JP4867797B2 - 通信装置及びアダプティブアンテナ信号処理方法 - Google Patents

Description

本発明は、通信装置及びアダプティブアンテナ信号処理方法に関するものである。

アダプティブアンテナ（アダプティブアレイアンテナ）は、伝搬環境に応じて信号の位相や振幅を適応的に制御する技術である。アダプティブアンテナの機能としては、主として、アダプティブビームフォーミング（ａｄａｐｔｉｖｅ ｂｅａｍｆｏｒｍｉｎｇ）とアダプティブヌルステアリング（ａｄａｐｔｉｖｅ ｎｕｌｌ ｓｔｅｅｒｉｎｇ）とがある。なお、アダプティブアンテナに関しては、非特許文献１等で解説されている。

アダプティブアンテナ信号処理では、指向性を含む空間フィルタリング特性の適応制御が行われ、適応制御のための信号処理技術が重要となる。例えば、ウェイトを適切に推定することが、信号推定の精度向上に重要である。なお、ウェイト推定方法については、例えば、特許文献１に記載されている。

特開２００３−１７４４２７号公報 菊間信良著、「アダプティブアンテナ技術」、第１版、株式会社オーム社、平成１５年１０月１０日

ここで、本発明者は、アダプティブアレイ信号処理の際に、受信したサブキャリア（パイロットサブキャリア）間における伝達関数の相関を把握することが有用であるという着想を得た。
つまり、送信機から送信されたパイロットサブキャリアは、伝搬路を通ることで、振幅と位相が変化する。ここで、振幅と位相の変化は、伝搬路の伝達関数として表される。

サブキャリアの振幅と位相の変化の仕方は、伝搬環境に依存する。しかも、伝達関数は、各サブキャリアについて同じとは限らず、サブキャリアごとに異なる場合もある。
例えば、基地局が高速で移動する移動局との間で通信を行う移動体通信の場合を考える。この場合、一のサブキャリアについての伝達関数（伝搬環境）と、時間的に異なる他のサブキャリアについての伝達関数（伝搬環境）とでは、移動体の位置が異なるため、伝搬環境が異なることになる。
したがって、時間的に異なる２つのサブキャリア間においては、伝達関数の相互相関は、比較的小さくなる。

逆に、端末局が、低速移動又は移動していない移動局や固定局である場合を考える。時間的に位置の異なるサブキャリアであっても、遅延が少ない環境であれば、各サブキャリアにとって伝搬環境はほぼ同じである。
したがって、時間的に異なる２つのサブキャリア間においては、伝達関数の相互相関は、比較的大きくなる。

上記のように、サブキャリア間の伝達関数の相互相関は、伝搬環境の特性（例えば、移動局が高速であるか低速であるか）を示す情報となっている。
したがって、サブキャリア間の伝達関数の相互相関という、伝搬環境の特性を示す情報を、アダプティブアンテナ信号処理に利用することで、通信装置は、伝搬環境の特性に応じた良好な信号処理を行うことが可能となる。
しかし、サブキャリア間の伝達関数の相互相関を、アダプティブアンテナ信号処理に利用するという発想は、従来存在しなかった。

本発明は、本発明者の上述のような新たな着想に基づいてなされたものであり、サブキャリア間の伝達関数の相互相関に着目した、新たなアダプティブアンテナ信号処理技術を提供することを目的とする。

本発明は、アダプティブアンテナ信号処理を行うフィルタリング処理部を備えた通信装置において、前記フィルタリング処理部は、受信信号に含まれる第１のパイロットサブキャリアの伝達関数と受信信号に含まれる第２のパイロットサブキャリアの伝達関数との相互相関を演算する相関演算部を備え、前記フィルタリング処理部は、前記相関演算部によって求めた前記相互相関を用いて、前記アダプティブアンテナ信号処理を行う。

上記本発明によれば、アダプティブアンテナ信号処理の際に、パイロットサブキャリア間の伝達関数の相互相関を利用できるため、伝搬環境の特性に応じた処理が可能となる。

前記フィルタリング処理部は、前記相関演算部によって求めた前記相互相関を、アダプティブアンテナ信号処理用のウェイトを求めるために用いるのが好ましい。この場合、パイロットサブキャリア間の伝達関数の相互相関から把握できる伝搬環境の特性に応じて、ウェイトを求めることができる。

前記フィルタリング処理部は、受信信号に含まれるパイロットサブキャリアに基づいてウェイト更新の演算を行うウェイト更新部と、ウェイト更新に用いられるパイロット信号の順序を制御する順序制御部と、を備え、前記順序制御部は、前記相関演算部によって求めた前記相互相関に応じて、ウェイト更新に用いられるパイロット信号の順序を制御するのが好ましい。この場合、パイロットサブキャリア間の伝達関数の相互相関から把握できる伝搬環境の特性に応じて、ウェイト更新に用いられるパイロット信号の順序を制御することができる。

前記順序制御部は、前回のウェイトの更新に用いたパイロットサブキャリアとは周波数軸方向に異なる位置にあるパイロットサブキャリアを、ウェイトの更新に用いる周波数軸方向更新制御と、前回のウェイトの更新に用いたパイロットサブキャリアとは時間軸方向に異なる位置にあるパイロットサブキャリアを、ウェイトの更新に用いる時間軸方向更新制御と、が行えるように構成され、さらに、前記順序制御部は、周波数軸方向に異なる位置にあるパイロットサブキャリア間の周波数方向相互相関と、時間軸方向に異なる位置にあるパイロットサブキャリア間の時間軸方向相互相関とを比較して、周波数軸方向及び時間軸方向のうち、相互相関が大きい方向を決定するとともに、周波数軸方向更新制御及び時間軸方向更新制御のうち、相互相関が大きい方向の更新制御を優先して行うのが好ましい。この場合、伝達関数の変動が少ない方向へのウェイト更新が優先して行われ、適切なウェイトを得やすくなる。

前記順序制御部は、周波数軸方向更新制御及び時間軸方向更新制御のうち相互相関が大きい方向の更新制御によるウェイト更新回数の方が、相互相関が小さい方向の更新制御によるウェイト更新回数よりも多くなるように制御するのが好ましい。相互相関が大きい方向のウェイト更新回数を多くすることで、適切なウェイトを得やすくなる。

受信信号に含まれるパイロットサブキャリアに基づいて、ウェイト更新の演算を行うウェイト更新部と、前記ウェイト更新部がウェイト更新の際に用いる更新パラメータを調整する更新パラメータ調整部と、を備え、前記更新パラメータ調整部は、前記相関演算部によって求めた前記相互相関に応じて、前記更新パラメータを調整するよう構成されているのが好ましい。

受信信号に含まれるパイロットサブキャリアに基づいて、ウェイト更新の演算を行ってウェイト推定値を求めるウェイト更新部と、複数回のウェイト更新の演算によって得られたウェイト推定値を平滑化した平滑化推定値を求めるウェイト平滑化部と、前記ウェイト平滑化部が平滑化を行うためのパラメータを調整する平滑化パラメータ調整部を備え、 前記平滑化パラメータ調整部は、前記相関演算部によって求めた前記相互相関に応じて、前記平滑化パラメータを調整するよう構成されているのが好ましい。
この場合、パイロットサブキャリア間の伝達関数の相互相関から把握できる伝搬環境の特性に応じて、適切な平滑化を行うことができる。

前記相関演算部は、受信したパイロットサブキャリアを、パイロットサブキャリアに対応する参照信号で除算してパイロットサブキャリアの伝達関数を算出する除算部を備え、前記除算部によって算出されたパイロットサブキャリアの伝達関数から、前記相互相関を演算するのが好ましい。

前記相関演算部は、伝達関数の遅延時間領域における電力スペクトルを算出する第１電力スペクトル算出部と、伝達関数のドップラー周波数領域における電力スペクトルを算出する第２電力スペクトル算出部と、周波数軸方向の異なる位置にあるパイロットサブキャリア間の周波数間隔と前記第１電力スペクトル算出部によって算出された電力スペクトルとから、周波数軸方向の異なる位置にある前記パイロットサブキャリア間の前記相互相関を算出する第１相関計算部と、時間軸方向の異なる位置にあるパイロットサブキャリア間の時間間隔と前記第２電力スペクトル算出部によって算出された電力スペクトルとから、時間軸方向の異なる位置にある前記相互相関を算出する第２相関計算部と、を備えているのが好ましい。この場合、精度良く、相互相関を求めることができる。

前記相関演算部は、伝達関数の遅延時間領域における電力スペクトルを算出する第１電力スペクトル算出部と、周波数軸方向の異なる位置にあるパイロットサブキャリア間の周波数間隔と前記第１電力スペクトル算出部によって算出された電力スペクトルとから、周波数軸方向の異なる位置にある前記パイロットサブキャリア間の前記相互相関を算出する第１相関計算部と、を備えているのが好ましい。

前記相関演算部は、伝達関数のドップラー周波数領域における電力スペクトルを算出する第２電力スペクトル算出部と、時間軸方向の異なる位置にあるパイロットサブキャリア間の時間間隔と前記第２電力スペクトル算出部によって算出された電力スペクトルとから、時間軸方向の異なる位置にある前記パイロットサブキャリア間の前記相互相関を算出する第２相関計算部と、を備えているのが好ましい。

受信したパイロットサブキャリアを、パイロットサブキャリアに対応する参照信号で除算してパイロットサブキャリアの伝達関数を算出する除算部を備え、前記第１電力スペクトル算出部は、前記除算部によって複数のパイロットサブキャリアについて求めた複数の伝達関数のうち、所定の周波数間隔にある複数のパイロットサブキャリアについての複数の伝達関数に基づいて、離散逆フーリエ変換を行い、遅延時間領域の電力スペクトルを演算するのが好ましい。

また、前記第１電力スペクトル算出部によって求めた電力スペクトルの所定領域にある成分から雑音の大きさを推定し、推定した雑音の大きさによって前記電力スペクトルから雑音の影響を除去する第１ノイズ除去部を備えているのが好ましい。この場合、雑音の影響を低減できる。
また、前記所定の周波数間隔をΔｌ［Ｈｚ］とし、ガードインターバル長をＬ［ｓｅｃ］としたときに、（Ｎ−１）／（ＮΔｌ） ＞ Ｌ であるのが好ましい。

前記第１電力スペクトル算出部によって求められた遅延時間領域の電力スペクトルにおける電力成分のうち、ガードインターバル長Ｌよりも大きい遅延時間の電力成分を除去する第１ノイズ除去部を備えているのが好ましい。

前記第１電力スペクトル算出部によって求められた遅延時間領域の電力スペクトルの電力成分のうちガードインターバル長Ｌよりも大きい遅延時間の領域を前記所定領域とし、当該所定領域の電力成分から雑音電力の推定値を求め、当該雑音電力の推定値を、前記電力スペクトルの各電力成分から引く第１ノイズ除去部を備えているのが好ましい。

前記第１電力スペクトル算出部によって求められた遅延時間領域の電力スペクトルの電力成分を補間する第１電力スペクトル整形部を備えているのが好ましい。この場合、成分数が少なくても適切な電力スペクトルが得られる。

前記第１電力スペクトル算出部は、電力スペクトルを求める複数回の演算により得られた複数の電力スペクトルの重み付き平均を演算するように構成されているのが好ましい。

受信したパイロットサブキャリアを、パイロットサブキャリアに対応する参照信号で除算してパイロットサブキャリアの伝達関数を算出する除算部を備え、前記第２電力スペクトル算出部は、前記除算部によって複数のパイロットサブキャリアについて求めた複数の伝達関数のうち、所定の時間間隔にある複数のパイロットサブキャリアについての複数の伝達関数に基づいて、離散フーリエ変換を行い、ドップラー周波数領域の電力スペクトルを演算するのが好ましい。

前記第２電力スペクトル算出部によって求めた電力スペクトルの所定領域にある成分から雑音の大きさを推定し、推定した雑音の大きさによって前記電力スペクトルから雑音の影響を除去する第２ノイズ除去部を備えているのが好ましい。この場合、雑音を影響を低減できる。
前記所定の時間間隔をΔｋ［ｓｅｃ］とし、最大ドップラー周波数をＦ_ｄ［Ｈｚ］としたときに、１／Δｋ ＞ ２×Ｆ_ｄであるのが好ましい。

前記第２電力スペクトル算出部によって求められたドップラー周波数領域の電力スペクトルの電力成分のうち、−Ｆ_ｄからＦ_ｄの範囲以外のドップラー周波数の電力成分を除去する第２ノイズ除去部を備えているのが好ましい。

前記第２電力スペクトル算出部によって求められたドップラー周波数領域の電力スペクトルの電力成分のうち、−Ｆ_ｄからＦ_ｄの範囲以外の領域を前記所定領域とし、当該所定領域のドップラー周波数の電力成分から雑音電力の推定値を求め、当該雑音電力の推定値を、前記電力スペクトルの各電力成分から引く第２ノイズ除去部を備えているのが好ましい。

前記第２電力スペクトル算出部によって求められたドップラー周波数領域の電力スペクトルの電力成分を補間する第２電力スペクトル整形部を備えているのが好ましい。この場合、成分数が少なくても適切な電力スペクトルが得られる。

前記第２電力スペクトル算出部は、電力スペクトルを求める複数回の演算により得られた複数の電力スペクトルの重み付き平均を演算するように構成されているのが好ましい。

他の観点からみた本発明は、アダプティブアンテナ信号処理を行うフィルタリング処理部を備えた通信装置におけるアダプティブアンテナ信号処理方法であって、受信信号に含まれる第１のパイロットサブキャリアの伝達関数と受信信号に含まれる第２のパイロットサブキャリアの伝達関数との相互相関を演算する相関演算ステップを含み、前記相関演算ステップにおいて求めた前記相互相関を用いて、前記アダプティブアンテナ信号処理を行う。

