JP5976850B2 - 受信方法、受信装置および無線通信方法 - Google Patents

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Description

本発明は、変調信号の一部の周波数帯域を抑圧して送信された信号を復調する技術に関する。
近年、無線通信や有線通信における需要の増大に伴い、周波数帯域の利用効率の向上が求められている。周波数帯域の利用効率の向上を図るために、例えば、送信装置は変調信号の信号スペクトラムを複数のサブスペクトラムに分割した信号を送信し、受信装置は複数のサブスペクトラムに分割された信号を受信して復調する技術が開示されている（例えば、非特許文献１参照）。この技術により、周波数軸上に散在する通信に使用されていない空き帯域を利用することによって、通信に使用されていない帯域を減少させることができる。さらに、サブスペクトラムの一部を除去することによって、信号の占有帯域幅の合計を削減している（例えば、非特許文献２参照）。
図１３は、従来の通信システム５００の一例を示す。通信システム５００は、送信装置５１０および受信装置５２０を備える。送信装置５１０は、変調信号を複数の帯域に分割して送信し、受信装置５２０は、送信装置５１０から送信された信号を受信して、分割前の変調信号を復元する。
次に、図１３に示した送信装置５１０について説明する。送信装置５１０は、変調回路６０１、送信フィルタバンク６０２およびＤ／Ａ変換回路６０３を備える。変調回路６０１は、送信データを予め決められた変調方式で変調する。送信フィルタバンク６０２は、変調信号を時間領域から周波数領域に変換し、さらに複数の周波数帯域に分割して周波数位置を遷移し、再び時間領域に戻した信号を出力する。Ｄ／Ａ変換回路６０３は、送信フィルタバンク６０２が出力するデジタルの送信信号をアナログの送信信号に変換して出力する。
次に、図１３に示した送信フィルタバンク６０２について説明する。送信フィルタバンク６０２は、直並列変換回路６０４、ＦＦＴ（Fast Fourier Transform：高速フーリエ変換）回路６０５、分割回路６０６、Ｋ個（Ｋは１以上の整数）のスイッチＳＷ−１からＳＷ−Ｋ、Ｋ個の周波数シフタ６０７−１から６０７−Ｋ、加算回路６０８、ＩＦＦＴ（Inverse Fast Fourier Transform：高速逆フーリエ変換）回路６０９および並直列変換回路６１０を備える。ここで、Ｋ個のスイッチＳＷ−１からＳＷ−Ｋは、選択回路に相当する。
次に、通信システム５００における信号の流れについて説明する。なお、周波数シフタ６０７の動作は後述する。
図１４は、複数のサブスペクトラムに分割して周波数領域で行う処理の一例を示す。図１４において、図１４（Ａ）から図１４（Ｃ）は、送信装置５１０が変調信号の周波数帯域をＫ分割して分散配置する際のスペクトラム処理の一例を示す図である。なお、図１４は、Ｋ＝２のときの一例を示す。また、図１４（Ｄ）から図１４（Ｆ）は、送信装置５１０によって分割された帯域を受信装置５２０が合成する際のスペクトラム処理の一例を示す図である。
図１４（Ａ）において、図１３に示した送信装置５１０の変調回路６０１は、送信するデータ信号をＰＳＫ(Phase Shift Keying)，ＱＡＭ(Quadrature Amplitude Modulation)などの変調方式で変調し、波形整形された変調信号を送信フィルタバンク６０２へ入力する。送信フィルタバンク６０２からの出力信号は、Ｄ／Ａ変換回路６０３によってアナログ信号に変換されて送信される。
