェイト追従特性を適切に調整することができる。さらにウィーナー解（最適なウェイト）を用いて送信信号を推定した場合における推定誤差の大きさＲ（ｋ，ｌ）も調整することで、適切な推定が行える。

[ウェイト変動量計算部の構成]
最適ウェイトの変動量の計算を行うため、本実施形態のフィルタリング処理部１４は、ウェイト変動量計算部１７０を備えている（図５参照）。

図７は、ウェイト変動量計算部１７０の詳細を示している。ウェイト変動量計算部１７０は、ウェイト更新部１４３で求めたウェイトＷを、受信したパイロットサブキャリアに乗じて復調処理を行い、送信信号の推定値（復調値）を求める送信信号推定部１７１を備えている。
また、ウェイト変動量計算部１７０は、参照信号に対する送信信号推定値（復調値）の誤差Ｅを求める誤差計算部１７２を備えている。この誤差計算部１７２は、送信信号推定値を送信信号推定値１７１から取得するとともに、参照信号を参照信号生成部１７３から取得する。

誤差計算部１７２によって計算された誤差Ｅは、誤差更新部１７４に与えられる。平均誤差更新部７３は、誤差計算部１７２が誤差を算出する度に、それまでの誤差との平均（重み付け平均）Ｅａｖを算出する。なお、誤差更新部１７４が算出した平均誤差Ｅａｖは、第４バッファ（平均誤差記憶部）１７５に保存され、必要に応じて、誤差更新部１７４から読み取られる。なお、誤差更新部１７４は、省略してもよい。

誤差更新部１７４から出力された平均誤差Ｅａｖは、変動量推定部１７６と、誤差Ｒを算出する誤差Ｒ推定部１７７に与えられる。
変動量推定部１７６は、平均誤差Ｅａｖ（又は誤差Ｅ）から、誤差計算に用いたパイロット信号の受信電力で正規化等の処理を行って、ウェイト変動量Ｑを算出する。また、誤差Ｒ推定部は、平均誤差Ｅａｖ（又は誤差Ｅ）に基づいて、誤差Ｒを生成する。

誤差計算に用いたパイロット信号の前記受信電力Ｐは、受信電力計算部１７８によって算出される。受信電力計算部１７９によって計算された受信電力は、受信電力更新部１７９ａに与えられる。受信電力更新部１７９ａは、受信電力計算部１７８が誤差計算に用いたパイロット信号の前記受信電力Ｐを算出する度に、それまでの受信電力との平均（重み付け平均）Ｐａｖを算出する。
なお、受信電力更新部１７９ａが算出した平均受信電力Ｐａｖは、第５バッファ（受信電力記憶部）１７９ｂに保存され、必要に応じて、受信電力更新部１７９ａから読み取られる。なお、受信電力更新部１７９ａは、省略してもよい。
平均受信電力Ｐａｖ（又は受信電力Ｐ）は、前述のように、変動量推定部１７６における正規化処理のために用いられる。

［ウェイト変動量算出の基本的な考え方］
以下、本実施形態におけるウェイト変動量算出の基本的な考え方について、図８（ａ）（ｂ）に基づいて説明する。なお、ここでは、説明の簡略化のため、パイロット信号の並びは時間軸方向についてだけ考え、周波数方向におけるパイロット信号の並びについては考えないものとする。また、パイロット信号は、時間軸方向に一定の間隔で並んでいるものとする。

図８（ａ）では、時刻ｋと時刻（ｋ＋ｐ）にパイロット信号が存在する。ここでは、時刻ｋにおける最適ウェイトＷｏｐｔ（ｋ）と、時刻（ｋ＋ｐ）における最適ウェイトＷｏｐｔ（ｋ＋ｐ）との間の最適ウェイト変動量（最適ウェイト間の差）を推定することを考える。
最適ウェイトの変動量を推定するため、図８（ａ）では、時刻ｋにおける受信信号（パイロット信号）Ｘ（ｋ）を用いて更新（推定）されたウェイトＷ（ｋ）を用いて、時刻（ｋ＋ｐ）における受信信号（パイロット信号）Ｘ（ｋ＋ｐ）を復調し、復調信号（送信信号推定値）Ｗ（ｋ）^ＨＸ（ｋ＋ｐ）を生成する。
すなわち、図８（ａ）の場合、図７の送信信号推定部１７１は、時刻ｋまでに推定したウェイトＷ（ｋ）と、受信信号Ｘ（ｋ＋ｐ）とを用いて、復調信号（送信信号推定値）Ｗ（ｋ）^ＨＸ（ｋ＋ｐ）を生成する。

そして、時刻（ｋ＋ｐ）における参照信号Ｓ（ｋ＋ｐ）と、復調信号（送信信号推定値）Ｗ（ｋ）^ＨＸ（ｋ＋ｐ）との誤差Ｅを求める（誤差計算部１７２による演算）。Ｅの演算式は、下記の通りである。
最適ウェイト変動量Ｅ＝｜Ｓ（ｋ＋ｐ）−Ｗ（ｋ）^ＨＸ（ｋ＋ｐ）｜^２

ここでは、上記誤差Ｅを、時刻ｋにおける最適ウェイトＷｏｐｔ（ｋ）と時刻（ｋ＋ｐ）における最適ウェイトＷｏｐｔ（ｋ＋ｐ）との間の変動量であるとみなす。したがって、ウェイト変動量計算部１７０からは、ウェイト変動量として前記Ｅが出力される。

上記式で求めた誤差Ｅは、厳密には、「最適ウェイトの変動量」のほかに、「時刻ｋにおけるウェイトＷ（ｋ）の推定誤差」、及び「外部雑音」が含まれるため、誤差Ｅは、真の「最適ウェイトの変動量」よりも大きくなる。つまり、上記式では、時刻ｋまでに推定したウェイトＷ（ｋ）を最適ウェイトＷｏｐｔ（ｋ）であるとみなしているが、実際には、ウェイトＷ（ｋ）には、「時刻ｋにおけるウェイトＷ（ｋ）の推定誤差」及び「外部雑音」が含まれる。
ただし、「時刻ｋにおけるウェイトＷ（ｋ）の推定誤差」、及び「外部雑音」が十分に小さい場合には、問題は少ない。

図８（ｂ）は、前述の「時刻ｋにおけるウェイトＷ（ｋ）の推定誤差」及び「外部雑音」の影響を低減する方法を示している。
図８（ｂ）では、時刻ｋと時刻（ｋ＋ｐ）と時刻（ｋ＋２ｐ）にパイロット信号が存在する。ここでは、時刻（ｋ＋ｐ）における最適ウェイトＷｏｐｔ（ｋ＋ｐ）と、時刻（ｋ＋２ｐ）における最適ウェイトＷｏｐｔ（ｋ＋２ｐ）との間の最適ウェイト変動量（最適ウェイト間の差）を推定することを考える。
最適ウェイトの変動量を推定するため、図８（ｂ）では、時刻ｋにおける受信信号（パイロット信号）Ｘ（ｋ）を用いて更新（推定）されたウェイトＷ（ｋ）を用いて、時刻（ｋ＋ｐ）における受信信号（パイロット信号）Ｘ（ｋ＋ｐ）を復調し、第１復調信号（送信信号推定値）Ｗ（ｋ）^ＨＸ（ｋ＋ｐ）を生成する。
また、時刻ｋにおける受信信号（パイロット信号）Ｘ（ｋ）を用いて更新（推定）されたウェイトＷ（ｋ）を用いて、時刻（ｋ＋２ｐ）における受信信号（パイロット信号）Ｘ（ｋ＋２ｐ）を復調し、第２復調信号（送信信号推定値）Ｗ（ｋ）^ＨＸ（ｋ＋２ｐ）を生成する。

すなわち、図８（ｂ）の場合、図７の送信信号推定部１７１は、時刻ｋまでに推定したウェイトＷ（ｋ）と受信信号Ｘ（ｋ＋ｐ）とを用いて第１復調信号（送信信号推定値）Ｗ（ｋ）^ＨＸ（ｋ＋ｐ）を生成するとともに、時刻ｋまでに推定したウェイトＷ（ｋ）と受信信号Ｘ（ｋ＋２ｐ）とを用いて第２復調信号（送信信号推定値）Ｗ（ｋ）^ＨＸ（ｋ＋２ｐ）を生成する。

そして、時刻（ｋ＋ｐ）における参照信号Ｓ（ｋ＋ｐ）と、第１復調信号（送信信号推定値）Ｗ（ｋ）^ＨＸ（ｋ＋ｐ）とから第１誤差Ｅ１を求める（誤差計算部１７２による演算）。
また、時刻（ｋ＋２ｐ）における参照信号Ｓ（ｋ＋２ｐ）と、第２復調信号（送信信号推定値）Ｗ（ｋ）^ＨＸ（ｋ＋２ｐ）とから第２誤差Ｅ２を求める（誤差計算部１７２による演算）。