本発明によれば、パイロットサブキャリア間の伝達関数の相互相関が示す伝搬路の特性に応じたアダプティブアンテナ信号処理を行うことができる。

以下、本発明の実施形態を図面に基づいて説明する。
本実施形態では、通信方式としてＷｉＭＡＸ（Ｗｏｒｌｄｗｉｄｅ Ｉｎｔｅｒｏｐｅｒａｂｉｌｉｔｙ ｆｏｒ Ｍｉｃｒｏｗａｖｅ Ａｃｃｅｓｓ， ＩＥＥＥ８０２．１６）を例として説明する。

図１は、ＷｉＭＡＸにおいて採用されているＯＦＤＭのサブキャリア配置を示している。ＯＦＤＭは、周波数多重方式の一種であり、周波数軸上で直交するように多数配置された搬送波（サブキャリア）にＱＡＭ変調をかけ、デジタル情報の伝送を行う通信方式である。

ＯＦＤＭのサブキャリアには、データサブキャリア（Ｄａｔａ Ｓｕｂ−Ｃａｒｒｉｅｒ）、パイロットサブキャリア（Ｐｉｌｏｔ Ｓｕｂ−Ｃａｒｒｉｅｒ）、ヌルサブキャリア（Ｎｕｌｌ Ｓｕｂ−Ｃａｒｒｉｅｒ）の３種類がある。
データサブキャリア（データ信号）は、データや制御用メッセージを送信するためのサブキャリアである。パイロットサブキャリアは、受信側及び送信側で既知の信号（パイロット信号）であり、伝達関数推定に用いられたり、ウェイト更新に用いられたりする。

ヌルサブキャリアは、実際には何も送信されないサブキャリアであり、低周波数域側のガードサブバンド（ガードサブキャリア）、高周波数域側のガードサブバンド（ガードサブキャリア）、及びＤＣサブキャリア（中心周波数サブキャリア）によって構成されている。

図２は、ヌルサブキャリアを除いたデータサブキャリア及びパイロットサブキャリアの２次元配置を示している。なお、図２は、ＷｉＭＡＸ Ｕｐｌｉｎｋ ＰＵＳＣのサブキャリア配置図である。図２において、横軸は周波数軸であり、縦軸は時間軸である。
図２の横軸のｌ（１〜Ｌ）はサブキャリア番号を示している。サブキャリア番号は、ヌルサブキャリアを除くサブキャリアについて、周波数の小さい順に番号を付したものである。なお、ヌルサブキャリアを含めた全サブキャリアの数を１０２４とした場合、データサブキャリア及びパイロットサブキャリアの総数Ｌは、８４０となる。
図２の縦軸のｋは、シンボル番号を示している。シンボル番号は、到来時間の早い順にシンボルに番号を付したものである。

各サブキャリアは、伝搬路を通ることによって振幅と位相が変化する。振幅と位相の変化の仕方は、各サブキャリアによって異なることが多い。サブキャリア間での振幅と位相の変動の仕方は、伝搬環境に依存する。なお、データサブキャリアの振幅と位相の変化は、値が既知のパイロットサブキャリアを用いて補償（空間等化）される。

図２では、シンボル方向（時間軸方向）に３個×周波数軸方向に４個の計１２個のサブキャリアによって１つのタイル構造を構成している。タイルは、ＷｉＭＡＸ Ｕｐｌｉｎｋ ＰＵＳＣにおいて、ユーザ割当の際の最小単位となるものである。
タイルの四隅には、パイロットサブキャリアが配置され、タイル内の他のサブキャリアはデータサブキャリアとされている。
図２に示すように、上記タイルが時間軸方向及び周波数軸方向に規則的に並んでいる。この結果、パイロットサブキャリアは、複数の周波数軸方向位置に存在するとともに、複数の時間軸方向位置に存在する。換言すると、パイロットサブキャリアは、サブキャリア中に（周波数軸方向及び時間軸方向において）分散して配置されているのである。
なお、本発明のサブキャリア配置は、上記のものに限られない。

図３は、本実施形態に係る通信装置の機能ブロックを示している。この通信装置１としては、主に基地局を想定する。この通信装置１は、複数のアンテナ素子１１を有し、フィルタリング処理部１４によって、空間フィルタリング特性を適応的に制御するアダプティブアレーアンテナシステムを構成している。

通信装置１は、各アンテナ素子１１に対応してＲＦ（Ｒａｄｉｏ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ）部１２及びＦＦＴ部１３が設けられている。ＲＦ部１２は、送信側で付加されたガードインターバルの除去やＡ／Ｄ変換などの処理を行う。ＦＦＴ部では、直列／並列変換や離散フーリエ変換などの処理を行う。
各ＦＦＴ部１３の出力（マルチアンテナ信号）は、フィルタリング処理部１４に与えられる。フィルタリング処理部１４では、伝搬環境に応じた空間フィルタリング特性を適応的に求めるアダプティブアンテナ処理を行う。

図３には、通信装置１が通信しようとしている移動局（希望局）２以外に、干渉源となる干渉局（移動局）３，４を示した。希望局及び干渉局３，４の総数はＭ個とする。
希望局２及び干渉局３，４は、それぞれ、並列／直列変換や逆離散フーリエ変換などの処理を行うＩＦＦＴ部２１，３１，４１と、ガードインターバルの付加やＤ／Ａ変換などの処理を行うＲＦ部２２，３２，４２と、アンテナ素子２３，３３，４３を備えている。

送信側通信装置２，３，４と受信側通信装置１との間の伝搬路は、フェージング伝搬路となっている。サブキャリアは、フェージング伝搬路を通過すると、その振幅と位相が変化する。変化量は、サブキャリアの位置（時間軸方向位置と周波数軸方向位置）によって変わる。

受信側通信装置１の前記フィルタリング処理部１４は、各アンテナ素子１１に対応する各ＦＴＴ部からの出力信号に対して適当なウェイトをかけて合成し、各サブキャリアにおける所望信号を抽出して、出力信号として出力する。
図４は、図３における所望信号、出力信号、受信信号（厳密には、通信装置１のアンテナ素子１１に対応するＦＦＴ部１３からの信号）の関係を示すフィルタリングモデルを示している。

図４において、ｋはシンボル番号、ｌはサブキャリア番号を示す。また、Ｍは所望信号及び干渉信号の数を示す。
雑音信号Ｚ（ｋ，ｌ）は、各アンテナ素子１１における雑音を表す複素Ｎ×１ベクトルである。
受信信号Ｘ（ｋ，ｌ）は、各アンテナ素子１１に対応するＦＦＴ部からの出力からなる複素Ｎ×１ベクトルである。
伝達関数Ｈ_ｍ（ｋ，ｌ）（ｍ＝１〜Ｍ）は、各信号の各サブキャリアが、アンテナ素子数Ｎのフェージング伝搬路で受ける振幅と位相の変化を並べた複素Ｎ×１ベクトルである。
ウェイトＷ（ｋ，ｌ）は、受信信号の各要素に対して掛ける複素数重みの複素共役を並べたＮ×１ベクトルである。図４において、上付のＨは、複素共役転置を表す。また、以下において、上付のＴは転置を表す。

図４の各信号の関係は、式（１）（２）のように表される。

本実施形態の前記フィルタリング処理部１４は、干渉信号Ｓ_２〜Ｓ_Ｍの影響を受けている受信信号Ｘ（ｋ，ｌ）から所望信号Ｓ_１（ｋ，ｌ）だけを推定するものである。
図５に、本実施形態に係るフィルタリング処理部１４の詳細を示している。フィルタリング処理部１４は、受信信号Ｘ（ｋ，ｌ）を逐次的に保存する第１バッファ（受信信号記憶部；受信パイロット信号記憶部）１４１を備えている。第１バッファ１４１に蓄えられたデータサブキャリアＸ（ｋ_ｄ，ｌ_ｄ）は、ウェイト乗算部１４２に与えられる。ウェイト乗算部１４２は、データサブキャリアＸ（ｋ_ｄ，ｌ_ｄ）にウェイトＷ（ｋ_ｄ，ｌ_ｄ）を乗じて、合成した出力信号Ｙ（ｋ_ｄ，ｌ_ｄ）＝Ｗ（ｋ_ｄ，ｌ_ｄ）^ＨＸ（ｋ_ｄ，ｌ_ｄ）を出力する。この出力信号Ｙ（ｋ_ｄ，ｌ_ｄ）が、所望信号Ｓ_１（ｋ_ｄ，ｌ_ｄ）の推定値である。

所望信号の推定値を精度良く求めるには、ウェイトを精度良く推定することが重要である。ウェイトを推定するため、フィルタリング処理部１４は、ウェイト更新部１４３を有している。

前記第１バッファ１４１の受信信号（パイロットサブキャリア）Ｘ（ｋ_ｐ，ｌ_ｐ）は、ウェイトＷ（ｋ_ｐ，ｌ_ｐ）の更新にも用いられる。このため、第１バッファ１４１からウェイト更新部１４３へパイロットサブキャリアＸ（ｋ_ｐ，ｌ_ｐ）が与えられる。
なお、第１バッファ１４１に記憶している受信信号は、ウェイト乗算部１４２、ウェイト更新部１４３、及び後述の相関演算部１７０で使われなくなると随時消去される。
第１バッファ１４１で受信信号を蓄積しておくことで、本実施形態のようにウェイト更新方向を多様化しても容易に対応できる。

ウェイト更新部１４３では、受信信号に含まれるパイロットサブキャリアを用いた更新処理（ウェイト更新ステップ）により、ウェイトの更新を行い、更新後のウェイトを第２バッファ１４４へ出力する。なお、更新処理の詳細は後述する。

第２バッファ（更新ウェイト記憶部）１４４は、パイロットサブキャリアの位置でのウェイトＷ（ｋ_ｐ，ｌ_ｐ）を逐次的に保存する。第２バッファ１４４の更新ウェイトは、後述のウェイト補間部１４５において使用されなくなると随時消去される。

ウェイト補間部１４５は、パイロットサブキャリア位置でのウェイトＷ（ｋ_ｐ，ｌ_ｐ）を用いて、データサブキャリア位置でのウェイトＷ（ｋ_ｄ，ｌ_ｄ）を補間して、そのウェイトＷ（ｋ_ｄ，ｌ_ｄ）をウェイト乗算部１４２に与える。
図６は、ウェイト補間の一例を示している。図６の例では、タイル単位での線形補間を行う。具体的には、図６（ｂ）に示すタイルのパイロットサブキャリア位置でのウェイトＷ_１，Ｗ_４，Ｗ_９，Ｗ_１２に対して、図６（ａ）に示す演算を行うことにより、データサブキャリア位置でのウェイトＷ_２，Ｗ_３，Ｗ_５，Ｗ_６，Ｗ_７，Ｗ_８，Ｗ_１０，Ｗ_１１を算出する。
この演算をすべてのタイルについて行うことで、全データサブキャリア位置でのウェイトを算出することができる。

［ウェイト更新部によるウェイト更新処理（ウェイト更新ステップ）］
本実施形態のウェイト更新部１４３は、ＲＬＳアルゴリズムによってウェイトを更新するように構成されている。ただし、他のアルゴリズム、例えば、ＬＭＳアルゴリズムやＳＭＩアルゴリズムを用いても良い。
なお、上述の説明では、パイロットサブキャリア位置を示すためにウェイト等を示す記号においてｋ及びｌをｋ_ｐ及びｌ_ｐと表記して、ｋ及びｌの位置がパイロットサブキャリア位置であることを明示していたが、以下では、説明の簡略のため、単に、ｋ，ｌと表記することがある。

前記ウェイト更新部１４３は、受信信号中のパイロットサブキャリアＸ（ｋ，ｌ）と、対応する所望信号の参照信号Ｓ（ｋ，ｌ）と、ウェイト更新パラメータＰ，αと、を用いて、現在のウェイトＷ（ｋ_ｐｒｅｖ，ｌ_ｐｒｅｖ）を新たなウェイトＷ（ｋ，ｌ）に更新する。

ＲＬＳアルゴリズムによるウェイト更新演算式は、下記式（３）（４）のとおりである。なお、ウェイト更新部１４３では、式（４）で用いられるパラメータＰの更新値Ｐ_ｎｅｘｔも算出する。Ｐの更新演算式は、下記式（５）のとおりである。

図５に示すように、上記式（３）〜（５）で用いられる値のうち、パイロットサブキャリアＸ（ｋ，ｌ）は、順序制御部１４６を介して、第１バッファ１４１から取得される。また、所望信号の参照信号Ｓ（ｋ，ｌ）は、参照信号生成部１４７によって生成され、ウェイト更新部１４３に与えられる。ウェイト更新パラメータＰ（Ｎ×Ｎ行列）は、第３バッファ（ウェイト更新パラメータ記憶部）１４８に保存されており、ウェイト更新部１４３は、当該第３バッファ１４８からパラメータＰを取得する。また、ウェイト更新部１４３によって更新されたパラメータＰ_ｎｅｘｔは、第３バッファ１４８に更新保存され、次回のウェイト更新時のパラメータＰとして用いられる。

なお、前回のウェイト更新に用いられたパイロットサブキャリアがＸ（ｋ_ｐｒｅｖ，ｌ_ｐｒｅｖ）であるときに、今回のウェイト更新に用いるパイロットサブキャリアとして、どのパイロットサブキャリアＸ（ｋ，ｌ）を選択するかというウェイト更新順序制御に関しては、後述する。

また、上記式（４）（５）における更新パラメータαは、忘却係数であり、０〜１の間の値をとる。αの値を調整することによって、周波数軸方向、時間軸方向に対する伝達関数の変動への追従特性を調整することができる。なお、パラメータＰは、αに依存して値が決定されるため、αの値を調整することで、Ｐの値も調整できる。
更新パラメータαの値の調整については後述する。