ここで、送信フィルタバンク６０２は、以下のような処理を行う。先ず、直並列変換回路６０４が入力信号を直並列変換し、ＦＦＴ回路６０５が高速フーリエ変換を行って時間領域の信号を周波数領域の信号に変換する。次に、分割回路６０６は、図１４（Ａ）に示すように、周波数領域に変換された変調信号７１１に対して、破線７０１−１及び破線７０１−２で示す信号帯域をＫ分割するための係数を乗算し、Ｋ個のサブスペクトラムに分割する。図１４（Ｂ）は、分割回路６０６により分割されたサブスペクトラム１とサブスペクトラム２の２つのサブスペクトラムを示している。
次に、図１４（Ｃ）に示すように、周波数シフタ６０７−１〜６０７−Ｋ（２）は、Ｋ個のサブスペクトラムを周波数軸上の所定の周波数位置に遷移して分散配置させる。図１４（Ｃ）の例では、周波数シフタ６０７は、サブスペクトラム１をシフト量ｄ１だけ周波数が低い方に遷移させ、サブスペクトラム２をシフト量ｄ２だけ周波数が高い方に遷移させる。そして、加算回路６０８は、周波数シフタ６０７−１〜６０７−Ｋ（２）のＫ個のサブスペクトラムの出力を足し合わせる。このとき、一部の帯域の削除は、次の方法で行われる。例えば、周波数シフタ６０７−１から６０７−Ｋに入力する前に、削除する帯域に該当するスイッチＳＷ（スイッチＳＷ−１〜ＳＷ−Ｋのいずれか）を開状態（ＯＦＦ）にして信号の伝達を遮断することにより一部の帯域を削除できる。一部の帯域が削除された周波数領域の信号は、ＩＦＦＴ回路６０９により高速逆フーリエ変換され、周波数領域の信号から時間領域の信号へ変換される。そして、並直列変換回路６１０が時間領域の信号を並列から直列に変換する。これにより、削除された帯域には信号成分が配置されないことになり、送信装置５１０は、スペクトラムの一部を除去した状態で送信することができる。
次に、送信装置５１０によって分割された帯域を受信装置５２０が合成する際のスペクトラム処理について、図１４（Ｄ）から図１４（Ｆ）を参照して説明する。
図１３に示したＡ／Ｄ変換回路６１１は、受信信号をデジタル信号に変換し、変換後のデジタル信号を受信フィルタバンク６１２へ入力する。復調回路６１３は、受信フィルタバンク６１２から出力された変調信号を復調しデータ信号を復元する。そして、受信フィルタバンク６１２では以下のような処理が行われる。まず、直並列変換回路６１４が入力信号を直並列変換し、ＦＦＴ回路６１５が高速フーリエ変換を行い時間領域の信号から周波数領域の信号へ変換する。次に、抽出回路６１６は、周波数領域に変換された受信信号に図１４（Ｄ）の破線７０１−３及び破線７０１−４で示す係数を乗算して、Ｋ個（図１４ではＫ＝２）のサブスペクトラムを抽出する。次に、周波数シフタ６１７−１〜６１７−Ｋが、抽出された各サブスペクトラムを図１４（Ｅ）に示すように遷移させて、送信装置５１０の周波数シフタ６０７−１〜６０７−Ｋによってシフトされる前の周波数帯域に戻す。図１４（Ｅ）の例では、周波数シフタ６１７は、サブスペクトラム１をシフト量ｄ１だけ周波数が高い方に遷移させ、サブスペクトラム２をシフト量ｄ２だけ周波数が低い方に遷移させる。次に、加算回路６１９は、全てのサブスペクトラムを足し合わせ、図１４（Ｆ）に示すように、合成された変調信号７１２を出力する。