Ｅ１及びＥ２の演算式は、下記の通りである。
第１誤差Ｅ１＝｜Ｓ（ｋ＋ｐ）−Ｗ（ｋ）^ＨＸ（ｋ＋ｐ）｜^２
第２誤差Ｅ２＝｜Ｓ（ｋ＋２ｐ）−Ｗ（ｋ）^ＨＸ（ｋ＋２ｐ）｜^２

さらに、誤差計算部１７２は、第１誤差及び第２誤差の差Ｅを求める。Ｅの演算式は、下記の通りである。
最適ウェイト変動量Ｅ＝Ｅ２−Ｅ１

ここでは、誤差の差Ｅを、時刻（ｋ＋ｐ）における最適ウェイトＷｏｐｔ（ｋ＋ｐ）と時刻（ｋ＋２ｐ）における最適ウェイトＷｏｐｔ（ｋ＋２ｐ）との間の変動量であるとみなす。したがって、ウェイト変動量計算部１７０からは、ウェイト変動量として前記Ｅが出力される。
上記のようにして求めたＥ１，Ｅ２には、いずれも「時刻ｋにおけるウェイトＷ（ｋ）の推定誤差」と「外部雑音」における影響を含んでいる。したがって、両者Ｅ１，Ｅ２の差をとることによって、「時刻ｋにおけるウェイトＷ（ｋ）の推定誤差」と「外部雑音」を相殺し、最適ウェイトの変動量を精度よく推定することができる。

［ウェイト変動量算出の適用例］
以下、図２に示す実際のサブキャリア配置において、ウェイト変動量の推定を行う例について図９〜図１１に基づいて説明する。ここでは、図８（ｂ）に関した説明した方法を適用した例について説明する。

図９は、１つのタイルにおけるサブキャリア配置を示している。１タイルに含まれるパイロット信号は、４つである。ここでは、図９に示すように、４つのパイロット信号を、それぞれ、Ｘ（０），Ｘ（１），Ｘ（２），Ｘ（３）というものとする。
ここでは、受信したパイロット信号Ｘ（０）を用いてウェイトＷ（０）が導出されている場合に、当該ウェイトＷ（０）からみた周波数方向のウェイト変動量と、時間方向のウェイト変動量をそれぞれ推定する。

まず、受信したパイロット信号Ｘ（０）を用いて導出されたウェイトＷ（０）を用いて、受信信号Ｘ（１），Ｘ（２），Ｘ（３）を、この順序で復調する。
すなわち、送信信号推定部１７１は、Ｗ（０）^ＨＸ（１），Ｗ（０）^ＨＸ（２），Ｗ（０）^ＨＸ（３）をそれぞれ計算する。
そして、誤差計算部１７２は、復調値Ｗ（０）^ＨＸ（１），Ｗ（０）^ＨＸ（２），Ｗ（０）^ＨＸ（３）と、それらの真値である参照信号Ｓ（１），Ｓ（２），Ｓ（３）との誤差Ｅ１，Ｅ２，Ｅ３を下記のように計算する。
Ｅ１＝Ｓ（１）−Ｗ（０）^ＨＸ（１）
Ｅ２＝Ｓ（２）−Ｗ（０）^ＨＸ（２）
Ｅ３＝Ｓ（３）−Ｗ（０）^ＨＸ（３）

また、受信電力計算部１７８は、誤差Ｅ１，Ｅ２，Ｅ３を求めるのに用いたパイロット信号Ｘ（１），Ｘ（２），Ｘ（３）の受信電力（の平均値）Ｐを求める。受信電力Ｐの演算式は、例えば、下記のとおりである。
Ｐ＝（［Ｘ（１）^ＨＸ（１）＋Ｘ（２）^ＨＸ（２）＋Ｘ（３）^ＨＸ（３）］／［３Ｎｒ］）
なお、上記式において、Ｎｒは、受信アンテナの数である。上記式により、アンテナ１本あたりの平均受信電力Ｐを求めることができる。

さらに、図１０に示すように、前述のＥ１，Ｅ２，Ｅ３，Ｐを複数のタイルについて、それぞれ導出する。そして、誤差更新部１７４及び受信電力更新部１７９ａは、複数のタイルについてのＥ１，Ｅ２，Ｅ３，Ｐの平均値Ｅａｖ１，Ｅａｖ２，Ｅａｖ３，Ｐａｖを算出する。図１０に示すように、時間方向に並ぶタイルを用いて平均値Ｅａｖ１，Ｅａｖ２，Ｅａｖ３，Ｐａｖを更新するには、例えば、下記式に従えばよい。
Ｅａｖ１（ｔ＋１）＝α１・Ｅ１（ｔ＋１）＋（１−α１）Ｅ１ａｖ（ｔ）
Ｅａｖ２（ｔ＋１）＝α２・Ｅ２（ｔ＋１）＋（１−α２）Ｅ２ａｖ（ｔ）
Ｅａｖ３（ｔ＋１）＝α３・Ｅ３（ｔ＋１）＋（１−α３）Ｅ３ａｖ（ｔ）
Ｐａｖ（ｔ＋１） ＝α４・Ｐ（ｔ＋１） ＋（１−α４）Ｐａｖ（ｔ）
なお、α１，α２，α３，α４は、忘却係数であり、０＜α１，α２，α３，α４＜１である。

ここで、Ｅａｖ１，Ｅａｖ２，Ｅａｖ３，Ｐを更新するために用いられるタイルは、図１０に示すように時間方向に並ぶものに限られず、周波数方向に並ぶものであってもよく、どのタイルをどの順序で用いるかは、特に限定されない。

以上により、各時点における推定誤差の平均値Ｅａｖ１，Ｅａｖ２，Ｅａｖ３、受信電力の平均値Ｐａｖが導出できる（図１１参照）。導出されたＥａｖ１は、Ｗ（０）からみて周波数方向の誤差（ウェイト変動量）を示し、Ｅａｖ２は時間方向への誤差（ウェイト変動量）を示している。また、Ｅａｖ３は、時間方向への誤差に周波数方向の誤差を加えた誤差（ウェイト変動量）を示している。

したがって、これらの値から、変動量推定部１７６は、周波数方向のウェイト変動量Ｑ（１），時間方向のウェイト変動量Ｑ（２）を、下記式に従い推定する。
Ｑ（１）＝（Ｅａｖ３−Ｅａｖ２）／Ｐａｖ
Ｑ（２）＝（Ｅａｖ３−Ｅａｖ１）／Ｐａｖ

つまり、（Ｅａｖ３−Ｅａｖ２）は、時間方向への誤差に周波数方向の誤差を加えた誤差であるＥａｖ３から、時間方向への誤差であるＥａｖ２を引く処理であり、周波数方向の誤差（ウェイト変動量）が得られる。しかも、（Ｅａｖ３−Ｅａｖ２）によって、「ウェイトＷ（０）の推定誤差」及び「外部雑音」を相殺することができる。
また、（Ｅａｖ３−Ｅａｖ１）は、時間方向への誤差に周波数方向の誤差を加えた誤差であるＥａｖ３から、周波数方向への誤差であるＥａｖ１を引く処理であり、時間方向の誤差（ウェイト変動量）が得られる。しかも、（Ｅａｖ３−Ｅａｖ１）によって、「ウェイトＷ（０）の推定誤差」及び「外部雑音」を相殺することができる。

しかも、（Ｅａｖ３−Ｅａｖ２）と（Ｅａｖ３−Ｅａｖ１）とを、それぞれＰａｖで割って、正規化することで、誤差の大きさをより正確に表すことができる。つまり、誤差の大きさは、最適ウェイトの変化量と平均受信電力の大きさに比例する。したがって、（Ｅａｖ３−Ｅａｖ２）と（Ｅａｖ３−Ｅａｖ１）とを、Ｐａｖで割ることで、受信電力の大きさにかかわらず、正確に誤差の大きさを表すことができる。

なお、変動量推定部１７６は、周波数方向のウェイト変動量Ｑ（１），時間方向のウェイト変動量Ｑ（２）を、より簡単に求める場合、下記式で求めてもよい（図８（ａ）参照）。
Ｑ（１）＝Ｅａｖ１／Ｐａｖ
Ｑ（２）＝Ｅａｖ２／Ｐａｖ