[伝達関数の相互相関の大きさ推定]
ウェイトの更新順序制御及び／又は更新パラメータ調整等に利用するため、本実施形態のフィルタリング処理部１４は、任意の２つのパイロットサブキャリア間の伝達関数の相互相関の大きさを推定する相関演算部１７０を備えている（図５参照）。

図７は、相関演算部１７０の詳細を示している。相関演算部１７０は、受信信号除算部１７１と相関算出部１７２とを備えている。受信信号除算部１７１は、受信信号のパイロットサブキャリアＸ（ｋ，ｌ）を参照信号Ｓ（ｋ，ｌ）で除算するものである。本実施形態では、除算部１７１の出力を伝達関数Ｈ（ｋ，ｌ）であるとみなす。なお、参照信号は、参照信号生成部１７３によって生成される。

厳密には、サブキャリアＸ（ｋ，ｌ）における伝達関数Ｈ（ｋ，ｌ）、送信信号Ｓ（ｋ，ｌ）、受信信号Ｘ（ｋ，ｌ）、雑音信号Ｚ（ｋ，ｌ）の関係は、図４より、下記式（６）のように表される。なお、伝達関数、送信信号、雑音信号は、互いに無相関とする。

式（６）より、除算部１７１の出力は、Ｘ（ｋ，ｌ）／Ｓ（ｋ，ｌ）＝Ｈ（ｋ，ｌ）＋Ｚ（ｋ，ｌ）／Ｓ（ｋ，ｌ）であり、雑音信号Ｚ（ｋ，ｌ）成分を含んでいるが、本実施形態では、当該雑音を考慮しないものとする。なお、雑音の影響を低減する手段については、別実施形態において説明する。

前記受信信号除算部１７１では、任意のパイロットサブキャリアについての伝達関数Ｈ（ｋ，ｌ）を求めることができる。例えば、図８において、ある一つのタイル内の左上のパイロットサブキャリアＸ（ｋ_ｐＡ，ｌ_ｐＡ）の伝達関数Ｈ（ｋ_ｐＡ，ｌ_ｐＡ）＝Ｈ_Ａ、同左下のパイロットサブキャリアＸ（ｋ_ｐＢ，ｌ_ｐＢ）の伝達関数Ｈ（ｋ_ｐＢ，ｌ_ｐＢ）＝Ｈ_Ｂ、同右上のパイロットサブキャリアＸ（ｋ_ｐＣ，ｌ_ｐＣ）の伝達関数Ｈ（ｋ_ｐＣ，ｌ_ｐＣ）＝Ｈ_Ｃ、同右下のパイロットサブキャリアＸ（ｋ_ｐＤ，ｌ_ｐＤ）の伝達関数Ｈ（ｋ_ｐＤ，ｌ_ｐＤ）＝Ｈ_Ｄを求めることができる。
また、受信信号除算部１７１は、他の任意のタイル（ユーザ割当の最小単位）について、伝達関数Ｈ_Ａ，Ｈ_Ｂ，Ｈ_Ｃ，Ｈ_Ｄを、それぞれ求めることができる。

相関算出部１７２では、除算部１７１で求めた各伝達関数から、任意の２つのパイロットサブキャリア間における、伝達関数の相互相関の大きさＲを求める。例えば、図８に示すように、相関算出部１７２は、伝達関数Ｈ_Ａと伝達関数Ｈ_Ｂとの相互相関の大きさ（相関係数）Ｒ_ＡＢ、伝達関数Ｈ_Ａと伝達関数Ｈ_Ｃとの相互相関の大きさ（相関係数）Ｒ_ＡＣ、伝達関数Ｈ_Ａと伝達関数Ｈ_Ｄとの相互相関の大きさ（相関係数）Ｒ_ＡＤを求めることができる。

また、相関算出部１７２では、一つのタイル（ユーザ割当の最小単位）内での相互相関だけでなく、複数のタイルに跨ってパイロットサブキャリアの伝達関数の相互相関を求めることもできる。
例えば、図８に示すように、相関算出部１７２は、伝達関数Ｈ_Ａと他のタイルのパイロットサブキャリアの伝達関数Ｈ_Ｅとの相互相関の大きさ（相関係数）Ｒ_ＡＥ、伝達関数Ｈ_Ａとさらに他のタイルのパイロットサブキャリアの伝達関数Ｈ_Ｆとの相互相関の大きさ（相関係数）Ｒ_ＡＦなどを求めることもできる。
なお、相関算出部１７２では、図８において図示していない他の任意の２つのパイロットサブキャリア間における、伝達関数の相互相関を求めるのも自在である。

上述の各相互相関を求める演算式は、下記の通りである。

なお、時間軸方向の相互相関Ｒ_ＡＢと周波数軸方向の相互相関Ｒ_ＡＣとは無相関であるため、ある伝達関数Ｈ_Ａと当該伝達関数Ｈ_Ａに対して時間軸方向及び周波数軸方向に異なるサブキャリア位置の伝達関数Ｈ_Ｄとの相互相関Ｒ_ＡＤについては、Ｒ_ＡＢにＲ_ＡＣを乗じることで得てもよい。

［ウェイト更新順序制御］
前述のように、ウェイト更新部１４３は、順序制御部１４６を介して、第１バッファ１４１から受信信号（パイロットサブキャリア）Ｘ（ｋ_ｐ，ｌ_ｐ）を取得する。
順序制御部１４６は、第１バッファ１４１に保存されている受信信号Ｘ（ｋ，ｌ）の中から、パイロットサブキャリアＸ（ｋ_ｐ，ｌ_ｐ）を分離して抽出する。
そして、順序制御部１４６は、ウェイト更新部１４３がウェイト更新に用いるパイロットサブキャリアの順序を制御する。具体的には、順序制御部１４６は、分離したパイロットサブキャリアを、ウェイト更新に用いる順番に並べ替える。そして、順序制御部１４６は、並び替えたパイロットサブキャリアを、並び替えた順番で、ウェイト更新部１４３に与える。

図９は、順序制御部１４６の詳細を示している。順序制御部１４６は、更新順序決定部１４６ａと、パイロットサブキャリアの並び替えルール（更新順序ルール）を記憶した更新順序ルール記憶部１４６ｂとを有している。この記憶部１４６ｂには、複数の更新順序ルール（ここでは２つ）が記憶されている。前記更新順序決定部１４６ａは、記憶部１４６ｂにある更新順序ルールのうち、どのルールを用いるかを決定する。
図１０及び図１１は、記憶部１４６にある更新順序ルールの例を示している。

［第１更新順序ルール］
図１０に示す第１の順序ルールでは、まず、図１０のＤ１方向への更新を行う。すなわち、同一シンボル（同一時間ｋ＝１）において周波数軸方向に分散された複数のパイロットサブキャリアＸ（１，１）〜Ｘ（１，Ｌ）を対象として、周波数の小さいパイロットサブキャリアから順番に用いてウェイト更新を行う。このＤ１方向（周波数軸方向）の更新制御は、複数回の周波数軸方向更新制御の組合せとなっている。

ここでの周波数軸方向更新制御は、例えば、前回のウェイトの更新に用いたパイロットサブキャリアがＸ（１，１）であるときに、Ｘ（１，１）の次にウェイト更新に用いるパイロットサブキャリアとしてＸ（１，４）を選択する場合のように、前回のウェイトの更新に用いたパイロットサブキャリアＸ（１，１）とは時間軸方向では同じ位置であって周波数軸方向に異なる位置にあるパイロットサブキャリアＸ（１，４）を、ウェイトの更新に用いることをいう。

Ｄ１方向の更新制御を行って、最大のサブキャリア番号Ｌを持つパイロットサブキャリアＸ（１，Ｌ）まできたら、次に、図１０のＤ２方向への更新を行う。すなわち、Ｘ（１，Ｌ）の位置から時間軸方向へ移動し、時間軸方向にみて次にあるパイロットサブキャリアＸ（３，Ｌ）をウェイト更新に用いる。このＤ２方向（時間軸方向）の更新制御は、１回の時間軸方向更新制御でよい。

ここでの時間軸方向更新制御は、例えば、前回のウェイトの更新に用いたパイロットサブキャリアがＸ（１，Ｌ）であるときに、Ｘ（１，Ｌ）の次にウェイト更新に用いるパイロットサブキャリアとしてＸ（３，Ｌ）を選択する場合のように、前回のウェイトの更新に用いたパイロットサブキャリアＸ（１，Ｌ）とは周波数軸方向時では同じ位置であって時間軸方向に異なる位置にあるパイロットサブキャリアＸ（１，４）を、ウェイトの更新に用いることをいう。

Ｄ２方向の更新制御を行った後は、図１０のＤ３方向への更新を行う。すなわち、同一シンボル（同一時間）における周波数の大きいパイロットサブキャリアから順に、ウェイト更新に用いる。換言すると、時間軸方向の負方向に更新制御が行われる。このＤ３方向の更新制御も、複数回の（負方向）の周波数軸方向更新制御の組合せとなっている。

Ｄ３方向の更新制御を行って、最小のサブキャリア番号１を持つパイロットサブキャリアＸ（３，１）まできたら、図１０のＤ４方向への更新を行う。すなわち、Ｘ（３，１）の位置から時間軸方向へ移動し、時間軸方向にみて次にあるパイロットサブキャリアＸ（４，１）をウェイト更新に用いる。このＤ４方向の更新制御は、１回の時間軸方向制御でよい。なお、Ｄ４方向の更新制御と、Ｄ２方向の更新制御とでは、更新に用いられるパイロットサブキャリアの時間間隔が異なる。

Ｄ４方向の更新制御後は、再び、Ｄ１方向の更新制御を行い、上記処理を繰り返す。

図１０の上記第１更新順序ルールでは、周波数軸方向更新制御と時間軸方向更新制御のを組み合わせたものとなっている。ただし、周波数軸方向更新制御によるウェイト更新の方が、時間軸方向更新制御によるウェイト更新よりも回数が多くなっている。
よって、第１更新順序ルールは、周波数軸方向を優先した更新制御ルールである。
したがって、各パイロットサブキャリアの位置における伝達関数の相互相関を考えたときに、周波数軸方向のサブキャリア間での伝達関数の相互相関Ｒ_ＡＣが、時間軸方向での伝達関数の相互相関Ｒ_ＡＢよりも大きい場合には、前記第１更新順序ルールを用いると適切なウェイトを早期に得やすい。

また、上記第１更新順序ルールによれば、パイロットサブキャリアが存在するシンボルについてみると、１シンボルあたりのウェイト更新数が、４２０回となる。時間軸方向のみのウェイト更新であれば、１シンボル１回しか行われないが、上記ルールでは、飛躍的に更新回数が増加する。この結果、適切なウェイトを高速で得ることができる。

高速で適切なウェイトが得られることは、モバイルＷｉＭＡＸ（ＩＥＥＥ ８０２．１６ｅ）のように、移動体との間で伝送を行う方式において、特に有用である。すなわち、ＷｉＭＡＸでは、１基本フレームは、アップリンクサブフレームとダウンリンクサブフレームを含み、基地局は、アップリンクサブフレームを、５ｍｓｅｃごとに受け取る。ところが、移動局の高速移動時には、サブフレーム間で伝搬係数の相互相関が非常に小さくなる。しかも、一つのサブフレームは、１５シンボルで構成されている。

したがって、時間軸方向のみでウェイト更新を行うと、１つのサブフレームあたり１０回しかウェイト更新が行えない。この結果、移動局の高速移動（例えば、１２０ｋｍ／ｈ）時には、更新アルゴリズムによっては、適切なウェイトを形成する前に、サブフレームが切り替わってしまう。
そして、サブフレーム間の相互相関は非常に低いため、サブフレームが切り替わると再度、ウェイト形成が必要となる。この結果、極端な場合には、永久に適切なウェイトが得られない場合が生じる。

これに対し、本実施形態の更新順序ルールによれば、１シンボル当たりの更新回数が多くなるため、高速で適切なウェイトが得られ、一つのサブフレーム内でのウェイト形成が可能となる。なお、この点については、第２更新順序ルールについてもあてはまる。

［第２更新順序ルール］
図１１に示す第２の更新順序ルールでは、まず、図１１のＤ１１方向への更新を行う。すなわち、同一サブキャリア（同一サブキャリア番号＝１）において、時間軸方向に分散して複数存在するパイロットサブキャリアＸ（１，１）〜Ｘ（ｋ，１）を対象として、シンボル番号の小さいパイロットサブキャリアから順番に用いてウェイト更新を行う。このＤ１１方向の更新制御は、複数回の時間軸方向更新制御の組合せとなっている。

Ｄ１１方向への更新制御を行って、所定のシンボル番号＝ｋのパイロットサブキャリア（ｋ，１）まできたら、次に周波数方向Ｄ１２への更新を行う。すなわち、Ｘ（ｋ，１）の位置から周波数軸方向へ移動し、周波数軸方向にみて次にあるパイロットサブキャリアＸ（ｋ，４）をウェイト更新に用いる。このＤ１２方向の更新制御は、１回の周波数軸方向更新制御でよい。

Ｄ１２方向への更新制御の後は、図１１のＤ１３方向への更新を行う。すなわち、同一サブキャリア（同一サブキャリア番号＝４）において、時間軸方向に複数存在するパイロットサブキャリアＸ（ｋ，４）〜Ｘ（１，４）を対象として、シンボル番号の大きいパイロットサブキャリアから順番に用いてウェイト更新を行う。このＤ１３方向の更新制御も、複数回の（負方向）の時間軸方向更新制御の組合せとなっている。