その後、ＩＦＦＴ回路６２０は、加算回路６１９が出力する信号を高速逆フーリエ変換して、周波数領域の信号から時間領域の信号へ変換する。そして、並直列変換回路６２１は、ＩＦＦＴ回路６２０が出力する時間領域の信号を並列から直列に変換する。このとき、送信装置５１０においてスペクトラムが除去された部分の帯域は、受信装置５２０において受信されない。そのため、スペクトラムが除去された部分の帯域を補償する処理が必要となる。例えば、スペクトラムが除去された部分の帯域は、送信信号の成分が無いだけでなく、受信特性の劣化を招く雑音成分が存在する場合がある。そこで、歪補償回路６１８は、送信装置５１０において信号が送信された帯域には、受信装置５２０において受信したサブスペクトラムに基づいた値を入力し、送信装置５１０において信号が除去された帯域には“０”を入力とする処理を行って歪を補償する。これにより、受信装置５２０は、送信装置５１０において信号が除去された帯域における雑音成分を除去し、受信特性を改善することができる。
以上のように、通信システム５００は、送信信号の占有帯域を分割し、生成された各サブスペクトラムを周波数軸上の任意の場所に分散配置すると共に、伝送速度を維持したまま送信信号の占有帯域を狭帯域化することで、周波数利用効率を改善する。
「帯域分散伝送におけるブラインド型位相補償方式の提案と基本特性評価」電子情報通信学会技術研究報告.SAT,衛星通信111(179),105-110,2011-08-18 「スペクトラム抑圧型伝送におけるサブスペクトラムレプリカを用いた波形等化の提案」電子情報通信学会総合大会講演論文集,p.290,2011-02-28
ところが、占有周波数帯域幅を分割および再配置する際、一部の周波数帯域を抑圧してサブスペクトラムを狭帯域化するので、受信信号にシンボル間干渉が生じるという問題がある。シンボル間干渉が生じない場合、隣接シンボルは直交関係にあるので、シンボルタイミングの同期確立後、当該シンボルのＩＱ平面上の受信点から最もユークリッド距離の近い信号点候補を送信ビット系列であると同定することにより、簡単に復号対象シンボルの最尤復号を実現できる。しかし、シンボル間干渉が生じる場合、最尤復号を実現するためには隣接シンボルあるいは近接シンボルの影響を考慮して復調を行う必要がある。すなわち、シンボル間干渉による信号点の遷移を考慮することが復号に有効であるが、従来はシンボル間干渉による信号点の遷移が考慮されていなかった。
本発明は、スペクトラム分割する際に使用するフィルタを用いて予め作成した圧縮シンボル時系列候補と受信シンボルとから算出したユークリッド距離の総和が最小の圧縮シンボル時系列候補を送信装置が送信した送信シンボル時系列候補であると同定することにより、スペクトラム抑圧によるシンボル間干渉の影響を低減することができ、周波数利用効率を高めることができる受信方法、受信装置および無線通信方法を提供することを目的とする。
第１の発明は、変調信号の一部の周波数帯域を抑圧し、空き周波数帯域幅に合わせて帯域圧縮率を可変してスペクトラム圧縮して送信された信号を受信する受信方法において、スペクトラム圧縮で使用するスペクトル抑圧のためのフィルタ形状の情報およびフィルタ形状と帯域圧縮率との対応を示す情報を送信装置と受信装置とで共有し、受信装置は、送信装置から通知される帯域圧縮率に応じてフィルタ形状を選択し、復調対象シンボルを含むＮ(Ｎは１以上の整数)シンボル区間の送信シンボル時系列候補に、選択したフィルタ形状のフィルタを適用して複数の圧縮送信シンボル時系列候補を生成し、送信装置から受信する受信信号をスペクトラム圧縮前に戻したＮシンボル区間の受信シンボル時系列について、Ｎシンボル分の受信点と圧縮送信シンボル時系列候補の信号点とのユークリッド距離を各シンボル毎に算出し、複数の圧縮送信シンボル時系列候補のうち算出したＮシンボル分のユークリッド距離の総和が最小となる圧縮送信シンボル時系列候補に対応する送信シンボル時系列候補を同定する最尤検出処理を行って受信ビット系列を出力する。
そして、フィルタ形状に対応するインパルス応答波形の時間オフセット零点および予め決められた閾値の絶対値を超えるインパルス応答を有する最大離隔シンボルを含むように最尤検出処理を実施する区間を決定することを特徴とする。