誤差Ｒ推定部１７７は、Ｅａｖ１，Ｅａｖ２に基づいて、ウィーナー解（最適なウェイト）を用いて送信信号を推定した場合における推定誤差の大きさＲを推定する。ここで、誤差Ｒは、理論上は、外部雑音の大きさに相当するが、本実施形態では、Ｅａｖ１及び／又はＥａｖ２をそのまま誤差Ｒとして推定する。また、Ｅａｖ１，Ｅａｖ２の加重平均を誤差Ｒとして推定してもよい。
ここで、Ｅａｖ１，Ｅａｖ２には、最適ウェイトを適用して送信信号を推定した場合における推定誤差（外部雑音）に加えて、「ウェイトの推定誤差」が含まれるため、理論上のＲの値よりも大きくなる。ただし、Ｒの推定誤差がウェイトの推定誤差に与える影響は、Ｑの推定誤差がウェイトの推定誤差に与える影響よりも小さいため、Ｅａｖ１やＥａｖ２をそのまま用いても、実用上は差し支えない。なお、Ｅａｖ１やＥａｖ２が実際のＲよりも大きいことを考慮して、Ｅａｖ１やＥａｖ２から所定値を減算したものを誤差Ｒの推定値としてもよい。

上記のようにして導出したＱ（１），Ｑ（２），Ｒは、更新パラメータ調整部１８０に与えられる。なお、上記のようにして導出したＱ（１）は、サブキャリア間隔が３の場合の周波数方向ウェイト変動量を示しているが、図２のサブキャリア配置では、周波数方向のパイロットサブキャリア間隔は、３以外に、１，４，５，７，８，・・などがある。また、上記Ｑ（２）についても、サブキャリア間隔が２の場合の時間方向ウェイト変動量を示しているが、図２のサブキャリア配置では、時間方向のパイロットサブキャリア間隔は、２以外に、１，３，４，５，６，・・・などがある。
ウェイト変動量計算部１７では、必要に応じて、任意のサブキャリア間隔のパイロットサブキャリアを用いることで、任意のサブキャリア間隔についてのウェイト変動量を求め、それらのウェイト変動量が更新パラメータ調整部１８０に与えられる。また、Ｒについても、任意のサブキャリア間隔についての誤差Ｒが更新パラメータ調整部１８０に与えられる。

更新パラメータ調整部１８０は、周波数方向及び時間方向それぞれについて、サブキャリア間隔ごとのウェイト変動量を保持する。そして、更新パラメータ調整部１８０は、保持するウェイト変動量の中から、ウェイト更新部１４３におけるウェイト更新に必要なウェイト変動量Ｑ及び誤差Ｒを与える。
つまり、更新パラメータ調整部１８０は、前回のウェイト更新値Ｗ（ｋ_prev，ｌ_prev）を推定するために用いたパイロットサブキャリアＸ（ｋ_prev，ｌ_prev）と今回のウェイト更新に用いられるパイロットサブキャリアＸ（ｋ，ｌ）との間のサブキャリア間隔（ｋ−ｋ_prev）及び／又は（ｌ−ｌ_prev）に応じて、当該サブキャリア間隔におけるウェイト変動量Ｑ及び誤差Ｒを、ウェイト更新部１４３に与える。
これにより、ウェイト更新部１４３によるウェイト更新処理では、伝搬環境に応じて最適ウェイトが変動しても、当該変動に追従させるための適切な更新パラメータを用いることができる。したがって、ウェイト更新が適切に行える。

なお、前回のウェイト更新値Ｗ（ｋ_prev，ｌ_prev）を推定するために用いたパイロットサブキャリアＸ（ｋ_prev，ｌ_prev）と今回のウェイト更新に用いられるパイロットサブキャリアＸ（ｋ，ｌ）との位置関係は、順序制御部１４６による順序制御に依存して決まる。

［ウェイト更新順序制御］
前述のように、ウェイト更新部１４３は、順序制御部１４６を介して、第１バッファ１４１から受信信号（パイロットサブキャリア）Ｘ（ｋ_ｐ，ｌ_ｐ）を取得する。
順序制御部１４６は、第１バッファ１４１に保存されている受信信号Ｘ（ｋ，ｌ）の中から、パイロットサブキャリアＸ（ｋ_ｐ，ｌ_ｐ）を分離して抽出する。
そして、順序制御部１４６は、ウェイト更新部１４３がウェイト更新に用いるパイロットサブキャリアの順序を制御する。具体的には、順序制御部１４６は、分離したパイロットサブキャリアを、ウェイト更新に用いる順番に並べ替える。そして、順序制御部１４６は、並び替えたパイロットサブキャリアを、並び替えた順番で、ウェイト更新部１４３に与える。

図１２は、順序制御部１４６の詳細を示している。順序制御部１４６は、更新順序決定部１４６ａと、パイロットサブキャリアの並び替えルール（更新順序ルール）を記憶した更新順序ルール記憶部１４６ｂとを有している。この記憶部１４６ｂには、複数の更新順序ルール（ここでは２つ）が記憶されている。前記更新順序決定部１４６ａは、記憶部１４６ｂにある更新順序ルールのうち、どのルールを用いるかを決定する。
図１３及び図１４は、記憶部１４６にある更新順序ルールの例を示している。

［第１更新順序ルール］
図１３に示す第１の順序ルールでは、まず、図１３のＤ１方向への更新を行う。すなわち、同一シンボル（同一時間ｋ＝１）において周波数軸方向に分散された複数のパイロットサブキャリアＸ（１，１）〜Ｘ（１，Ｌ）を対象として、周波数の小さいパイロットサブキャリアから順番に用いてウェイト更新を行う。このＤ１方向（周波数軸方向）の更新制御は、複数回の周波数軸方向更新制御の組合せとなっている。

ここでの周波数軸方向更新制御は、例えば、前回のウェイトの更新に用いたパイロットサブキャリアがＸ（１，１）であるときに、Ｘ（１，１）の次にウェイト更新に用いるパイロットサブキャリアとしてＸ（１，４）を選択する場合のように、前回のウェイトの更新に用いたパイロットサブキャリアＸ（１，１）とは時間軸方向では同じ位置であって周波数軸方向に異なる位置にあるパイロットサブキャリアＸ（１，４）を、ウェイトの更新に用いることをいう。

Ｄ１方向の更新制御を行って、最大のサブキャリア番号Ｌを持つパイロットサブキャリアＸ（１，Ｌ）まできたら、次に、図１３のＤ２方向への更新を行う。すなわち、Ｘ（１，Ｌ）の位置から時間軸方向へ移動し、時間軸方向にみて次にあるパイロットサブキャリアＸ（３，Ｌ）をウェイト更新に用いる。このＤ２方向（時間軸方向）の更新制御は、１回の時間軸方向更新制御でよい。

ここでの時間軸方向更新制御は、例えば、前回のウェイトの更新に用いたパイロットサブキャリアがＸ（１，Ｌ）であるときに、Ｘ（１，Ｌ）の次にウェイト更新に用いるパイロットサブキャリアとしてＸ（３，Ｌ）を選択する場合のように、前回のウェイトの更新に用いたパイロットサブキャリアＸ（１，Ｌ）とは周波数軸方向時では同じ位置であって時間軸方向に異なる位置にあるパイロットサブキャリアＸ（１，４）を、ウェイトの更新に用いることをいう。

Ｄ２方向の更新制御を行った後は、図１３のＤ３方向への更新を行う。すなわち、同一シンボル（同一時間）における周波数の大きいパイロットサブキャリアから順に、ウェイト更新に用いる。換言すると、時間軸方向の負方向に更新制御が行われる。このＤ３方向の更新制御も、複数回の（負方向）の周波数軸方向更新制御の組合せとなっている。

Ｄ３方向の更新制御を行って、最小のサブキャリア番号１を持つパイロットサブキャリアＸ（３，１）まできたら、図１３のＤ４方向への更新を行う。すなわち、Ｘ（３，１）の位置から時間軸方向へ移動し、時間軸方向にみて次にあるパイロットサブキャリアＸ（４，１）をウェイト更新に用いる。このＤ４方向の更新制御は、１回の時間軸方向制御でよい。なお、Ｄ４方向の更新制御と、Ｄ２方向の更新制御とでは、更新に用いられるパイロットサブキャリアの時間間隔が異なる。

Ｄ４方向の更新制御後は、再び、Ｄ１方向の更新制御を行い、上記処理を繰り返す。

図１３の上記第１更新順序ルールでは、周波数軸方向更新制御と時間軸方向更新制御を組み合わせたものとなっている。ただし、周波数軸方向更新制御によるウェイト更新の方が、時間軸方向更新制御によるウェイト更新よりも回数が多くなっている。
よって、第１更新順序ルールは、周波数軸方向を優先した更新制御ルールである。
したがって、各パイロットサブキャリア間の最適ウェイト変動量を考えたときに、周波数軸方向のサブキャリア間でのウェイト変動量Ｑ（１）が、時間軸方向のサブキャリア間でのウェイト変動量Ｑ（２）よりも小さい場合には、周波数軸方向を優先した第１更新順序ルールを用いると、適切なウェイトを早期に得やすい。