Ｄ１３方向の更新制御を行って、最小のシンボル番号１を持つパイロットサブキャリアＸ（１，４）まできたら、図１１のＤ４方向への更新を行う。すなわち、Ｘ（１，４）の位置から時間軸方向へ移動し、周波数軸方向にみて次にあるパイロットサブキャリアＸ（１，５）をウェイト更新に用いる（第２周波数軸方向更新制御Ｄ４）。このＤ１４方向の更新制御は、１回の周波数軸方向更新制御でよい。

Ｄ１４方向の更新制御後は、Ｄ１１方向の更新制御を行い、上記処理を繰り返す。なお、Ｄ１４方向への更新が行えなくなったら、シンボル番号ｋよりも時間的に後にある次のｋ個のシンボルを用いて同様に更新を行えばよい。

上記第２更新順序ルールにおいても、周波数軸方向更新制御と時間軸方向更新制御のを組み合わせたものとなっている。ただし、時間軸方向更新制御によるウェイト更新の方が、周波数軸方向更新制御によるウェイト更新よりも回数が多くなっている。
よって、第２更新順序ルールは、時間軸方向を優先した更新制御ルールである。
したがって、各パイロットサブキャリアの位置における伝達関数の相互相関を考えたときに、時間軸方向のサブキャリア間での伝達関数の相互相関Ｒ_ＡＢが、周波数軸方向での伝達関数の相互相関Ｒ_ＡＣよりも大きい場合には、前記第２更新順序ルールを用いると適切なウェイトを早期に得やすい。

なお、周波数軸方向又は時間軸方向のいずれかを優先して更新制御を行う場合、相互相関の大きい方向への更新回数を多くすることに替えて、例えば、相互相関の大きい方向への更新を出来るだけ先に行うようにして相互相関の大きい方向を優先してもよい。

［伝達関数の相互相関と伝搬環境の関係］
パイロットサブキャリア間の伝達関数の相互相関は、周波数軸方向の方が大きい場合（例えば、Ｒ_ＡＣ＞Ｒ_ＡＢ）、時間軸方向の方が大きい場合（例えば、Ｒ_ＡＢ＞Ｒ_ＡＣ）がある。ここで、伝達関数の相互相関の大きさは、伝搬環境に依存する。
例えば、基地局の通信相手である移動局が高速移動している場合には、時々刻々と伝搬環境が変化するため、時間軸方向に異なる位置にあるパイロットサブキャリア間では、伝達関数の変動が大きくなり、相互相関が低下する。
一方、時間軸方向には同じ位置で周波数軸方向に異なる位置にあるパイロットサブキャリア間では、相対的に伝達関数の相互相関が大きくなる。

また、移動局が低速又は停止している場合には、時間が推移しても伝搬環境にはほとんど変化がないため、時間軸方向に異なる位置にあるパイロットサブキャリア間における伝達関数の相互相関が相対的に大きくなる。
なお、相互相関は、移動局の移動速度の他、伝搬環境の遅延分散によっても影響を受ける。

［伝達関数の相互相関とウェイト更新方向の関係］
移動局が高速移動している場合のように、周波数軸方向に伝達関数の相互相関が大きい場合には、図１０に示す第１更新順序ルールのように周波数軸方向の更新制御を優先してする方が、ウェイト計算値が収束し易く、高速で適切なウェイトを算出することができる。
一方、移動局が低速又は停止している場合のように、時間軸方向に伝達関数の相互相関が大きい場合には、図１１に示す第２更新順序ルールのように時間軸方向にウェイト更新を行った方が、ウェイト計算値が収束し易く、高速で適切なウェイトを算出することができる。

［更新順序決定部による更新順序決定］
上述の伝達関数の相互相関と伝搬環境の関係を利用し、前記更新順序決定部１４６ａは、相関演算部１７０によって求められた時間軸方向の相互相関Ｒ_ＡＢと周波数軸方向の相互相関Ｒ_ＡＣとを比較して、どちらの相互相関が大きいか判定する。更新順序決定部１４６ａは、この判定結果に基づき、更新順序ルールを選択する。

例えば、時間軸方向の相互相関Ｒ_ＡＢの方が大きいと判定された場合、時間軸方向を優先した第２更新順序ルールが選択される。また、周波数軸方向の相互相関Ｒ_ＡＣの方が大きいと判定された場合、周波数軸方向を優先した第１更新順序ルールが選択される。

そして、更新順序決定部１４６ａは、選択された更新順序ルールに従って、第１バッファから取得したパイロットサブキャリアＸ（ｋ，ｌ）を並び替え、並び替えた順で、パイロットサブキャリアをウェイト更新部１４３へ与える。

なお、更新順序ルールは、上記のものに限らず、時間軸方向更新制御と周波数軸方向更新制御を組み合わせた様々な変形が可能である。また、時間軸方向及び周波数軸方向に同時に移動する斜め方向更新制御を含んでいてもよい。この場合、より自由度が高くなる。
また、１回の更新制御における移動幅（パイロットサブキャリア間の時間間隔又は周波数間隔）も自由に設定できる。
また、更新順序決定部１４６ａは、予め決められた更新順序ルールを選択することで、更新順序を決定するのではなく、伝達関数の相互相関から把握される伝搬環境に応じて適切な更新順序を動的に生成してもよい。

さらに、上記例では、一つのパイロットサブキャリアを１度しか更新に用いていないが、複数回更新に用いても良い。また、更新に用いないパイロットサブキャリアが存在してもよい。

［更新パラメータαの調整（更新パラメータ調整ステップ）］
前述のように、更新パラメータである忘却係数αは、大きければ、サブキャリア（信号）間で生じる伝達関数の変化に対する追従特性は向上するが、伝達関数の変化が小さい場合に、大きい忘却係数を用いると、推定精度が悪化する可能性がある。
つまり、前回のウェイト更新に用いたパイロット信号と、ウェイト更新に用いようとするパイロット信号とで、伝達関数の相互相関が大きい場合には、忘却係数αは小さい方が好ましい。一方、前回のウェイト更新に用いたパイロット信号と、ウェイト更新に用いようとするパイロット信号とで、伝達関数の相互相関が小さい場合には、忘却係数αは大きい方が好ましい。

本実施形態では、図５に示す更新パラメータ調整部１８０が、ウェイト更新部１４３によるウェイト更新演算の度に、ウェイトの更新方向に応じて忘却係数αの調整を行う。

具体的には、忘却係数αは、α＝ｆ１（Ｒ）の演算によって調整される。ここで、Ｒは、前回のウェイト更新に用いられたパイロットサブキャリアの伝達関数と今回のウェイト更新に用いようとするパイロットサブキャリアの伝達関数との相互相関であり、具体的には、相関演算部１７０から出力される相互相関Ｒ_ＡＢ，Ｒ_ＡＣ，Ｒ_ＡＤ，Ｒ_ＡＥ，Ｒ_ＡＦなどが利用される。また、ｆ１は、相互相関から忘却係数を求めるための関数であり、相互相関が大きければ忘却係数αを大きくし、相互相関が小さければ忘却係数αを小さくする関数として構成されている。

上記のように更新方向及び伝搬環境に応じて、更新パラメータαを調整することにより適切なウェイト更新が行え、ウェイト推定精度を向上させることができる。なお、調整対象である更新パラメータは、忘却係数αに限られるものではなく、ウェイト更新アルゴリズムに応じて、適宜選択すればよい。

［第２実施形態：ウェイト推定値の平滑化］
図１２は、フィルタリング処理部１４の第２実施形態を示している。なお、第２実施形態において特に説明しない点については、図５のフィルタリング処理部１４と同様である。

図１２のフィルタリング処理部１４では、図５のフィルタリング処理部１４と比べて、ウェイト平滑化部１４９が追加されている。また、ウェイト平滑化部１４９の追加に伴い、第４バッファ１５０及び平滑化パラメータ調整部１５１が追加されている。また、第２バッファ（ウェイト推定値記憶部）１４４の機能が、変更されている。

ここでの第２バッファ（ウェイト推定値記憶部）１４４は、パイロットサブキャリアの位置でのウェイト推定値を複数個保存する。第２バッファ１４４のウェイト推定値は、後述のウェイト平滑化部１４９において使用されなくなると随時消去される。

ウェイト平滑化部１４９は、第２バッファ１４４に保存されている複数のウェイト推定値それぞれの平滑化（ｓｍｏｏｔｈｉｎｇ）処理を行って、ウェイトの平滑化推定値を算出する（平滑化ステップ）。ウェイト平滑化部１４９によって算出されたウェイト平滑化推定値は、第４バッファ１５０へ出力される。なお、平滑化処理の詳細は後述する。

第４バッファ（ウェイト平滑化推定値記憶部）１５０は、複数の平滑化推定値を保存することができる。第４バッファ１５０の平滑化推定値は、後述のウェイト補間部１４５において使用されなくなると随時消去される。なお、ウェイト補間部１４５は、ウェイトの平滑化推定値を用いて、データサブキャリア位置でのウェイトＷ（ｋ，ｌ）を補間する。

［ウェイト推定値の平滑化処理（平滑化ステップ）］
さて、図５に関して説明したように、ウェイト更新部１４３におけるウェイト更新処理の結果得られたウェイト推定値は、所定のウェイト更新回数Ｍ分、第２バッファ１４４に蓄積される。すなわち、第２バッファには、過去Ｍ回のウェイト更新で得られたＭ個のウェイト推定値が保存可能である。

ここでは、更新順序ルールとして図１０の第１更新順序ルールを用いたものとして説明する。また、図１０のシンボル番号ｋ＝１〜６，サブキャリア番号ｌ＝１〜Ｌの範囲を、平滑化の対象領域の一つであるとして説明する。図１３は、図１０に示す第１更新順序ルールに対応する一つの平滑化領域を示している。
また、図１４は、一つの平滑化対象領域における一連のＭ回のウェイト更新で得られたＭ個のウェイト推定値Ｗ（ｋ，ｌ）を、ウェイト更新に用いたパイロットサブキャリアＸ（ｋ，ｌ）及びウェイト推定値の平滑化推定値Ｗ^Ｓ（ｋ，ｌ）とともに、ウェイト更新順に並べたものを示している。なお、図１４中、ｍは、ウェイト更新回数を示している。

図１４からもわかるように、Ｍ個のウェイト推定値Ｗ（ｋ，ｌ）のうち、最も多くの情報（Ｍ個のパイロットサブキャリア）が反映されているのは、最後（ｍ＝Ｍ番目）のウェイト更新で得られたＷ（６，１）である。一方、平滑化対象領域における最初のウェイト更新で得られたＷ（１，１）は、最も少ない情報（１個のパイロットサブキャリア）しか反映されていない。一般には、多くの情報（パイロットサブキャリア）を用いて推定されたウェイトの方が、より精度が高くなる。

そこで、ここでの平滑化処理では、最も多くの情報が反映されているＷ（ｋ_Ｍ、ｌ_Ｍ）＝Ｗ（６，１）を、平滑化対象領域における他のウェイトＷ（ｋ_ｍ，ｌ_ｍ）（ｍ＝１〜Ｍ−１）に反映させる。

具体的には、ここでのウェイト平滑化部１４９が行う平滑化処理は、図１５に示すとおりである。
まず、平滑化部１４９は、ウェイト推定値Ｗ（ｋ_Ｍ、ｌ_Ｍ）を、第２バッファ１４４から第４バッファ１５０へ送る（ステップＳ１）。ウェイト推定値Ｗ（ｋ_Ｍ、ｌ_Ｍ）は、最も多くの情報が反映されており、更に平滑化を行う必要がないので、平滑化推定値Ｗ^Ｓ（ｋ_Ｍ、ｌ_Ｍ）＝ウェイト推定値Ｗ（ｋ_Ｍ、ｌ_Ｍ）とする。なお、ステップＳ１の処理も、必要であれば、後述のステップＳ５と同様に、平滑化演算処理というものとする。

続いて、ウェイト平滑化部１４９は、カウンタｍ＝Ｍ−１とする（ステップＳ２）。そして、ウェイト平滑化部１４９は、第２バッファ１４４からウェイト推定値Ｗ（ｋ_ｍ，ｌ_ｍ）を取得するとともに（ステップＳ３）、第４バッファ１５０から先に得た平滑化推定値Ｗ^Ｓ（ｋ_ｍ＋１、ｌ_ｍ＋１）を取得する（ステップＳ４）。なお、ウェイト平滑化部１４９は、平滑化パラメータβを平滑化パラメータ調整部１５１から取得する。

そして、ウェイト平滑化部１４９は、ステップＳ５の演算式に従った平滑化演算処理を行う。ステップ５の平滑化演算処理ではウェイト更新部１４３で得られたウェイト推定値Ｗ（ｋ_ｍ，ｌ_ｍ）と、当該ウェイト推定値Ｗ（ｋ_ｍ，ｌ_ｍ）を求めた後（直後）のウェイト更新で得られたウェイト推定値Ｗ（ｋ_ｍ＋１，ｌ_ｍ＋１）についての平滑化推定値Ｗ^Ｓ（ｋ_ｍ＋１，ｌ_ｍ＋１）とを合成（パラメータ（重み係数）βによる重み付き合成）し、ウェイト推定値Ｗ（ｋ_ｍ，ｌ_ｍ）の平滑化推定値Ｗ^Ｓ（ｋ_ｍ，ｌ_ｍ）を得る。