第２の発明は、Ｎシンボル区間に対し、開始点をＤシンボル（ＤはＮより小さい１以上の整数）ずらして複数の最尤検出処理区間を配置し、各最尤検出処理区間において最尤検出処理を実行して送信シンボル時系列候補を同定した後、各シンボル時点におけるビット毎の尤度を複数の最尤検出処理区間毎に算出し、シンボル時点が重複する複数の尤度のいずれかを選択する処理または重複する複数の尤度を合成したビット毎の尤度を出力する処理を行うことを特徴とする。
第３の発明は、複数の最尤検出処理区間毎に算出されるビット毎の尤度に対して、最尤検出処理区間が重複するシンボル時点毎に算出される複数の尤度を時系列方向に重み付けを行って合成することを特徴とする。
第４の発明は、変調信号の一部の周波数帯域を抑圧し、空き周波数帯域幅に合わせて帯域圧縮率を可変してスペクトラム圧縮して送信された信号を受信する受信装置において、スペクトラム圧縮で使用するスペクトル抑圧のためのフィルタ形状の情報およびフィルタ形状と帯域圧縮率との対応を示す情報を送信装置と共有し、送信装置から通知される帯域圧縮率に応じてフィルタ形状を選択し、復調対象シンボルを含むＮ(Ｎは１以上の整数)シンボル区間の送信シンボル時系列候補に、選択したフィルタ形状のフィルタを適用して生成された複数の圧縮送信シンボル時系列候補の情報を記憶するルックアップテーブルと、送信装置から受信する受信信号をスペクトラム圧縮前に戻したＮシンボル区間の受信シンボル時系列について、Ｎシンボル分の受信点と圧縮送信シンボル時系列候補の信号点とのユークリッド距離を各シンボル毎に算出するユークリッド距離算出部と、複数の圧縮送信シンボル時系列候補のうち算出したＮシンボル分のユークリッド距離の総和が最小となる圧縮送信シンボル時系列候補に対応する送信シンボル時系列候補を同定する最尤検出処理を行って受信ビット系列を出力する送信シンボル時系列判定部とを有する。
そして、送信シンボル時系列判定回路は、フィルタ形状に対応するインパルス応答波形の時間オフセット零点および予め決められた閾値の絶対値を超えるインパルス応答を有する最大離隔シンボルを含むように最尤検出処理を実施する区間を決定することを特徴とする。
第５の発明は、送信シンボル時系列判定部は、Ｎシンボル区間に対し、開始点をＤシンボル（ＤはＮより小さい１以上の整数）ずらして複数の最尤検出処理区間を配置し、各最尤検出処理区間において最尤検出処理を実行して送信シンボル時系列候補を同定し、受信装置は、送信シンボル時系列判定部が同定した送信シンボル時系列候補の各シンボル時点におけるビット毎の尤度を複数の最尤検出処理区間毎に算出する尤度算出部と、シンボル時点が重複する複数の尤度のいずれかを選択する処理または重複する複数の尤度を合成したビット毎の尤度を出力する処理を行う合成部とを更に有することを特徴とする。
第６の発明は、合成回路は、複数の最尤検出処理区間毎に算出されるビット毎の尤度に対して最尤検出処理区間が重複するシンボル時点毎に算出される複数の尤度を時系列方向に重み付けを行って合成することを特徴とする。