また、上記第１更新順序ルールによれば、パイロットサブキャリアが存在するシンボルについてみると、１シンボルあたりのウェイト更新数が、４２０回となる。時間軸方向のみのウェイト更新であれば、１シンボル１回しか行われないが、上記ルールでは、飛躍的に更新回数が増加する。この結果、適切なウェイトを高速で得ることができる。

高速で適切なウェイトが得られることは、モバイルＷｉＭＡＸ（ＩＥＥＥ ８０２．１６ｅ）のように、移動体との間で伝送を行う方式において、特に有用である。すなわち、ＷｉＭＡＸでは、１基本フレームは、アップリンクサブフレームとダウンリンクサブフレームを含み、基地局は、アップリンクサブフレームを、５ｍｓｅｃごとに受け取る。ところが、移動局の高速移動時には、サブフレーム間でウェイト変動量が非常に大きくなる。しかも、一つのサブフレームは、１５シンボルで構成されている。

したがって、時間軸方向のみでウェイト更新を行うと、１つのサブフレームあたり１０回しかウェイト更新が行えない。この結果、移動局の高速移動（例えば、１２０ｋｍ／ｈ）時には、更新アルゴリズムによっては、適切なウェイトを形成する前に、サブフレームが切り替わってしまう。
そして、サブフレーム間のウェイト変動量は非常に大きいため、サブフレームが切り替わると再度、ウェイト形成が必要となる。この結果、極端な場合には、永久に適切なウェイトが得られない場合が生じる。

これに対し、本実施形態の更新順序ルールによれば、１シンボル当たりの更新回数が多くなるため、高速で適切なウェイトが得られ、一つのサブフレーム内でのウェイト形成が可能となる。なお、この点については、第２更新順序ルールについてもあてはまる。

［第２更新順序ルール］
図１４に示す第２の更新順序ルールでは、まず、図１４のＤ１１方向への更新を行う。すなわち、同一サブキャリア（同一サブキャリア番号＝１）において、時間軸方向に分散して複数存在するパイロットサブキャリアＸ（１，１）〜Ｘ（ｋ，１）を対象として、シンボル番号の小さいパイロットサブキャリアから順番に用いてウェイト更新を行う。このＤ１１方向の更新制御は、複数回の時間軸方向更新制御の組合せとなっている。

Ｄ１１方向への更新制御を行って、所定のシンボル番号＝ｋのパイロットサブキャリア（ｋ，１）まできたら、次に周波数方向Ｄ１２への更新を行う。すなわち、Ｘ（ｋ，１）の位置から周波数軸方向へ移動し、周波数軸方向にみて次にあるパイロットサブキャリアＸ（ｋ，４）をウェイト更新に用いる。このＤ１２方向の更新制御は、１回の周波数軸方向更新制御でよい。

Ｄ１２方向への更新制御の後は、図１４のＤ１３方向への更新を行う。すなわち、同一サブキャリア（同一サブキャリア番号＝４）において、時間軸方向に複数存在するパイロットサブキャリアＸ（ｋ，４）〜Ｘ（１，４）を対象として、シンボル番号の大きいパイロットサブキャリアから順番に用いてウェイト更新を行う。このＤ１３方向の更新制御も、複数回の（負方向）の時間軸方向更新制御の組合せとなっている。

Ｄ１３方向の更新制御を行って、最小のシンボル番号１を持つパイロットサブキャリアＸ（１，４）まできたら、図１４のＤ４方向への更新を行う。すなわち、Ｘ（１，４）の位置から時間軸方向へ移動し、周波数軸方向にみて次にあるパイロットサブキャリアＸ（１，５）をウェイト更新に用いる（第２周波数軸方向更新制御Ｄ４）。このＤ１４方向の更新制御は、１回の周波数軸方向更新制御でよい。

Ｄ１４方向の更新制御後は、Ｄ１１方向の更新制御を行い、上記処理を繰り返す。なお、Ｄ１４方向への更新が行えなくなったら、シンボル番号ｋよりも時間的に後にある次のｋ個のシンボルを用いて同様に更新を行えばよい。

上記第２更新順序ルールにおいても、周波数軸方向更新制御と時間軸方向更新制御を組み合わせたものとなっている。ただし、時間軸方向更新制御によるウェイト更新の方が、周波数軸方向更新制御によるウェイト更新よりも回数が多くなっている。
よって、第２更新順序ルールは、時間軸方向を優先した更新制御ルールである。
したがって、各パイロットサブキャリア間のウェイト変動量を考えたときに、時間軸方向のサブキャリア間でのウェイト変動量Ｑ（２）が、周波数軸方向でのウェイト変動量Ｑ（１）よりも小さい場合には、前記第２更新順序ルールを用いると適切なウェイトを早期に得やすい。

なお、周波数軸方向又は時間軸方向のいずれかを優先して更新制御を行う場合、ウェイト変動量の小さい方向への更新回数を多くすることに替えて、例えば、ウェイト変動量の小さい方向への更新を出来るだけ先に行うようにして相互相関の大きい方向を優先してもよい。

［ウェイト変動量と伝搬環境の関係］
パイロットサブキャリア間のウェイト変動量は、周波数軸方向の方が大きい場合と、時間軸方向の方が大きい場合がある。ここで、ウェイト変動量の大きさは、伝搬環境に依存する。
例えば、基地局の通信相手である移動局が高速移動している場合には、時々刻々と伝搬環境が変化するため、時間軸方向に異なる位置にあるパイロットサブキャリア間では、伝達関数の変動が大きくなり、相互相関が低下し、最適ウェイトの変動量が大きくなる。
一方、時間軸方向には同じ位置で周波数軸方向に異なる位置にあるパイロットサブキャリア間では、相対的に伝達関数の相互相関が大きくなり、最適ウェイトの変動量が小さくなる。

また、移動局が低速又は停止している場合には、時間が推移しても伝搬環境にはほとんど変化がないため、時間軸方向に異なる位置にあるパイロットサブキャリア間における伝達関数の相互相関が相対的に大きくなり、最適ウェイトの変動量は小さい。
なお、相互相関は、移動局の移動速度の他、伝搬環境の遅延分散によっても影響を受ける。

［ウェイト変動量とウェイト更新方向の関係］
移動局が高速移動している場合のように、周波数軸方向のウェイト変動量Ｑ（１）が、時間軸方向のウェイト変動量Ｑ（２）よりも小さくなりやすい場合には、図１３に示す第１更新順序ルールのように周波数軸方向の更新制御を優先してする方が、ウェイト計算値が収束し易く、高速で適切なウェイトを算出することができる。
一方、移動局が低速又は停止している場合のように、時間軸方向のウェイト変動量Ｑ（２）が小さい場合には、図１４に示す第２更新順序ルールのように時間軸方向にウェイト更新を行った方が、ウェイト計算値が収束し易く、高速で適切なウェイトを算出することができる。

［更新順序決定部による更新順序決定］
上述のウェイト変動量Ｑ（１），Ｑ（２）と伝搬環境の関係を利用し、前記更新順序決定部１４６ａは、ウェイト変動量計算部１７０によって求められた周波数軸方向のウェイト変動量Ｑ（１）と時間軸方向のウェイト変動量Ｑ（２）とを比較して、どちらのウェイト変動量が小さいか判定する。更新順序決定部１４６ａは、この判定結果に基づき、更新順序ルールを選択する。

例えば、時間軸方向のウェイト変動量Ｑ（２）が小さい判定された場合、時間軸方向を優先した第２更新順序ルールが選択される。また、周波数軸方向のウェイト変動量Ｑ（１）の方が小さいと判定された場合、周波数軸方向を優先した第１更新順序ルールが選択される。

そして、更新順序決定部１４６ａは、選択された更新順序ルールに従って、第１バッファから取得したパイロットサブキャリアＸ（ｋ，ｌ）を並び替え、並び替えた順で、パイロットサブキャリアをウェイト更新部１４３へ与える。

なお、更新順序ルールは、上記のものに限らず、時間軸方向更新制御と周波数軸方向更新制御を組み合わせた様々な変形が可能である。また、時間軸方向及び周波数軸方向に同時に移動する斜め方向更新制御を含んでいてもよい。この場合、より自由度が高くなる。
また、１回の更新制御における移動幅（パイロットサブキャリア間の時間間隔又は周波数間隔）も自由に設定できる。
また、更新順序決定部１４６ａは、予め決められた更新順序ルールを選択することで、更新順序を決定するのではなく、動的に推定されるウェイト変動量から把握される伝搬環境に応じて適切な更新順序を動的に生成してもよい。