ここで、ウェイト推定値Ｗ（ｋ_ｍ，ｌ_ｍ）を「ウェイト先推定値」といい、ウェイト推定値Ｗ（ｋ_ｍ＋１，ｌ_ｍ＋１）を「ウェイト後推定値」というものとする。
ウェイト先推定値Ｗ（ｋ_ｍ，ｌ_ｍ）とウェイト後推定値Ｗ（ｋ_ｍ＋１，ｌ_ｍ＋１）とを比較すると、ウェイト後推定値Ｗ（ｋ_ｍ＋１，ｌ_ｍ＋１）は、ウェイト先推定値Ｗ（ｋ_ｍ，ｌ_ｍ）よりも後（直後）のウェイト更新処理によって得られた値であるから、より多くの情報が反映されている（図１４参照）。
また、いずれの平滑化推定値も、平滑化領域内での最後のウェイト更新によって得られたウェイト推定値Ｗ（ｋ_Ｍ、ｌ_Ｍ）の情報を含んでいる。
したがって、上記合成によって得られた平滑化推定値Ｗ^Ｓ（ｋ_ｍ，ｌ_ｍ）は、平滑化前のウェイト推定値Ｗ（ｋ_ｍ，ｌ_ｍ）よりも多くの情報が反映されたものとなり、精度が良いものとなる。

そして、ウェイト平滑化部１４９は、算出された平滑化推定値Ｗ^Ｓ（ｋ_ｍ，ｌ_ｍ）を第４バッファ１５０へと送る（ステップＳ６）。
その後、ウェイト平滑化部１４９は、上記平滑化演算の繰り返しの終了判定として、ｍ＝１か否かを判定する（ステップＳ７）。ｍ＝１でなければ、ｍをデクリメントし、再び、ステップＳ３〜Ｓ６の処理を行う。また、ｍ＝１であれば、平滑化処理を終了する。

以上の平滑化処理により、平滑化推定値Ｗ^Ｓ（ｋ_ｍ，ｌ_ｍ）が、ｍ＝Ｍ，Ｍ−１，・・・２，１の順番で得られる。つまり、ウェイト更新と逆の順番で平滑化推定値が得られる。なお、図１３には、平滑化処理の順番Ｄ１−Ｓ，Ｄ２−Ｓ，Ｄ３−Ｓ，Ｄ４−Ｓを点線の矢印で示した。

平滑化処理を行うことにより、比較的に初期のウェイト更新で得られるウェイト（未収束のウェイト）についても、多くのパイロット信号の情報を反映させた良好なウェイトを得ることができる。
具体的には、例えば、ウェイト推定値Ｗ（１，１）は、１個のパイロット信号に基づいて得られたものであり、通常、収束していない推定値であるが、平滑化推定値Ｗ^Ｓ（１，１）には、Ｍ個のパイロット信号の情報が反映されている。また、他の平滑化推定値Ｗ^Ｓ（ｋ_ｍ，ｌ_ｍ）についても同様である。
その結果、それぞれのウェイトの精度が向上するほか、平滑化推定値を用いてウェイト補間が行われるため、信号推定も全体的に良好となる。

なお、上記の例では、ウェイト更新と逆の順番で平滑化演算を行ったが、Ｍ個のウェイト推定値をどのような順番で平滑化演算の対象とするかは、上記の例に限られない。例えば、ｍ＝Ｍ，１，２，・・・，Ｍ−２，Ｍ−１の順番であってもよい。つまり、後のウェイト更新で得られたウェイト推定値を、前のウェイト更新で得られたウェイト推定値に反映できれば、どのような順番であってもよい。つまり、ウェイト更新順と無関係に平滑化演算の順番を決定してもよい。

なお、平滑化処理は、平滑化対象領域ごとに行われ、他の平滑化対象領域についても同様に行われる。また、時間軸−周波数軸のサブキャリア２次元配置をどのようにして、複数の平滑化対象領域に区切るかは、自由である。
ただし、好ましくは、一つの平滑化対象領域内での伝搬係数の変動ができるだけ少ないように設定するのがよい。例えば、ＯＦＤＭＡにおける複数のアップリンクサブフレームに跨って一つの平滑化対象領域を構成したり、ＯＦＤＭＡにおける複数のダウンリンクサブフレームに跨って一つの平滑化対象領域を構成したりするのは避けた方が好ましい。複数のサブフレーム間には、実際には、時間間隔があるため、伝搬係数の変動が大きくなる可能性があるからである。

また、平滑化対象領域は、好ましくは、ユーザ割当の最小単位とするのが好ましい。より具体的には、ＯＦＤＭＡのアップリンクＰＵＳＣの場合、ユーザ割当の最小単位であるタイル一つを一つの平滑化対象領域とし、ＯＦＤＭＡのアップリンクＰＵＳＣの場合、ユーザ割当の最小単位であるクラスタ一つを一つの平滑化対象領域とするのが好ましい。
ＯＦＤＭＡのように、一つのサブフレームが複数のユーザに割り当てられる通信方式の場合、一つのサブフレーム内であっても、ユーザが切り替われば、伝搬係数は変化する。したがって、ユーザ割当最小単位を平滑化対象領域としておくことで、伝搬係数の変動が少ない領域で平滑化を行うことができる。

さて、図１５のステップ５の演算式から明らかなように、平滑化演算によって、後のウェイト更新によるウェイト後推定値の情報（平滑化推定値Ｗ^Ｓ（ｋ_ｍ＋１，ｌ_ｍ＋１））をどの程度、ウェイト先推定値Ｗ（ｋ_ｍ，ｌ_ｍ）の平滑化推定値Ｗ^Ｓ（ｋ_ｍ，ｌ_ｍ）に反映されるかは、平滑化パラメータβの値次第である。前述のウェイト更新パラメータαと同様に、βの値を調整することによって、周波数軸方向、時間軸方向に対する伝達関数の変動への追従特性を調整することができる。

［平滑化パラメータβの調整］
パイロットサブキャリアＸ（ｋ_ｍ，ｌ_ｍ）Ｘ（ｋ_ｍ＋１，ｌ_ｍ＋１）間で、伝達関数の相互相関が大きい場合、ウェイト後推定値の平滑化推定値Ｗ^Ｓ（ｋ_ｍ＋１，ｌ_ｍ＋１）の情報をより多く利用すべきであるから、平滑化パラメータβを大きくした方が、ウェイト先推定値の平滑化推定値の推定精度は向上する。
一方、 パイロットサブキャリアＸ（ｋ_ｍ，ｌ_ｍ）Ｘ（ｋ_ｍ＋１，ｌ_ｍ＋１）間で、伝達関数の相互相関が小さい場合、ウェイト後推定値の平滑化推定値Ｗ^Ｓ（ｋ_ｍ＋１，ｌ_ｍ＋１）の情報をあまり利用しない方が、伝達関数の変動への追従特性が向上する。よって、この場合、平滑化パラメータβを小さくした方が、ウェイト先推定値の平滑化推定値の推定精度は向上する。

そこで、平滑化パラメータ調整部１５１では、更新パラメータ調整部１８０と同様に、相関演算部１７０で求めた伝達関数の相互相関Ｒ_ＡＢ，Ｒ_ＡＣ，Ｒ_ＡＤ，Ｒ_ＡＥ，Ｒ_ＡＦに応じて、平滑化パラメータβを調整する。

具体的には、平滑化パラメータβは、β＝ｆ２（Ｒ）の演算によって調整される。Ｒは、パイロットサブキャリアＸ（ｋ_ｍ，ｌ_ｍ）Ｘ（ｋ_ｍ＋１，ｌ_ｍ＋１）間における伝達関数の相互相関であり、具体的には、相関演算部１７０から出力される相互相関Ｒ_ＡＢ，Ｒ_ＡＣ，Ｒ_ＡＤ，Ｒ_ＡＥ，Ｒ_ＡＦなどが利用される。また、ｆ２は、相互相関から平滑化パラメータを求めるための関数であり、相互相関が大きければ平滑化パラメータβを大きくし、相互相関が小さければ平滑化パラメータβを小さくする関数として構成されている。

上記のような平滑化パラメータ調整を行うことで、平滑化方向（図１３参照）及び／又は伝搬環境に応じて、適切なウェイト平滑化が行え、ウェイト推定精度を向上させることができる。

［第３実施形態：ウェイト推定値の平滑化］
図１６〜図１８は、第３実施形態に係るフィルタリング処理部１４を示している。なお、第３実施形態において特定に説明しない点については、既述のものと同様である。

第３実施形態のウェイト平滑化部１４９の機能は、ウェイト更新部１４３の機能とほぼ同様のウェイト更新機能を有している。ただし、ここでのウェイト平滑化部１４９は、ウェイト更新１４３の更新順序とは逆の順序により平滑化のための更新演算を行う（図１３の点線矢印参照）。

具体的には、図１７に示す手順により平滑化処理が行われる。まず、平滑化部１４９は、ウェイト推定値Ｗ（ｋ_Ｍ、ｌ_Ｍ）を、第２バッファ１４４から第４バッファ１５０へ送る（ステップＳ１１）。つまり、ウェイト推定値Ｗ（ｋ_Ｍ、ｌ_Ｍ）が、そのまま平滑化推定値Ｗ^Ｓ（ｋ_Ｍ、ｌ_Ｍ）となる。

続いて、ウェイト平滑化部１４９は、カウンタｍ＝Ｍ−１とする（ステップＳ１２）。そして、ウェイト平滑化部１４９は、第１バッファ１４１からパイロットサブキャリアＸ（ｋ_ｍ，ｌ_ｍ）を取得するとともに（ステップＳ１３）、第４バッファ１５０から先に得た平滑化推定値Ｗ^Ｓ（ｋ_ｍ＋１、ｌ_ｍ＋１）を取得する（ステップＳ１４）。なお、ウェイト平滑化部１４９は、参照信号Ｓ（ｋ_ｍ，ｌ_ｍ）を取得する。また、ウェイト平滑化部１４９は、ウェイト平滑化部１４９でのウェイト更新のためのパラメータＰを第５バッファ１５５から、パラメータαを平滑化パラメータ調整部（更新パラメータ調整部）１５６から取得する。

なお、第５バッファと第３バッファの機能は、それぞれ同じであり、平滑化パラメータ調整部１５６と更新パラメータ調整部１５３の機能も同じである。

そして、ウェイト平滑化部１４９は、下記式に示す平滑化演算式に従った平滑化演算処理（更新演算処理）を行う（ステップＳ１５）。

上記平滑化演算式は、前述のウェイト更新演算式（３）〜（５）と、更新順序を除き、実質的に同じである。

ステップ１５の平滑化演算処理では、図１８にも示すように、直前に求めた平滑化推定値Ｗ^Ｓ（ｋ_ｍ＋１，ｌ_ｍ＋１）を、パイロットサブキャリアＸ（ｋ_ｍ，ｌ_ｍ）に基づいて、上記式の演算によってウェイト更新することによって得られた推定値を、ウェイト推定値Ｗ（ｋ_ｍ，ｌ_ｍ）の平滑化推定値Ｗ^Ｓ（ｋ_ｍ，ｌ_ｍ）として得る。

さて、ここでも、ウェイト推定値Ｗ（ｋ_ｍ，ｌ_ｍ）を「ウェイト先推定値」といい、ウェイト推定値Ｗ（ｋ_ｍ＋１，ｌ_ｍ＋１）を「ウェイト後推定値」というものとする。
ウェイト先推定値Ｗ（ｋ_ｍ，ｌ_ｍ）と、ウェイト後推定値Ｗ（ｋ_ｍ＋１，ｌ_ｍ＋１）の平滑化推定値Ｗ^Ｓ（ｋ_ｍ＋１，ｌ_ｍ＋１）とを比較すると、平滑化推定値Ｗ^Ｓ（ｋ_ｍ＋１，ｌ_ｍ＋１）は、パイロットサブキャリア（後パイロット信号）Ｘ（ｋ_ｍ＋１，ｌ_ｍ＋１）に基づいて演算されたウェイト先推定値Ｗ（ｋ_ｍ＋１，ｌ_ｍ＋１）を平滑化したものであるから、多くの情報が反映されたものである（図１８参照）。

したがって、上記のように、ウェイト後推定値Ｗ（ｋ_ｍ＋１，ｌ_ｍ＋１）の平滑化推定値Ｗ^Ｓ（ｋ_ｍ＋１，ｌ_ｍ＋１）を、パイロットサブキャリア（先パイロット信号）Ｘ（ｋ_ｍ，ｌ_ｍ）に基づいて、ウェイト更新することで、元のウェイト推定値Ｗ（ｋ_ｍ，ｌ_ｍ）よりも精度の良い平滑化推定値Ｗ^Ｓ（ｋ_ｍ，ｌ_ｍ）が得られる。

そして、ウェイト平滑化部１４９は、算出された平滑化推定値Ｗ^Ｓ（ｋ_ｍ，ｌ_ｍ）を第４バッファ１５０へと送る（ステップＳ１６）。
その後、ウェイト平滑化部１４９は、上記平滑化演算の繰り返しの終了判定として、ｍ＝１か否かを判定する（ステップＳ１７）。ｍ＝１でなければ、ｍをデクリメントし、再び、ステップＳ１３〜Ｓ１６の処理を行う。また、ｍ＝１であれば、平滑化処理を終了する。

以上の平滑化処理により、平滑化推定値Ｗ^Ｓ（ｋ_ｍ，ｌ_ｍ）が、ｍ＝Ｍ，Ｍ−１，・・・２，１の順番で得られる（図１３参照）。

図１６の平滑化パラメータ調整部１５６では、更新パラメータ調整部１５３と同様に、平滑化パラメータ（忘却係数）αが適宜調整される。平滑化パラメータαは、α＝ｆ１（Ｒ）によって求められる。なお、ここでのＲは、パイロットサブキャリアＸ（ｋ_ｍ，ｌ_ｍ）Ｘ（ｋ_ｍ＋１，ｌ_ｍ＋１）間における伝達関数の相互相関の大きさである。

なお、第３実施形態のウェイト平滑化部１４９の更新アルゴリズムとしては、ウェイト更新部１４３と同様に、ＲＬＳアルゴリズムが採用されているが、他のアルゴリズム、例えば、ＬＭＳアルゴリズムやＳＭＩアルゴリズムを用いても良い。
また、平滑化に用いるパイロット信号の順番も、上記のものに限らず、自由である。