さらに、上記例では、一つのパイロットサブキャリアを１度しか更新に用いていないが、複数回更新に用いても良い。また、更新に用いないパイロットサブキャリアが存在してもよい。

［第２実施形態：ウェイト推定値の平滑化］
図１５は、フィルタリング処理部１４の第２実施形態を示している。なお、第２実施形態において特に説明しない点については、図５のフィルタリング処理部１４と同様である。

図１５のフィルタリング処理部１４では、図５のフィルタリング処理部１４と比べて、ウェイト平滑化部１４９が追加されている。また、ウェイト平滑化部１４９の追加に伴い、第６バッファ１５０及び平滑化パラメータ調整部１５１が追加されている。また、第２バッファ（ウェイト推定値記憶部）１４４の機能が、変更されている。

ここでの第２バッファ（ウェイト推定値記憶部）１４４は、パイロットサブキャリアの位置でのウェイト推定値を複数個保存する。第２バッファ１４４のウェイト推定値は、後述のウェイト平滑化部１４９において使用されなくなると随時消去される。

ウェイト平滑化部１４９は、第２バッファ１４４に保存されている複数のウェイト推定値それぞれの平滑化（ｓｍｏｏｔｈｉｎｇ）処理を行って、ウェイトの平滑化推定値を算出する（平滑化ステップ）。ウェイト平滑化部１４９によって算出されたウェイト平滑化推定値は、第６バッファ１５０へ出力される。なお、平滑化処理の詳細は後述する。

第６バッファ（ウェイト平滑化推定値記憶部）１５０は、複数の平滑化推定値を保存することができる。第６バッファ１５０の平滑化推定値は、後述のウェイト補間部１４５において使用されなくなると随時消去される。なお、ウェイト補間部１４５は、ウェイトの平滑化推定値を用いて、データサブキャリア位置でのウェイトＷ（ｋ，ｌ）を補間する。

［ウェイト推定値の平滑化処理（平滑化ステップ）］
さて、図５に関して説明したように、ウェイト更新部１４３におけるウェイト更新処理の結果得られたウェイト推定値は、所定のウェイト更新回数Ｍ分、第２バッファ１４４に蓄積される。すなわち、第２バッファには、過去Ｍ回のウェイト更新で得られたＭ個のウェイト推定値が保存可能である。

ここでは、更新順序ルールとして図１２の第１更新順序ルールを用いたものとして説明する。また、図１２のシンボル番号ｋ＝１〜６，サブキャリア番号ｌ＝１〜Ｌの範囲を、平滑化の対象領域の一つであるとして説明する。図１６は、図１２に示す第１更新順序ルールに対応する一つの平滑化領域を示している。
また、図１７は、一つの平滑化対象領域における一連のＭ回のウェイト更新で得られたＭ個のウェイト推定値Ｗ（ｋ，ｌ）を、ウェイト更新に用いたパイロットサブキャリアＸ（ｋ，ｌ）及びウェイト推定値の平滑化推定値Ｗ^Ｓ（ｋ，ｌ）とともに、ウェイト更新順に並べたものを示している。なお、図１７中、ｍは、ウェイト更新回数を示している。

図１７からもわかるように、Ｍ個のウェイト推定値Ｗ（ｋ，ｌ）のうち、最も多くの情報（Ｍ個のパイロットサブキャリア）が反映されているのは、最後（ｍ＝Ｍ番目）のウェイト更新で得られたＷ（６，１）である。一方、平滑化対象領域における最初のウェイト更新で得られたＷ（１，１）は、最も少ない情報（１個のパイロットサブキャリア）しか反映されていない。一般には、多くの情報（パイロットサブキャリア）を用いて推定されたウェイトの方が、より精度が高くなる。

そこで、ここでの平滑化処理では、最も多くの情報が反映されているＷ（ｋ_Ｍ、ｌ_Ｍ）＝Ｗ（６，１）を、平滑化対象領域における他のウェイトＷ（ｋ_ｍ，ｌ_ｍ）（ｍ＝１〜Ｍ−１）に反映させる。

具体的には、ここでのウェイト平滑化部１４９が行う平滑化処理は、図１８に示すとおりである。
まず、平滑化部１４９は、ウェイト推定値Ｗ（ｋ_Ｍ、ｌ_Ｍ）を、第２バッファ１４４から第６バッファ１５０へ送る（ステップＳ１）。ウェイト推定値Ｗ（ｋ_Ｍ、ｌ_Ｍ）は、最も多くの情報が反映されており、更に平滑化を行う必要がないので、平滑化推定値Ｗ^Ｓ（ｋ_Ｍ、ｌ_Ｍ）＝ウェイト推定値Ｗ（ｋ_Ｍ、ｌ_Ｍ）とする。なお、ステップＳ１の処理も、必要であれば、後述のステップＳ５と同様に、平滑化演算処理というものとする。

続いて、ウェイト平滑化部１４９は、カウンタｍ＝Ｍ−１とする（ステップＳ２）。そして、ウェイト平滑化部１４９は、第２バッファ１４４からウェイト推定値Ｗ（ｋ_ｍ，ｌ_ｍ）を取得するとともに（ステップＳ３）、第６バッファ１５０から先に得た平滑化推定値Ｗ^Ｓ（ｋ_ｍ＋１、ｌ_ｍ＋１）を取得する（ステップＳ４）。なお、ウェイト平滑化部１４９は、平滑化パラメータβを平滑化パラメータ調整部１５１から取得する。

そして、ウェイト平滑化部１４９は、ステップＳ５の演算式に従った平滑化演算処理を行う。ステップ５の平滑化演算処理ではウェイト更新部１４３で得られたウェイト推定値Ｗ（ｋ_ｍ，ｌ_ｍ）と、当該ウェイト推定値Ｗ（ｋ_ｍ，ｌ_ｍ）を求めた後（直後）のウェイト更新で得られたウェイト推定値Ｗ（ｋ_ｍ＋１，ｌ_ｍ＋１）についての平滑化推定値Ｗ^Ｓ（ｋ_ｍ＋１，ｌ_ｍ＋１）とを合成（パラメータ（重み係数）βによる重み付き合成）し、ウェイト推定値Ｗ（ｋ_ｍ，ｌ_ｍ）の平滑化推定値Ｗ^Ｓ（ｋ_ｍ，ｌ_ｍ）を得る。

ここで、ウェイト推定値Ｗ（ｋ_ｍ，ｌ_ｍ）を「ウェイト先推定値」といい、ウェイト推定値Ｗ（ｋ_ｍ＋１，ｌ_ｍ＋１）を「ウェイト後推定値」というものとする。
ウェイト先推定値Ｗ（ｋ_ｍ，ｌ_ｍ）とウェイト後推定値Ｗ（ｋ_ｍ＋１，ｌ_ｍ＋１）とを比較すると、ウェイト後推定値Ｗ（ｋ_ｍ＋１，ｌ_ｍ＋１）は、ウェイト先推定値Ｗ（ｋ_ｍ，ｌ_ｍ）よりも後（直後）のウェイト更新処理によって得られた値であるから、より多くの情報が反映されている（図１７参照）。
また、いずれの平滑化推定値も、平滑化領域内での最後のウェイト更新によって得られたウェイト推定値Ｗ（ｋ_Ｍ、ｌ_Ｍ）の情報を含んでいる。
したがって、上記合成によって得られた平滑化推定値Ｗ^Ｓ（ｋ_ｍ，ｌ_ｍ）は、平滑化前のウェイト推定値Ｗ（ｋ_ｍ，ｌ_ｍ）よりも多くの情報が反映されたものとなり、精度が良いものとなる。

そして、ウェイト平滑化部１４９は、算出された平滑化推定値Ｗ^Ｓ（ｋ_ｍ，ｌ_ｍ）を第６バッファ１５０へと送る（ステップＳ６）。
その後、ウェイト平滑化部１４９は、上記平滑化演算の繰り返しの終了判定として、ｍ＝１か否かを判定する（ステップＳ７）。ｍ＝１でなければ、ｍをデクリメントし、再び、ステップＳ３〜Ｓ６の処理を行う。また、ｍ＝１であれば、平滑化処理を終了する。

以上の平滑化処理により、平滑化推定値Ｗ^Ｓ（ｋ_ｍ，ｌ_ｍ）が、ｍ＝Ｍ，Ｍ−１，・・・２，１の順番で得られる。つまり、ウェイト更新と逆の順番で平滑化推定値が得られる。なお、図１６には、平滑化処理の順番Ｄ１−Ｓ，Ｄ２−Ｓ，Ｄ３−Ｓ，Ｄ４−Ｓを点線の矢印で示した。

平滑化処理を行うことにより、比較的に初期のウェイト更新で得られるウェイト（未収束のウェイト）についても、多くのパイロット信号の情報を反映させた良好なウェイトを得ることができる。
具体的には、例えば、ウェイト推定値Ｗ（１，１）は、１個のパイロット信号に基づいて得られたものであり、通常、収束していない推定値であるが、平滑化推定値Ｗ^Ｓ（１，１）には、Ｍ個のパイロット信号の情報が反映されている。また、他の平滑化推定値Ｗ^Ｓ（ｋ_ｍ，ｌ_ｍ）についても同様である。
その結果、それぞれのウェイトの精度が向上するほか、平滑化推定値を用いてウェイト補間が行われるため、信号推定も全体的に良好となる。

なお、上記の例では、ウェイト更新と逆の順番で平滑化演算を行ったが、Ｍ個のウェイト推定値をどのような順番で平滑化演算の対象とするかは、上記の例に限られない。例えば、ｍ＝Ｍ，１，２，・・・，Ｍ−２，Ｍ−１の順番であってもよい。つまり、後のウェイト更新で得られたウェイト推定値を、前のウェイト更新で得られたウェイト推定値に反映できれば、どのような順番であってもよい。つまり、ウェイト更新順と無関係に平滑化演算の順番を決定してもよい。

なお、平滑化処理は、平滑化対象領域ごとに行われ、他の平滑化対象領域についても同様に行われる。また、時間軸−周波数軸のサブキャリア２次元配置をどのようにして、複数の平滑化対象領域に区切るかは、自由である。
ただし、好ましくは、一つの平滑化対象領域内での伝搬係数の変動ができるだけ少ないように設定するのがよい。例えば、ＯＦＤＭＡにおける複数のアップリンクサブフレームに跨って一つの平滑化対象領域を構成したり、ＯＦＤＭＡにおける複数のダウンリンクサブフレームに跨って一つの平滑化対象領域を構成したりするのは避けた方が好ましい。複数のサブフレーム間には、実際には、時間間隔があるため、伝搬係数の変動が大きくなる可能性があるからである。

また、平滑化対象領域は、好ましくは、ユーザ割当の最小単位とするのが好ましい。より具体的には、ＯＦＤＭＡのアップリンクＰＵＳＣの場合、ユーザ割当の最小単位であるタイル一つを一つの平滑化対象領域とし、ＯＦＤＭＡのアップリンクＰＵＳＣの場合、ユーザ割当の最小単位であるクラスタ一つを一つの平滑化対象領域とするのが好ましい。
ＯＦＤＭＡのように、一つのサブフレームが複数のユーザに割り当てられる通信方式の場合、一つのサブフレーム内であっても、ユーザが切り替われば、伝搬係数は変化する。したがって、ユーザ割当最小単位を平滑化対象領域としておくことで、伝搬係数の変動が少ない領域で平滑化を行うことができる。

さて、図１８のステップ５の演算式から明らかなように、平滑化演算によって、後のウェイト更新によるウェイト後推定値の情報（平滑化推定値Ｗ^Ｓ（ｋ_ｍ＋１，ｌ_ｍ＋１））をどの程度、ウェイト先推定値Ｗ（ｋ_ｍ，ｌ_ｍ）の平滑化推定値Ｗ^Ｓ（ｋ_ｍ，ｌ_ｍ）に反映されるかは、平滑化パラメータβの値次第である。
前述のウェイト更新パラメータＱ，Ｒと同様に、βの値を調整することによって、周波数軸方向、時間軸方向に対するウェイト変動への追従特性を調整することができる。

［平滑化パラメータβの調整］
パイロットサブキャリアＸ（ｋ_ｍ，ｌ_ｍ）Ｘ（ｋ_ｍ＋１，ｌ_ｍ＋１）間で、最適ウェイトの変動量が小さい場合、ウェイト後推定値の平滑化推定値Ｗ^Ｓ（ｋ_ｍ＋１，ｌ_ｍ＋１）の情報をより多く利用すべきであるから、平滑化パラメータβを大きくした方が、ウェイト先推定値の平滑化推定値の推定精度は向上する。
一方、パイロットサブキャリアＸ（ｋ_ｍ，ｌ_ｍ）Ｘ（ｋ_ｍ＋１，ｌ_ｍ＋１）間で、最適ウェイトの変動量が大きい場合、ウェイト後推定値の平滑化推定値Ｗ^Ｓ（ｋ_ｍ＋１，ｌ_ｍ＋１）の情報をあまり利用しない方が、ウェイト変動への追従特性が向上する。よって、この場合、平滑化パラメータβを小さくした方が、ウェイト先推定値の平滑化推定値の推定精度は向上する。

そこで、平滑化パラメータ調整部１５１では、更新パラメータ調整部１８０と同様に、ウェイト変動量計算部１７０で求めたウェイト変動量Ｑに応じて、平滑化パラメータβを調整する。

具体的には、平滑化パラメータβは、β＝ｆ２（Ｑ）の演算によって調整される。Ｑは、パイロットサブキャリアＸ（ｋ_ｍ，ｌ_ｍ）Ｘ（ｋ_ｍ＋１，ｌ_ｍ＋１）間における最適ウェイト変動量である。また、ｆ２は、相互相関から平滑化パラメータを求めるための関数であり、ウェイト変動量が小さければ平滑化パラメータβを大きくし、ウェイト変動量が大きければ平滑化パラメータβを小さくする関数として構成されている。

上記のような平滑化パラメータ調整を行うことで、平滑化方向（図１６参照）及び／又は伝搬環境に応じて、適切なウェイト平滑化が行え、ウェイト推定精度を向上させることができる。

［第３実施形態：ウェイト推定値の平滑化］
図１９〜図２１は、第３実施形態に係るフィルタリング処理部１４を示している。なお、第３実施形態において特定に説明しない点については、既述のものと同様である。

第３実施形態のウェイト平滑化部１４９は、ウェイト更新１４３の更新順序とは逆の順序により平滑化のための更新演算を行う（図１６の点線矢印参照）。

具体的には、図２０に示す手順により平滑化処理が行われる。まず、平滑化部１４９は、ウェイト推定値Ｗ（ｋ_Ｍ、ｌ_Ｍ）を、第２バッファ１４４から第６バッファ１５０へ送る（ステップＳ１１）。つまり、ウェイト推定値Ｗ（ｋ_Ｍ、ｌ_Ｍ）が、そのまま平滑化推定値Ｗ^Ｓ（ｋ_Ｍ、ｌ_Ｍ）となる。

続いて、ウェイト平滑化部１４９は、カウンタｍ＝Ｍ−１とする（ステップＳ１２）。そして、ウェイト平滑化部１４９は、第１バッファ１４１からパイロットサブキャリアＸ（ｋ_ｍ，ｌ_ｍ）を取得するとともに（ステップＳ１３）、第６バッファ１５０から先に得た平滑化推定値Ｗ^Ｓ（ｋ_ｍ＋１、ｌ_ｍ＋１）を取得する（ステップＳ１４）。なお、ウェイト平滑化部１４９は、参照信号Ｓ（ｋ_ｍ，ｌ_ｍ）を取得する。また、ウェイト平滑化部１４９は、ウェイト平滑化部１４９でのウェイト更新のためのパラメータＰを第７バッファ１５５から、パラメータαを平滑化パラメータ調整部（更新パラメータ調整部）１５６から取得する。

パラメータαは、ウェイト変動量Ｑ（１）Ｑ（２）に応じて、平滑化パラメータ調整部１５６によって、適宜調整される。

そして、ウェイト平滑化部１４９は、下記式に示す平滑化演算式に従った平滑化演算処理（更新演算処理）を行う（ステップＳ１５）。下記平滑化演算処理は、ウェイト更新におけるＲＬＳアルゴリズムと同様のものである。

ステップ１５の平滑化演算処理では、図２１にも示すように、直前に求めた平滑化推定値Ｗ^Ｓ（ｋ_ｍ＋１，ｌ_ｍ＋１）を、パイロットサブキャリアＸ（ｋ_ｍ，ｌ_ｍ）に基づいて、上記式の演算によってウェイト更新することによって得られた推定値を、ウェイト推定値Ｗ（ｋ_ｍ，ｌ_ｍ）の平滑化推定値Ｗ^Ｓ（ｋ_ｍ，ｌ_ｍ）として得る。

さて、ここでも、ウェイト推定値Ｗ（ｋ_ｍ，ｌ_ｍ）を「ウェイト先推定値」といい、ウェイト推定値Ｗ（ｋ_ｍ＋１，ｌ_ｍ＋１）を「ウェイト後推定値」というものとする。
ウェイト先推定値Ｗ（ｋ_ｍ，ｌ_ｍ）と、ウェイト後推定値Ｗ（ｋ_ｍ＋１，ｌ_ｍ＋１）の平滑化推定値Ｗ^Ｓ（ｋ_ｍ＋１，ｌ_ｍ＋１）とを比較すると、平滑化推定値Ｗ^Ｓ（ｋ_ｍ＋１，ｌ_ｍ＋１）は、パイロットサブキャリア（後パイロット信号）Ｘ（ｋ_ｍ＋１，ｌ_ｍ＋１）に基づいて演算されたウェイト先推定値Ｗ（ｋ_ｍ＋１，ｌ_ｍ＋１）を平滑化したものであるから、多くの情報が反映されたものである（図２１参照）。