［第４実施形態：ウェイト推定値の平滑化］
図１９〜図２１は、第４実施形態に係るフィルタリング処理部１４を示している。なお、第４実施形態において特定に説明しない点については、既述のものと同様である。

第４実施形態では、主に、ウェイト更新部１４３及びウェイト平滑化部１４９が、既述の実施形態のものと異なる。
なお、図１９に示す第３バッファ（更新パラメータ記憶部）１４８は、ウェイト更新部から送られてくるパラメータＰ（ｋ_ｍ，ｌ_ｍ）を保存する。第３バッファ１４８は、Ｐ（ｋ_ｍ，ｌ_ｍ）がウェイト更新部１４３及びウェイト平滑化部１４９で使用されなくなると消去する。また、図１９に示す第５バッファ（平滑化パラメータ記憶部）１６２は、ウェイト平滑化部１４９から送られてくるパラメータλを保存する。ここでは、λの初期値は０とする。

第４実施形態のウェイト更新部１４３は、下記手順によって、ウェイト更新を行う。ウェイト更新部１４３における更新処理手順は、更新演算式を除き、基本的には、既述の実施形態のものと同様である。
具体的には、更新処理手順は、下記の通りであり、平滑化対象領域内（図１３参照）のＭ個のパイロット信号について、下記手順２〜３をｍがＭになるまで繰り返す。
手順１：ｍ＝１
手順２：更新演算処理
手順３：ｍ＝ｍ＋１として手順２に戻る

手順２の更新演算処理は、下記式に従って行われる。

手順２の更新演算処理を行う際、ウェイト更新部１４３は、参照信号Ｓ（ｋ_ｍ，ｌ_ｍ）を参照信号生成部１４７から取得し、パイロットサブキャリアＸ（ｋ_ｍ，ｌ_ｍ）を第１バッファ１４１から取得し、パラメータＰ（ｋ_ｍ−１，ｌ_ｍ−１）を第３バッファから取得する。

上記式により、ウェイト推定値Ｗ（ｋ_ｍ，ｌ_ｍ）が求まるほか、更新パラメータＰ（ｋ_ｍ，ｌ_ｍ）が求まる。求められたウェイト推定値Ｗ（ｋ_ｍ，ｌ_ｍ）は第２バッファ１４４に送られ、Ｐ（ｋ_ｍ，ｌ_ｍ）は第３バッファ１４８に送られ、それぞれのバッファで保存される。

なお、上記Ｑ（ｋ_ｍ，ｌ_ｍ）は、パイロットサブキャリアＸ（ｋ_ｍ，ｌ_ｍ）Ｘ（ｋ_ｍ−１，ｌ_ｍ−１）の位置関係に応じて、更新パラメータ調整部１５３によって調整される。

第４実施形態のウェイト平滑化部１４９は、平滑化アルゴリズムとして、固定区間スムーザ（fixed-interval smoother）を利用する。なお、ここでは、固定区間スムーザとしてＦｒａｓｅｒのアルゴリズムを用いる。
具体的には、図２０に示す手順により平滑化処理が行われる。まず、平滑化部１４９は、ウェイト推定値Ｗ（ｋ_Ｍ、ｌ_Ｍ）を、第２バッファ１４４から第４バッファ１５０へ送る（ステップＳ２１）。つまり、ウェイト推定値Ｗ（ｋ_Ｍ、ｌ_Ｍ）が、そのまま平滑化推定値Ｗ^Ｓ（ｋ_Ｍ、ｌ_Ｍ）となる。

続いて、ウェイト平滑化部１４９は、カウンタｍ＝Ｍ−１とする（ステップＳ２２）。そして、ウェイト平滑化部１４９は、第１バッファ１４１からパイロットサブキャリアＸ（ｋ_ｍ＋１，ｌ_ｍ＋１）を取得するとともに（ステップＳ２３）、第２バッファ１４４から平滑化対象のウェイト推定値Ｗ^Ｓ（ｋ_ｍ、ｌ_ｍ）を取得する（ステップＳ２４）。
なお、ウェイト平滑化部１４９は、参照信号Ｓ（ｋ_ｍ＋１，ｌ_ｍ＋１）を参照信号生成部１６０から取得し、ウェイト更新演算の際に求めたパラメータＰ（ｋ_ｍ、ｌ_ｍ）を第３バッファ１４８から取得し、λ_ｍ＋１を第５バッファ１６２から取得する。

そして、ウェイト平滑化部１４９は、下記式に示す平滑化演算式に従った平滑化演算処理を行う（ステップＳ２５）。

ステップ２５の平滑化演算処理では、図２１にも示すように、ウェイト更新部１４３にて求めたウェイト推定値Ｗ（ｋ_ｍ，ｌ_ｍ）を、Ｆｒａｓｅｒのアルゴリズムで平滑化して、平滑化推定値Ｗ^Ｓ（ｋ_ｍ，ｌ_ｍ）を求めている。

さて、ここでは、ウェイト推定値Ｗ（ｋ_ｍ，ｌ_ｍ）を「ウェイト先推定値」といい、ウェイト推定値Ｗ（ｋ_ｍ＋１，ｌ_ｍ＋１）を「ウェイト後推定値」というものとする。また、ウェイト先推定値Ｗ（ｋ_ｍ，ｌ_ｍ）を求めるために用いたパイロット信号Ｘ（ｋ_ｍ，ｌ_ｍ）を先パイロット信号といい、ウェイト後推定値Ｗ（ｋ_ｍ＋１，ｌ_ｍ＋１）を求めるために用いたパイロット信号Ｘ（ｋ_ｍ＋１，ｌ_ｍ＋１）というものとする。

上記演算式では、後パイロット信号Ｘ（ｋ_ｍ＋１，ｌ_ｍ＋１）の情報が反映されるように、ウェイト先推定値Ｗ（ｋ_ｍ，ｌ_ｍ）の平滑化を行う。したがって、ウェイト先推定値Ｗ（ｋ_ｍ，ｌ_ｍ）の平滑化推定値Ｗ^Ｓ（ｋ_ｍ，ｌ_ｍ）は、後パイロット信号Ｘ（ｋ_ｍ＋１，ｌ_ｍ＋１）の情報が反映されたものとなる（図２１参照）。

なお、平滑化を行う際の平滑化パラメータであるＱ（ｋ_ｍ＋１，ｌ_ｍ＋１）は、パイロットサブキャリアＸ（ｋ_ｍ，ｌ_ｍ）Ｘ（ｋ_ｍ＋１，ｌ_ｍ＋１）間の伝達関数の相互相関Ｒに応じて、更新パラメータ調整部１５３によって調整される。

そして、ウェイト平滑化部１４９は、算出された平滑化推定値Ｗ^Ｓ（ｋ_ｍ，ｌ_ｍ）を第４バッファ１５０へと送る（ステップＳ２６）。なお、ウェイト平滑化部１４９は、更新されたλ_ｍを第５バッファ１６２へ送り、第５バッファ１６２は、次の平滑化演算処理に用いるためにλ_ｍを保存する。

その後、ウェイト平滑化部１４９は、上記平滑化演算の繰り返しの終了判定として、ｍ＝１か否かを判定する（ステップＳ２７）。ｍ＝１でなければ、ｍをデクリメントし、再び、ステップＳ２３〜Ｓ２６の処理を行う。また、ｍ＝１であれば、平滑化処理を終了する。

以上の平滑化処理により、平滑化推定値Ｗ^Ｓ（ｋ_ｍ，ｌ_ｍ）が、ｍ＝Ｍ，Ｍ−１，・・・２，１の順番で得られる（図１３参照）。

［第５実施形態：相関演算部の他の例］
図２２は、相関演算部１７０の他の例を示している（第５実施形態）。なお、第５実施形態において特に説明しない点については、既述のものと同様である。

図２２の相関演算部１７０は、伝搬路における伝達関数の遅延時間領域の電力スペクトルを用いて、周波数軸方向に異なる位置にあるパイロットサブキャリア間における伝達関数の相互相関を求めるとともに、伝搬路における伝達関数のドップラー周波数領域の電力スペクトルを用いて、時間軸方向に異なる位置にあるパイロットサブキャリア間における伝達関数の相互相関を求めるように構成されている。

具体的には、相関演算部１７０は、受信信号除算部１７１及び参照信号生成１７２を備えるほか、遅延時間領域の電力スペクトルを算出する第１電力スペクトル算出部１７５と、ドップラー周波数領域の電力スペクトルを算出する第２電力スペクトル算出部１７６とを備えている。

各電力スペクトル算出部１７５，１７６は、除算部１７１において求めた複数の伝達関数Ｈ（ｋ_ｐ，ｌ_ｐ）を用いて、電力スペクトルの演算を行う。このため、相関演算部１７０は、除算部１７１で得た複数の伝達関数Ｈ（ｋ_ｐ，ｌ_ｐ）を逐次的に保存するための第６バッファ（伝達関数記憶部）１７４を備えている。なお、電力スペクトル算出部１７５，１７６で使用されなくなった伝達関数Ｈ（ｋ_ｐ，ｌ_ｐ）は第６バッファ１７４から消去される。

遅延時間領域の電力スペクトルを算出する第１電力スペクトル算出部１７５は、第２バッファ１７４から、複数個（Ｎ個）の伝達関数Ｈ（ｋ_ｐ，ｌ_ｐ１）〜Ｈ（ｋ_ｐ，ｌ_ｐＮ）を取得する。第１電力スペクトル算出部１７５が取得する複数の伝達関数Ｈ（ｋ_ｐ，ｌ_ｐ１）〜Ｈ（ｋ_ｐ，ｌ_ｐＮ）は、図２３に示すように、同一時刻（同一シンボル）ｋｐにおいて一定の周波数間隔Δｌ（例えば、４個のサブキャリア間隔分１０．９ｋＨｚ×４＝４３．６ｋＨｚ）にあるＮ個のパイロットサブキャリアそれぞれの伝達関数（Ｎ個）である。なお、Ｎの数は特に限定されない。なお、図２３においては、第１電力スペクトル算出部１７５が伝達関数Ｈ（ｋ_ｐ，ｌ_ｐ１）〜Ｈ（ｋ_ｐ，ｌ_ｐＮ）を取得するパイロットサブキャリアを太丸で示している。

また、第１電力スペクトル算出部１７５が取得する伝達関数Ｈ（ｋ_ｐ，ｌ_ｐ１）〜Ｈ（ｋ_ｐ，ｌ_ｐＮ）は、伝送フレーム中の任意の位置のパイロットサブキャリアについてのものでよいが、好ましくは、ユーザが割り当てられているバースト内又はその近傍にあるパイロットサブキャリアについての伝達関数が好ましい。

さて、上記Δｌ［Ｈｚ］は、伝送フレームに付加されるガードインターバル（例えば、サイクリックプレフィックス；ＣＰ）長をＬ［ｓｅｃ］としたとき、（Ｎ−１）／（ＮΔｌ）＞Ｌとなるようにするのが好ましい。このようにすることで、後述の逆離散フーリエ変換の際のエイリアスの影響を減少させることができる。
なお、伝送フレームは、少なくともガードインターバル（ＣＰ）とデータ部とを含み、データ部にデータサブキャリア及びパイロットサブキャリアが配置される。

第１電力スペクトル算出部１７５は、取り出した複数（Ｎ個）の伝達関数を下記式のようにおく。

第１電力スペクトル算出部１７５は、上記式のＨ_ｐに対して、サイズがＮの逆離散フーリエ変換を施し、Ｈ_ｐの逆離散フーリエ変換値ｈ_ｐを算出する。
さらに、第１電力スペクトル算出部１７５は、ｈ_ｐ ^Ｈｈ_ｐを求め、ｈ_ｐ ^Ｈｈ_ｐの行列対角成分を並べて行列ｒ１_ｐを計算する。行列ｒ１_ｐの各成分が、時間間隔１／（ＮΔｌ）、最大遅延時間（Ｎ−１）／（ＮΔｌ）の電力スペクトルの各電力成分となっている。
図２４は、上記のようにして第１電力スペクトル算出部１７５で求めた遅延時間領域の電力スペクトルを示している。

第１電力スペクトル算出部１７５は、上記の演算を定期的（例えば、所定シンボルごと）に行う。第１電力スペクトル１７５は、電力スペクトルの統計的性質を考慮するために、複数回の演算によって求めた電力スペクトルの重み付き平均をとる。重み付き平均ｒ１_ａｖｅは、下記式によって求められる。具体的には、いままでに算出した電力スペクトルｒ１_ｐの重みつき平均ｒ１_ａｖｅを第７バッファ（電力スペクトル記憶部）１７７に保存しておき、新たにｒ１_ｐを演算した場合には、重み係数γ_１（０＜γ_１＜１）を用いて、下記式に従い、保存されているｒ１_ａｖｅを更新する。

ドップラー周波数領域の電力スペクトルを算出する第２電力スペクトル算出部１７６は、第２バッファ１７４から、複数個（Ｎ個）の伝達関数Ｈ（ｋ_ｐ１，ｌ_ｐ）〜Ｈ（ｋ_ｐＮ，ｌ_ｐ）を取得する。第２電力スペクトル算出部１７５が取得する複数の伝達関数Ｈ（ｋ_ｐ１，ｌ_ｐ）〜Ｈ（ｋ_ｐＮ，ｌ_ｐ）は、図２５に示すように、同一周波数（同一サブキャリア番号）ｌｐにおいて一定の時間間隔Δｋ（例えば、３個のサブキャリア間隔分１０２μｓｅｃ×３＝３０６μｓｅｃ）にあるＮ個のパイロットサブキャリアそれぞれの伝達関数（Ｎ個）である。なお、Ｎの数は特に限定されず、Ｎの数は、第１電力スペクトル算出部１７６とは異なっていてもよい。