したがって、上記のように、ウェイト後推定値Ｗ（ｋ_ｍ＋１，ｌ_ｍ＋１）の平滑化推定値Ｗ^Ｓ（ｋ_ｍ＋１，ｌ_ｍ＋１）を、パイロットサブキャリア（先パイロット信号）Ｘ（ｋ_ｍ，ｌ_ｍ）に基づいて、ウェイト更新することで、元のウェイト推定値Ｗ（ｋ_ｍ，ｌ_ｍ）よりも精度の良い平滑化推定値Ｗ^Ｓ（ｋ_ｍ，ｌ_ｍ）が得られる。

そして、ウェイト平滑化部１４９は、算出された平滑化推定値Ｗ^Ｓ（ｋ_ｍ，ｌ_ｍ）を第６バッファ１５０へと送る（ステップＳ１６）。
その後、ウェイト平滑化部１４９は、上記平滑化演算の繰り返しの終了判定として、ｍ＝１か否かを判定する（ステップＳ１７）。ｍ＝１でなければ、ｍをデクリメントし、再び、ステップＳ１３〜Ｓ１６の処理を行う。また、ｍ＝１であれば、平滑化処理を終了する。

以上の平滑化処理により、平滑化推定値Ｗ^Ｓ（ｋ_ｍ，ｌ_ｍ）が、ｍ＝Ｍ，Ｍ−１，・・・２，１の順番で得られる（図１６参照）。

図１９の平滑化パラメータ調整部１５６では、前述のように、平滑化パラメータ（忘却係数）αが適宜調整される。平滑化パラメータαは、α＝ｆ１（Ｑ）によって求められる。なお、ここでのＱは、パイロットサブキャリアＸ（ｋ_ｍ，ｌ_ｍ）Ｘ（ｋ_ｍ＋１，ｌ_ｍ＋１）間におけるウェイト変動量の大きさである。

なお、第３実施形態のウェイト平滑化部１４９の更新アルゴリズムとしては、ＲＬＳアルゴリズムが採用されているが、他のアルゴリズム、例えば、ＬＭＳアルゴリズムやＳＭＩアルゴリズムを用いても良い。
また、平滑化に用いるパイロット信号の順番も、上記のものに限らず、自由である。

［第４実施形態：ウェイト推定値の平滑化］
図２２〜図２４は、第４実施形態に係るフィルタリング処理部１４を示している。なお、第４実施形態において特定に説明しない点については、既述のものと同様である。

第４実施形態では、主に、ウェイト平滑化部１４９が、既述の実施形態のものと異なる。
なお、図２２に示す第３バッファ（更新パラメータ記憶部）１４８は、ウェイト更新部から送られてくるパラメータＰ（ｋ_ｍ，ｌ_ｍ）を保存する。第３バッファ１４８は、Ｐ（ｋ_ｍ，ｌ_ｍ）がウェイト更新部１４３及びウェイト平滑化部１４９で使用されなくなると消去する。また、図２２に示す第７バッファ（平滑化パラメータ記憶部）１６２は、ウェイト平滑化部１４９から送られてくるパラメータλを保存する。ここでは、λの初期値は０とする。

第４実施形態のウェイト平滑化部１４９は、平滑化アルゴリズムとして、固定区間スムーザ（fixed-interval smoother）を利用する。なお、ここでは、固定区間スムーザとしてＦｒａｓｅｒのアルゴリズムを用いる。
具体的には、図２３に示す手順により平滑化処理が行われる。まず、平滑化部１４９は、ウェイト推定値Ｗ（ｋ_Ｍ、ｌ_Ｍ）を、第２バッファ１４４から第６バッファ１５０へ送る（ステップＳ２１）。つまり、ウェイト推定値Ｗ（ｋ_Ｍ、ｌ_Ｍ）が、そのまま平滑化推定値Ｗ^Ｓ（ｋ_Ｍ、ｌ_Ｍ）となる。

続いて、ウェイト平滑化部１４９は、カウンタｍ＝Ｍ−１とする（ステップＳ２２）。そして、ウェイト平滑化部１４９は、第１バッファ１４１からパイロットサブキャリアＸ（ｋ_ｍ＋１，ｌ_ｍ＋１）を取得するとともに（ステップＳ２３）、第２バッファ１４４から平滑化対象のウェイト推定値Ｗ^Ｓ（ｋ_ｍ、ｌ_ｍ）を取得する（ステップＳ２４）。
なお、ウェイト平滑化部１４９は、参照信号Ｓ（ｋ_ｍ＋１，ｌ_ｍ＋１）を参照信号生成部１６０から取得し、ウェイト更新演算の際に求めたパラメータＰ（ｋ_ｍ、ｌ_ｍ）を第３バッファ１４８から取得し、λ_ｍ＋１を第７バッファ１６２から取得する。

そして、ウェイト平滑化部１４９は、下記式に示す平滑化演算式に従った平滑化演算処理を行う（ステップＳ２５）。

ステップ２５の平滑化演算処理では、図２４にも示すように、ウェイト更新部１４３にて求めたウェイト推定値Ｗ（ｋ_ｍ，ｌ_ｍ）を、Ｆｒａｓｅｒのアルゴリズムで平滑化して、平滑化推定値Ｗ^Ｓ（ｋ_ｍ，ｌ_ｍ）を求めている。

さて、ここでは、ウェイト推定値Ｗ（ｋ_ｍ，ｌ_ｍ）を「ウェイト先推定値」といい、ウェイト推定値Ｗ（ｋ_ｍ＋１，ｌ_ｍ＋１）を「ウェイト後推定値」というものとする。また、ウェイト先推定値Ｗ（ｋ_ｍ，ｌ_ｍ）を求めるために用いたパイロット信号Ｘ（ｋ_ｍ，ｌ_ｍ）を先パイロット信号といい、ウェイト後推定値Ｗ（ｋ_ｍ＋１，ｌ_ｍ＋１）を求めるために用いたパイロット信号Ｘ（ｋ_ｍ＋１，ｌ_ｍ＋１）というものとする。

上記演算式では、後パイロット信号Ｘ（ｋ_ｍ＋１，ｌ_ｍ＋１）の情報が反映されるように、ウェイト先推定値Ｗ（ｋ_ｍ，ｌ_ｍ）の平滑化を行う。したがって、ウェイト先推定値Ｗ（ｋ_ｍ，ｌ_ｍ）の平滑化推定値Ｗ^Ｓ（ｋ_ｍ，ｌ_ｍ）は、後パイロット信号Ｘ（ｋ_ｍ＋１，ｌ_ｍ＋１）の情報が反映されたものとなる（図２４参照）。

なお、平滑化を行う際の平滑化パラメータであるＱ（ｋ_ｍ＋１，ｌ_ｍ＋１）は、パイロットサブキャリアＸ（ｋ_ｍ，ｌ_ｍ）Ｘ（ｋ_ｍ＋１，ｌ_ｍ＋１）間のウェイト変動量であり、平滑化パラメータ調整部１６１によって調整される。

そして、ウェイト平滑化部１４９は、算出された平滑化推定値Ｗ^Ｓ（ｋ_ｍ，ｌ_ｍ）を第６バッファ１５０へと送る（ステップＳ２６）。なお、ウェイト平滑化部１４９は、更新されたλ_ｍを第７バッファ１６２へ送り、第７バッファ１６２は、次の平滑化演算処理に用いるためにλ_ｍを保存する。

その後、ウェイト平滑化部１４９は、上記平滑化演算の繰り返しの終了判定として、ｍ＝１か否かを判定する（ステップＳ２７）。ｍ＝１でなければ、ｍをデクリメントし、再び、ステップＳ２３〜Ｓ２６の処理を行う。また、ｍ＝１であれば、平滑化処理を終了する。