また、第２電力スペクトル算出部１７６が取得する伝達関数Ｈ（ｋ_ｐ１，ｌ_ｐ）〜Ｈ（ｋ_ｐＮ，ｌ_ｐ）は、伝送フレーム中の任意の位置のパイロットサブキャリアについてのものでよいが、好ましくは、ユーザが割り当てられているバースト内又はその近傍にあるパイロットサブキャリアについての伝達関数が好ましい。

上記Δｋ［ｓｅｃ］は、最大ドップラー周波数をＦ_ｄ[Ｈｚ]としたとき、１／Δｋ＞２×Ｆ_ｄとなるようにするのが好ましい。ここで、最大ドップラー周波数は、搬送波周波数や伝搬環境における端末局の（想定される）最大移動速度によって決まる。このようにすることで、後述の離散フーリエ変換の際のエイリアスの影響を減少させることができる。

第２電力スペクトル算出部１７６は、取り出した複数の伝達関数を下記式のようにおく。

第２電力スペクトル算出部１７６は、上記式のＨ_ｐに対して、サイズがＮの離散フーリエ変換を施し、Ｈ_ｐの離散フーリエ変換値ｈ_ｐを算出する。
さらに、第２電力スペクトル算出部１７６は、ｈ_ｐ ^Ｈｈ_ｐを求め、ｈ_ｐ ^Ｈｈ_ｐの行列対角成分を並べて行列ｒ２_ｐを計算する。行列ｒ２_ｐの各成分が、周波数間隔１／（ＮΔｋ）、周波数−１／２Δｋ〜（Ｎ／２−１）／ＮΔｋの電力スペクトルの各電力成分となっている。
図２６は、上記のようにして第２電力スペクトル算出部１７６で求めたドップラー周波数領域の電力スペクトルを示している。
なお、図２６（ａ）は、離散フーリエ変換を行って得られる電力スペクトルを示しており、図２６（ｂ）は、図２６（ａ）の１／２Δｋ以上の成分を、１／２Δｋほど、負方向へシフトして、周波数範囲−１／２Δｋ〜（Ｎ／２−１）／ＮΔｋの電力スペクトルとしたものである。

第２電力スペクトル算出部１７６は、上記の演算を定期的に行う。第２電力スペクトル１７６は、電力スペクトルの統計的性質を考慮するため、複数回の演算によって求めた電力スペクトルの重み付き平均をとる。重み付き平均ｒ２_ａｖｅは、下記式によって求められる。具体的には、いままでに算出した電力スペクトルｒ２_ｐの重みつき平均ｒ２_ａｖｅを第８バッファ（電力スペクトル記憶部）１７８に保存しておき、新たにｒ２_ｐを演算した場合には、重み係数γ_２（０＜γ_２＜１）を用いて、下記式に従い、保存されているｒ２_ａｖｅを更新する。

各電力スペクトル計算部１７５，１７６から出力された電力スペクトルｒ１_ａｖｅ，ｒ２_ａｖｅは、ノイズ除去部１７９，１８１によってノイズが除去されるとともに、電力スペクトル整形部１８２，１８３によってスペクトル整形が行われる。

第１電力スペクトル計算部１７５によって求めた遅延時間領域の電力スペクトルｒ１_ａｖｅのうち、ＣＰ長Ｌよりも遅延時間の大きい成分は、遅延信号によるものではなく雑音信号の寄与分であると考えられる。そこで、図２７に示すように、第１ノイズ除去部１７９は、ＣＰ長Ｌよりも遅延時間が大きい範囲の成分を除去する（０にする）。

また、第１ノイズ除去部１７９では、Ｌから（Ｎ−１）／（ＮΔｌ）の範囲にある成分から雑音電力の推定値σ^２を求める。このように、第１ノイズ除去部１７９は、ノイズ推定部ということもできる。雑音の推定値σ^２は、例えば、Ｌから（Ｎ−１）／（ＮΔｌ）の範囲にある各成分の平均値を求めることで得られるが、他の方法であってもよく、例えば、Ｌから（Ｎ−１）／（ＮΔｌ）の範囲にある各成分のうち、いずれかの成分を推定値σ^２としてもよい。

そして、第１ノイズ除去部１７９は、遅延時間領域の電力スペクトルｒ１_ａｖｅの各成分（ＣＰ長Ｌ内の成分）から、雑音電力推定値σ^２引いて、各成分中の雑音を除去する。ただし、雑音電力推定値σ^２を引いたときに各成分が負となった場合には、０とする。

以上の処理によって、遅延時間領域の電力スペクトルｒ１_ａｖｅから雑音信号の影響が低減される。

同様に、第２ノイズ除去部１８２では、第１ノイズ除去部１８１と同様に、雑音を除去する。つまり、ドップラー周波数領域の電力スペクトルｒ２_ａｖｅの各成分から、雑音電力推定値σ^２引いて、各成分中の雑音を除去する。
具体的には、第２ノイズ除去部１８２は、図２６（ｂ）に示すドップラー周波数領域の電力スペクトルｒ２_ａｖｅの各成分のうち、−Ｆ_ｄからＦ_ｄの範囲以外のドップラー周波数の電力成分を除去する（０にする）。

また、第２ノイズ除去部１８２は、ドップラー周波数領域の電力スペクトルｒ２_ａｖｅの電力成分のうち、１／（ＮΔｋ）からＦ_ｄの範囲及び１／（２Δｋ）〜１／Δｋの範囲以外のドップラー周波数の電力成分から雑音電力の推定値を求め、当該雑音電力の推定値を、前記電力スペクトルの各電力成分から引いて、各成分中の雑音を除去する。ただし、この場合も、雑音電力推定値σ^２を引いたときに各成分が負となった場合には、０とする。この処理により、ドップラー周波数領域の電力スペクトルｒ２_ａｖｅから雑音信号の影響が低減される。なお、雑音推定値σ^２は、第１ノイズ除去部１７９から取得してもよい。

さらに、第１電力スペクトル整形部１８２は、（雑音信号の影響が低減された）遅延時間領域の電力スペクトルｒ１_ａｖｅの整形を行う。第１電力スペクトル算出部１７６において用いた伝達関数の数Ｎが少ない場合、図２８（ａ）に示すように、電力スペクトル推定が粗いものになる。そこで、第１電力スペクトル整形部１８２では、図２８（ｂ）に示すように、第１電力スペクトル算出部１７６で計算できなかった部分を補間して、成分数を増やし、波形整形を行う。波形整形を行うことで、推定精度が向上する。なお、成分の補間は、線形補間のほか、指数関数的に整形することで行ってもよい。
また、第２電力スペクトル整形部１８３は、（雑音信号の影響が低減された）ドップラー周波数領域の電力スペクトルｒ２_ａｖｅに対し、同様の整形を行う。

以上のようにして得られた遅延時間領域の電力スペクトルｒ１_ａｖｅを用いて、第１相関計算部１８４は、同じ時刻で周波数の異なる２つのパイロットサブキャリア間の伝達関数の相互相関Ｒ_ｔを求める。
また、第２相関計算部１８５は、ドッブラー周波数領域の電力スペクトルｒ２_ａｖｅを用いて、同じ周波数で時刻の異なる２つのパイロットサブキャリア間の伝達関数の相互相関Ｒ_ｆを求める。

第１相関計算部１８４は、相互相関Ｒ_ｔを求める際に、遅延時間領域の電力スペクトルの他、伝達関数の相互相関を求めようとする２つのパイロットサブキャリア間の周波数間隔Δｆを用いる。
第１相関計算部１８４において、伝達関数の相互相関Ｒ_ｔ（Δｆ）を求めるための演算式は、下記式（１１）のとおりである。

以下、式（１１）について説明する。
まず、ドップラーシフトが発生しない伝搬路における応答（インパルス応答）を、デルタ関数δを用いて、式（１２）のようにｈ_Ｉ（ｔ）で定義する（図２９参照）。なお、実際の到来信号の遅延時間が、式（１２）のように（０，ｔ_ｓ，・・・，（Ｎ−１）ｔ_ｓ）であるとは限らないが、ｔ_ｓの値を適宜調整することによって任意の精度で到来信号の遅延時間を近似できる。

また、下記式（１３）のように、ｈ_Ｉ（ｔ）の各係数の相互相関をＲ_ｈｈとおく。下記のように、Ｒ_ｈｈが対角行列になるのは、各遅延信号における位相回転量が、無相関に変化するためである。

式（１１）で定義したインパルス応答ｈ_Ｉ（ｔ）をフーリエ変換すると、下記式（１４）に示す伝達関数Ｈ_Ｉ（ｆ）が導出できる。

このとき、伝達関数Ｈ_Ｉ（ｆ）と伝達関数Ｈ_Ｉ（ｆ＋Δｆ）との相互相関は、上記式（１３）及び（１４）より、下記式（１５）のようになる。なお、式（１５）と式（１１）は同じものである。

以上より、ある任意のパイロットサブキャリア（第１パイロットサブキャリア）の伝達関数Ｈ_Ｉ（ｆ）と、当該第１パイロットサブキャリアとの周波数間隔がΔｆである他のパイロットサブキャリア（第２パイロットサブキャリア）の伝達関数Ｈ_Ｉ（ｆ＋Δｆ）との相互相関Ｒｔ（Δｆ）＝Ｅ［Ｈ_Ｉ（ｆ＋Δｆ）^ＨＨ_Ｉ（ｆ）］は、式（１５）又は式（１１）より求まる。

式（１５）又は式（１１）より、前記相互相関Ｒｔ（Δｆ）は、遅延時間領域の電力スペクトルとパイロットサブキャリア間の周波数間隔Δｆから求めることができることがわかる。式（１５）又は式（１１）において、遅延時間領域の電力スペクトルは、図２９に示すように、式（１３）に示すＲ_ｈｈの対角成分（ｒ_ｈ（ｎ）＝ｒ_ｈ（１），・・・，ｒ_ｈ（Ｎ））とｔ_ｓとから定まるものである。

ここで、図２９における電力スペクトルの時間間隔ｔ_ｓは、図２３に示すΔｌを用いて表すと、ｔ_ｓ＝１／（ＮΔｌ）である（図２４及び図２９参照）。なお、図２３に示すΔｌは、電力スペクトルを求めるための複数の伝達関数に対応する複数のパイロットサブキャリア間の周波数間隔である。

さて、第２相関計算部１８５は、相互相関Ｒ_ｆを求める際に、ドップラー周波数領域の電力スペクトルの他、伝達関数の相互相関を求めようとする２つのパイロットサブキャリア間の時間間隔Δｔを用いる。
第２相関計算部１８５において、伝達関数の相互相関Ｒ_ｆ（Δｔ）を求めるための演算式は、下記式（１６）のとおりである。

以下、式（１６）について説明する。
まず、遅延信号の存在しない伝搬路における応答（インパルス応答）を、式（１７）のようにＨ_Ｉ（ｔ）で定義する（図３０参照）。ただし、説明の便宜上、以下では、Ｎは２の倍数であると仮定するが、Ｎは２の倍数に限られるものではない。
なお、式（１７）において、ｅ^{ｊ２πｎｆｄｔ}は、ドップラー周波数（−Ｎ／２）ｆｄ〜（Ｎ／２−１）ｆｄによるドップラーシフトを示している。また、実際の到来信号のドップラー周波数が、式（１６）のように（（−Ｎ／２）ｆ_ｄ，（−Ｎ／２＋１）ｆ_ｄ，・・・，（Ｎ／２−２）ｆ_ｄ，（Ｎ／２−１）ｆ_ｄ）であるとは限らないが、ｆ_ｄの値を適宜調整することによって任意の精度で到来信号のドップラーシフトを近似できる。

また、下記式（１８）のように、Ｈ_Ｉ（ｔ）の各係数の相互相関をＲ_ｈｈとおく。下記のように、Ｒ_ｈｈが対角行列になるのは、各ドップラー信号における位相回転量が、無相関に変化するためである。

このとき、伝達関数Ｈ_Ｉ（ｔ）と伝達関数Ｈ_Ｉ（ｔ＋Δｔ）との相互相関Ｒ_ｆ（Δｔ）は、上記式（１７）及び（１８）より、下記式（１９）のようになる。なお、式（１９）と式（１６）は同じものである。

以上より、ある任意のパイロットサブキャリア（第１パイロットサブキャリア）の伝達関数Ｈ_Ｉ（ｔ）と、当該第１パイロットサブキャリアとの時間間隔がΔｔである他のパイロットサブキャリア（第２パイロットサブキャリア）の伝達関数の相互相関Ｒ_ｆ（Δｔ）は、式（１９）又は式（１６）で表される。

式（１９）又は式（１６）より、前記相互相関Ｒ_ｆは、ドップラー周波数領域の電力スペクトルと周波数間隔Δｔから求めることができる。式（１９）ないし式（１６）において、ドップラー周波数領域の電力スペクトルは、図３０に示すように、式（１８）に示すＲ_ＨＨの対角成分（ｒ_Ｈ（ｎ）＝ｒ_Ｈ（−Ｎ／２），・・・，ｒ_Ｈ（Ｎ／２−１））とｆ_ｄとから定まるものである。

ここで、図３０における電力スペクトルの周波数間隔ｆ_ｄは、図２５に示すΔｋを用いて表すと、ｆ_ｄ＝１／（ＮΔｋ）である（図２６（ｂ）及び図３０参照）。なお、図２５に示すΔｋは、電力スペクトルを求めるための複数の伝達関数に対応する複数のパイロットサブキャリア間の時間間隔である。

前記第１相関計算部１８４を用いれば、パイロットサブキャリア間隔Δｌを適宜選択することにより、図８に示す相互相関Ｒ_ＡＣ，Ｒ_ＡＦや、その他周波数軸方向に異なる位置にある任意の２つのパイロットサブキャリア間における伝達関数の相互相関を求めることができる。