以上の平滑化処理により、平滑化推定値Ｗ^Ｓ（ｋ_ｍ，ｌ_ｍ）が、ｍ＝Ｍ，Ｍ−１，・・・２，１の順番で得られる（図１６参照）。

本発明は、上記実施形態に限定されるものではなく、本発明の意図を逸脱しないかぎり、様々な変形が可能である。

１：通信装置（基地局）、２：希望局、１１：アンテナ素子、１４：フィルタリング処理部、１４１：第１バッファ（受信信号記憶部）、１４２：ウェイト乗算部、１４３：ウェイト更新部、１４４：第２バッファ（ウェイト推定値記憶部）、１４５：ウェイト補間部、１４６：順序制御部、１４６ａ：更新順序決定部、１４６ｂ：更新順序ルール記憶部、１４７：参照信号生成部、１４８：第３バッファ（ウェイト更新パラメータ記憶部）、１４９：ウェイト平滑化部、１５０：第６バッファ（ウェイト平滑化推定値記憶部）、１５１：平滑化パラメータ調整部、１５３：更新パラメータ調整部、１５４：参照信号生成部、１５５：第７バッファ（平滑化パラメータ記憶部）、１５６：平滑化（更新）パラメータ調整部、１６０：参照信号生成部、１６１：平滑化パラメータ調整部、１６２：第７バッファ（λ記憶部）、１７０：ウェイト変動量計算部、１７１：送信信号推定部、１７２：誤差計算部、１７３：参照信号生成部、１７４：平均誤差更新部、１７５：第４バッファ（平均誤差記憶部）、１７６：変動量推定部、１７７：誤差Ｒ推定部、１７８：受信電力計算部、１７９ａ：受信電力更新部、１７９ｂ：第５バッファ（受信電力記憶部）、１８０：更新パラメータ調整部

Claims (9)

1. 周波数軸方向にデータ信号及びパイロット信号を含むとともにパイロット信号が周波数軸方向及び時間軸方向において分散して配置されたＯＦＤＭＡの受信信号から送信信号を推定するアダプティブアンテナ処理を行うためのウェイトを、受信信号に含まれるパイロット信号を用いて推定する通信装置であって、
   パイロット信号と当該パイロット信号に対応する参照信号とを用いるとともに、パラメータを用いて、パイロット信号についてのウェイトを推定する手段を備え、前記パラメータは、最適ウェイトの変動量に応じて動的に調整されるパラメータであり、
   ウェイトを推定する前記手段によって推定されたウェイトを用いてパイロット信号を復調して生成された復調信号と、当該パイロット信号に対応する参照信号と、の誤差を計算する手段と、
   前記誤差を計算する前記手段によって前記誤差が算出されると、当該誤差に応じて前記パラメータを動的に調整する手段と、
   を更に備え、
   前記パラメータを動的に調整する前記手段は、
   受信した第１のパイロット信号を用いて推定されたウェイトを用いて、受信した第２のパイロット信号を復調することで、当該第２のパイロット信号についての第１復調信号を生成するとともに、
   受信した第１のパイロット信号を用いて推定された前記ウェイトを用いて、受信した第３のパイロット信号を復調することで、当該第３のパイロット信号についての第２復調信号を生成し、
   前記第２のパイロット信号に対応する参照信号と、前記第１復調信号と、の第１誤差を算出するとともに、
   前記第３のパイロット信号に対応する参照信号と、前記第２復調信号と、の第２誤差を算出し、
   前記第１誤差と前記第２誤差との差に基づいて、前記パラメータを動的に調整する
   ことを特徴とする通信装置。
2. 前記第２のパイロット信号は、前記第１のパイロット信号との時間間隔が第１の間隔であるとともに、前記第１のパイロット信号との周波数間隔が第２の間隔であり、
   前記第３のパイロット信号は、前記第１のパイロット信号と同じ時刻の信号であるとともに、前記第１のパイロット信号との周波数間隔が前記第２の間隔である
   ことを特徴とする請求項１記載の通信装置。
3. 前記第２のパイロット信号は、前記第１のパイロット信号との時間間隔が第１の間隔であるとともに、前記第１のパイロット信号との周波数間隔が第２の間隔であり、
   前記第３のパイロット信号は、前記第１のパイロット信号との時間間隔が前記第１の間隔であるとともに、前記第１のパイロット信号と同じ周波数の信号である
   ことを特徴とする請求項１記載の通信装置。
4. 前記パラメータを、パイロット信号の受信電力の大きさによって正規化する手段を更に備えていることを特徴とする請求項１〜３のいずれかに記載の通信装置。
5. 前記ウェイトを推定する手段は、ＲＬＳアルゴリズム又はＬＭＳアルゴリズムを用いてウェイトを推定する
   請求項１〜４のいずれか１項に記載の通信装置。
6. ウェイトを推定する前記手段は、ＳＭＩアルゴリズムを用いてウェイトを推定する
   請求項１〜４のいずれか１項に記載の通信装置。
7. 周波数軸方向にデータ信号及びパイロット信号を含むとともにパイロット信号が周波数軸方向及び時間軸方向において分散して配置されたＯＦＤＭの受信信号から送信信号を推定するアダプティブアンテナ処理を行うためのウェイトを、受信信号に含まれるパイロット信号を用いて推定する方法であって、
   パイロット信号と当該パイロット信号に対応する参照信号とを用いるとともに、パラメータを用いて、パイロット信号についてのウェイトを推定するステップを含み、前記パラメータは、最適ウェイトの変動に応じて動的に調整されるパラメータであり、
   ウェイトを推定する前記手段によって推定されたウェイトを用いてパイロット信号を復調して生成された復調信号と、当該パイロット信号に対応する参照信号と、の誤差を計算するステップと、
   前記誤差を計算する前記手段によって前記誤差が算出されると、当該誤差に応じて前記パラメータを動的に調整するステップと、
   を更に含み、
   前記パラメータを動的に調整する前記ステップは、
   受信した第１のパイロット信号を用いて推定されたウェイトを用いて、受信した第２のパイロット信号を復調することで、当該第２のパイロット信号についての第１復調信号を生成するとともに、
   受信した第１のパイロット信号を用いて推定された前記ウェイトを用いて、受信した第３のパイロット信号を復調することで、当該第３のパイロット信号についての第２復調信号を生成し、
   前記第２のパイロット信号に対応する参照信号と、前記第１復調信号と、の第１誤差を算出するとともに、
   前記第３のパイロット信号に対応する参照信号と、前記第２復調信号と、の第２誤差を算出し、
   前記第１誤差と前記第２誤差との差に基づいて、前記パラメータを動的に調整する
   ことを含むことを特徴とする方法。
8. 周波数軸方向にデータ信号及びパイロット信号を含むとともにパイロット信号が周波数軸方向及び時間軸方向において分散して配置されたＯＦＤＭＡの受信信号から送信信号を推定するアダプティブアンテナ処理を行うためのウェイトの変動量を推定する方法であって、
   受信した第１のパイロット信号を用いて推定されたウェイトを用いて、受信したパイロット信号のうち前記第１パイロット信号とは異なる第２のパイロット信号を復調することで、当該第２のパイロット信号についての第１復調信号を生成するとともに、
   受信した第１のパイロット信号を用いて推定されかつ前記第２パイロット信号の復調に用いられた前記ウェイトを用いて、受信したパイロット信号のうち前記第１パイロット信号及び前記第２パイロット信号とは異なる第３のパイロット信号を復調することで、当該第３のパイロット信号についての第２復調信号を生成し、
   前記第２のパイロット信号に対応する参照信号と、前記第１復調信号と、の第１誤差を算出するとともに、
   前記第３のパイロット信号に対応する参照信号と、前記第２復調信号と、の第２誤差を算出し、
   前記第１誤差と前記第２誤差との差を、前記第２のパイロット信号と前記第３のパイロット信号との間におけるウェイト変動量として算出する
   ことを特徴とするウェイト変動量推定方法。
9. 周波数軸方向にデータ信号及びパイロット信号を含むとともにパイロット信号が周波数軸方向及び時間軸方向において分散して配置されたＯＦＤＭＡの受信信号から送信信号を推定するアダプティブアンテナ処理を行う通信装置であって、
   受信した第１のパイロット信号を用いて推定されたウェイトを用いて、受信したパイロット信号のうち前記第１パイロット信号とは異なる第２のパイロット信号を復調することで、当該第２のパイロット信号についての第１復調信号を生成するとともに、受信した第１のパイロット信号を用いて推定されかつ前記第２パイロット信号の復調に用いられた前記ウェイトを用いて、受信したパイロット信号のうち前記第１パイロット信号及び前記第２パイロット信号とは異なる第３のパイロット信号を復調することで、当該第３のパイロット信号についての第２復調信号を生成する送信信号推定部と、
   前記第２のパイロット信号に対応する参照信号と、前記第１復調信号と、の第１誤差を算出するとともに、前記第３のパイロット信号に対応する参照信号と、前記第２復調信号と、の第２誤差を算出し、前記第１誤差と前記第２誤差との差を、前記第２のパイロット信号と前記第３のパイロット信号との間におけるウェイト変動量として算出するウェイト変動量計算部と、
   を有することを特徴とする通信装置。
   

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