なお、パイロットサブキャリア間の周波数間隔Δｌは、パイロットサブキャリアの配置、又はウェイト更新順序制御、ウェイト更新パラメータ調整、及び平滑化パラメータ調整等の相互相関の利用目的に応じて、様々な値をとり得る。具体的には、相互相関を求める任意の２つのパイロットサブキャリア間の周波数間隔としては、例えば、サブキャリア１個分の周波数間隔＝１０．９ｋＨｚ又はサブキャリア３個分の周波数間隔＝３２．７ｋＨｚなどの値がありえる。

また、前記第２相関計算部１８５を用いれば、パイロットサブキャリア間隔Δｋを適宜選択することにより、図８に示す相互相関Ｒ_ＡＢ，Ｒ_ＡＥや、その他時間軸方向に異なる位置にある任意の２つのパイロットサブキャリア間における伝達関数の相互相関を求めることができる。

なお、パイロットサブキャリア間の時間間隔Δｋも、相互相関の利用目的に応じて、様々な値をとり得る。具体的には、相互相関を求める任意の２つのパイロットサブキャリア間の時間間隔としては、例えば、サブキャリア１個分の時間間隔＝１０２μｓｅｃ又はサブキャリア２個分の周波数間隔＝２０４μｓｅｃなどの値がありえる。

さらに、伝達関数の時間軸方向の変動と周波数軸方向の変動には相関がないので、図８に示す相互相関Ｒ_ＡＤのように、周波数軸方向及び時間軸方向に異なる位置にある２つのパイロットサブキャリア間における伝達関数の相互相関は、Ｒ_ＡＣＲ_ＡＢ（＝Ｒ_ｔ（Δｆ）Ｒ_ｆ（Δｔ）として求めることができる。

本発明は、上記実施形態に限定されるものではなく、本発明の意図を逸脱しないかぎり、様々な変形が可能である。例えば、相互相関を利用する処理は、上記のものに限られず、アダプティブアンテナ信号処理の他の処理、例えば、ウェイト補間にも利用してもよい。

ＯＦＤＭのサブキャリア構造を示す図である。 サブキャリアの周波数−時間２次元配列である。 通信装置のブロック図である。 簡略化した空間フィルタリングモデルを示す図である。 第１実施形態に係るフィルタリング処理部のブロック図である。 ウェイト補間方法の説明図である。 相関演算部のブロック図である。 パイロットサブキャリアについての伝達関数と相互相関とを示す図である。 順序制御部のブロック図である。 第１更新順序ルールを示す図である。 第２更新順序ルールを示す図である。 第２実施形態に係るフィルタリング処理部のブロック図である。 平滑化順序を示す図である。 第２実施形態におけるパイロット信号、ウェイト推定値、平滑化推定値の関係図である。 第２実施形態における平滑化処理のフローチャートである。 第３実施形態に係るフィルタリング処理部のブロック図である。 第３実施形態における平滑化処理のフローチャートである。 第３実施形態におけるパイロット信号、ウェイト推定値、平滑化推定値の関係図である。 第４実施形態に係るフィルタリング処理部のブロック図である。 第４実施形態における平滑化処理のフローチャートである。 第４実施形態におけるパイロット信号、ウェイト推定値、平滑化推定値の関係図である。 第５実施形態における相関演算部のブロック図である。 第１電力スペクトル算出部が取得する伝達関数算出の基礎となったパイロットサブキャリアの位置を示す図である。 遅延時間領域における電力スペクトルである。 第２電力スペクトル算出部が取得する伝達関数算出の基礎となったパイロットサブキャリアの位置を示す図である。 ドップラー周波数領域における電力スペクトルである。 雑音を除去した遅延時間領域における電力スペクトルである。 遅延時間領域における電力スペクトルの整形（補間）を示す図であり、（ａ）は整形前、（ｂ）は整形後を示す図である。 遅延時間領域における電力スペクトルである。 ドップラー周波数領域における電力スペクトルである。

符号の説明

１：通信装置（基地局） ２：希望局 ３：干渉局 ４：干渉局 １１：アンテナ素子 １２：ＲＦ部 １３：ＦＦＴ部 １４：フィルタリング処理部 １４１：第１バッファ（受信信号記憶部） １４２：ウェイト乗算部 １４３：ウェイト更新部 １４４：第２バッファ（ウェイト推定値記憶部） １４５：ウェイト補間部 １４６：順序制御部 １４６ａ：更新順序決定部 １４６ｂ：更新順序ルール記憶部 １４７：参照信号生成部 １４８：第３バッファ（ウェイト更新パラメータ記憶部） １４９：ウェイト平滑化部 １５０：第４バッファ（ウェイト平滑化推定値記憶部） １５１：平滑化パラメータ調整部 １５３：更新パラメータ調整部 １５４：参照信号生成部 １５５：第５バッファ（平滑化パラメータ記憶部） １５６：平滑化（更新）パラメータ調整部 １６０：参照信号生成部 １６１：平滑化パラメータ調整部 １６２ ：５バッファ（λ記憶部） １７０：相関演算部 １７１：受信信号除算部 １７２：相関算出部 １７３：参照信号生成部
１７４：第６バッファ １７５：第１電力スペクトル算出部 １７６：第２電力スペクトル算出部 １７７：第７バッファ １７８：第８バッファ １７９：第１ノイズ除去部
１８０：更新パラメータ調整部 １８１：第２ノイズ除去部 １８２：第１電力スペクトル整形部 １８３：第２電力スペクトル整形部 １８４：第１相関計算部 １８５：第２相関計算部

Claims (18)

1. アダプティブアンテナ信号処理を行うフィルタリング処理部を備えた通信装置において、
   前記フィルタリング処理部は、受信信号に含まれる第１のパイロットサブキャリアの伝達関数と受信信号に含まれる第２のパイロットサブキャリアの伝達関数との相互相関を演算する相関演算部を備え、
   前記フィルタリング処理部は、前記相関演算部によって求めた前記相互相関を用いて、前記アダプティブアンテナ信号処理を行うことを特徴とする通信装置。
2. 前記フィルタリング処理部は、前記相関演算部によって求めた前記相互相関を、アダプティブアンテナ信号処理用のウェイトを求めるために用いることを特徴とする請求項１記載の通信装置。
3. 前記フィルタリング処理部は、
   受信信号に含まれるパイロットサブキャリアに基づいてウェイト更新の演算を行うウェイト更新部と、
   ウェイト更新に用いられるパイロット信号の順序を制御する順序制御部と、
   を備え、
   前記順序制御部は、前記相関演算部によって求めた前記相互相関に応じて、ウェイト更新に用いられるパイロット信号の順序を制御することを特徴とする請求項１又は２記載の通信装置。
4. 前記順序制御部は、
   前回のウェイトの更新に用いたパイロットサブキャリアとは周波数軸方向に異なる位置にあるパイロットサブキャリアを、ウェイトの更新に用いる周波数軸方向更新制御と、
   前回のウェイトの更新に用いたパイロットサブキャリアとは時間軸方向に異なる位置にあるパイロットサブキャリアを、ウェイトの更新に用いる時間軸方向更新制御と、
   が行えるように構成され、
   さらに、前記順序制御部は、周波数軸方向に異なる位置にあるパイロットサブキャリア間の周波数方向相互相関と、時間軸方向に異なる位置にあるパイロットサブキャリア間の時間軸方向相互相関とを比較して、周波数軸方向及び時間軸方向のうち、相互相関が大きい方向を決定するとともに、
   周波数軸方向更新制御及び時間軸方向更新制御のうち、相互相関が大きい方向の更新制御を優先して行うことを特徴とする請求項３記載の通信装置。
5. 前記順序制御部は、周波数軸方向更新制御及び時間軸方向更新制御のうち相互相関が大きい方向の更新制御によるウェイト更新回数の方が、相互相関が小さい方向の更新制御によるウェイト更新回数よりも多くなるように制御することを特徴とする請求項４記載の通信装置。
6. 受信信号に含まれるパイロットサブキャリアに基づいて、ウェイト更新の演算を行うウェイト更新部と、
   前記ウェイト更新部がウェイト更新の際に用いる更新パラメータを調整する更新パラメータ調整部と、
   を備え、
   前記更新パラメータ調整部は、前記相関演算部によって求めた前記相互相関に応じて、前記更新パラメータを調整するよう構成されていることを特徴とする請求項１〜５のいずれかに記載の通信装置。
7. 受信信号に含まれるパイロットサブキャリアに基づいて、ウェイト更新の演算を行ってウェイト推定値を求めるウェイト更新部と、
   複数回のウェイト更新の演算によって得られたウェイト推定値を平滑化した平滑化推定値を求めるウェイト平滑化部と、
   前記ウェイト平滑化部が平滑化を行うためのパラメータを調整する平滑化パラメータ調整部を備え、
   前記平滑化パラメータ調整部は、前記相関演算部によって求めた前記相互相関に応じて、前記平滑化パラメータを調整するよう構成されていることを特徴とする請求項１〜６のいずれかに記載の通信装置。
8. 前記相関演算部は、受信したパイロットサブキャリアを、パイロットサブキャリアに対応する参照信号で除算してパイロットサブキャリアの伝達関数を算出する除算部を備え、前記除算部によって算出されたパイロットサブキャリアの伝達関数から、前記相互相関を演算することを特徴とする請求項１〜７のいずれかに記載の通信装置。
9. 前記相関演算部は、
   伝達関数の遅延時間領域における電力スペクトルを算出する第１電力スペクトル算出部と、
   伝達関数のドップラー周波数領域における電力スペクトルを算出する第２電力スペクトル算出部と、
   周波数軸方向の異なる位置にあるパイロットサブキャリア間の周波数間隔と前記第１電力スペクトル算出部によって算出された電力スペクトルとから、周波数軸方向の異なる位置にある前記パイロットサブキャリア間の前記相互相関を算出する第１相関計算部と、
   時間軸方向の異なる位置にあるパイロットサブキャリア間の時間間隔と前記第２電力スペクトル算出部によって算出された電力スペクトルとから、時間軸方向の異なる位置にある前記相互相関を算出する第２相関計算部と、
   を備えていることを特徴とする請求項１〜８のいずれかに記載の通信装置。
10. 前記相関演算部は、
    伝達関数の遅延時間領域における電力スペクトルを算出する第１電力スペクトル算出部と、
    周波数軸方向の異なる位置にあるパイロットサブキャリア間の周波数間隔と前記第１電力スペクトル算出部によって算出された電力スペクトルとから、周波数軸方向の異なる位置にある前記パイロットサブキャリア間の前記相互相関を算出する第１相関計算部と、
    を備えていることを特徴とする請求項１〜８のいずれかに記載の通信装置。
11. 前記相関演算部は、
    伝達関数のドップラー周波数領域における電力スペクトルを算出する第２電力スペクトル算出部と、
    時間軸方向の異なる位置にあるパイロットサブキャリア間の時間間隔と前記第２電力スペクトル算出部によって算出された電力スペクトルとから、時間軸方向の異なる位置にある前記パイロットサブキャリア間の前記相互相関を算出する第２相関計算部と、
    を備えていることを特徴とする請求項１〜８のいずれかに記載の通信装置。
12. 受信したパイロットサブキャリアを、パイロットサブキャリアに対応する参照信号で除算してパイロットサブキャリアの伝達関数を算出する除算部を備え、
    前記第１電力スペクトル算出部は、前記除算部によって複数のパイロットサブキャリアについて求めた複数の伝達関数のうち、所定の周波数間隔にある複数のパイロットサブキャリアについての複数の伝達関数に基づいて、離散逆フーリエ変換を行い、遅延時間領域の電力スペクトルを演算することを特徴とする請求項９又は１０記載の通信装置。
13. 前記第１電力スペクトル算出部によって求めた電力スペクトルの所定領域にある成分から雑音の大きさを推定し、推定した雑音の大きさによって前記電力スペクトルから雑音の影響を除去する第１ノイズ除去部を備えていることを特徴とする請求項１１記載の通信装置。
14. 前記第１電力スペクトル算出部は、電力スペクトルを求める複数回の演算により得られた複数の電力スペクトルの重み付き平均を演算するように構成されている請求項９，１０，１２，１３のいずれかに記載の通信装置。
15. 受信したパイロットサブキャリアを、パイロットサブキャリアに対応する参照信号で除算してパイロットサブキャリアの伝達関数を算出する除算部を備え、
    前記第２電力スペクトル算出部は、前記除算部によって複数のパイロットサブキャリアについて求めた複数の伝達関数のうち、所定の時間間隔にある複数のパイロットサブキャリアについての複数の伝達関数に基づいて、離散フーリエ変換を行い、ドップラー周波数領域の電力スペクトルを演算することを特徴とする請求項９又は１１記載の通信装置。
16. 前記第２電力スペクトル算出部によって求めた電力スペクトルの所定領域にある成分から雑音の大きさを推定し、推定した雑音の大きさによって前記電力スペクトルから雑音の影響を除去する第２ノイズ除去部を備えていることを特徴とする請求項１５記載の通信装置。
17. 前記第２電力スペクトル算出部は、電力スペクトルを求める複数回の演算により得られた複数の電力スペクトルの重み付き平均を演算するように構成されている請求項９，１１，１５，１６のいずれかに記載の通信装置。
18. アダプティブアンテナ信号処理を行うフィルタリング処理部を備えた通信装置におけるアダプティブアンテナ信号処理方法であって、
    受信信号に含まれる第１のパイロットサブキャリアの伝達関数と受信信号に含まれる第２のパイロットサブキャリアの伝達関数との相互相関を演算する相関演算ステップを含み、
    前記相関演算ステップにおいて求めた前記相互相関を用いて、前記アダプティブアンテナ信号処理を行うことを特徴とする信号処理方法。

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