第７の発明は、第１から第３の発明のいずれかの受信方法を使用する受信装置と送信装置との間で無線通信によりスペクトラム圧縮伝送を行う無線通信方法において、送信装置がスペクトル抑圧に使用するフィルタ形状の情報およびフィルタ形状と帯域圧縮率との対応を示す情報を送信装置と受信装置との間で予め共有し、送信装置は、スペクトラム圧縮伝送に用いた帯域圧縮率を受信装置に通知し、受信装置は、送信装置から通知される帯域圧縮率に対応するフィルタ形状を選択し、復調対象シンボルを含むＮ(Ｎは１以上の整数)シンボル区間の送信シンボル時系列候補に、選択したフィルタ形状のフィルタを適用して複数の圧縮送信シンボル時系列候補を生成し、送信装置から受信する受信信号をスペクトラム圧縮前に戻したＮシンボル区間の受信シンボル時系列におけるＮシンボル分の受信点と圧縮送信シンボル時系列候補の信号点とのユークリッド距離を各シンボル毎に算出し、複数の圧縮送信シンボル時系列候補のうち算出したＮシンボル分のユークリッド距離の総和が最小となる圧縮送信シンボル時系列候補に対応する送信シンボル時系列候補を同定する最尤検出処理を行って受信ビット系列を出力する場合に、フィルタ形状に対応するインパルス応答波形の時間オフセット零点および予め決められた閾値の絶対値を超えるインパルス応答を有する最大離隔シンボルを含むように最尤検出処理を実施する区間を決定することを特徴とする。
本発明に係る受信方法、受信装置および無線通信方法は、スペクトラム分割する際に使用するフィルタ形状の情報およびフィルタ形状と帯域圧縮率との対応を示す情報を送信装置と受信装置との間で共有して送信シンボル時系列から圧縮送信シンボル時系列候補を作成する。そして、圧縮シンボル時系列候補毎に受信シンボル時系列と比較してシンボル毎のユークリッド距離を求め、ユークリッド距離の総和が最小の圧縮シンボル時系列候補を送信装置に対応する送信シンボル時系列候補を同定することにより、サブスペクトラムの狭帯域化によるシンボル間干渉の影響を低減することができ、周波数利用効率を高めることができる。
第１の発明および第５の発明では、復調対象シンボルの送信信号点候補ではなく、復調対象シンボルを含むＮシンボル区間の送信シンボル時系列候補に対して送信装置と同じフィルタ形状のフィルタを適用して生成された複数の圧縮シンボル時系列候補を用いて送信シンボル時系列候補を同定するので、近接シンボル間干渉を考慮した最尤復号によりスペクトラム圧縮伝送における最適な受信を実現できる。
第２の発明および第６の発明では、Ｎシンボル区間よりも短いＮ’シンボル区間について処理を行うので、比較対象とする圧縮送信シンボル時系列候補のパターン数は、Ｎシンボル区間で処理を行う場合のパターン数よりも少なくなり、最尤検出処理の演算量が大幅に軽減される。
第３の発明および第７の発明では、最尤検出処理の区間が重複され、重複された複数の最尤検出処理の区間で合成（または選択）することで、最尤検出処理の区間の切れ目付近のシンボル間干渉を考慮できるので、尤度誤設定の影響を抑圧し、誤り率を改善することができる。
第４の発明および第８の発明では、最尤検出処理区間が重複するシンボル時点毎に算出される複数の尤度を時系列方向に重み付けを行って合成することにより、より適切な尤度を安定して算出することができる。
第９の発明では、無線通信の分野において、スペクトラム圧縮伝送を実現することができ、周波数帯域の有効利用を図ることができる。無線通信の場合、スペクトラム圧縮の狭帯域化によるシンボル間干渉の影響だけでなく、電波環境などによって生じるシンボル間干渉の影響が大きくなるが、本発明により、無線通信の分野における誤りの少ないスペクトラム圧縮伝送が可能になる。
第１実施例の通信システム１００の一例を示す図である。 変調多値数Ｍ＝４の場合のＮシンボル分の受信シンボル時系列および圧縮送信シンボル時系列候補の一例を示す図である。 第１実施例に係る受信装置１２０の処理例を示す図である。 圧縮送信シンボル時系列候補の生成方法の一例を示す図である。 第２実施例の受信装置１２０ａの一例を示す図である。 Ｎ’シンボル毎に処理する場合の受信シンボル時系列および圧縮送信シンボル時系列候補の一例を示す図である。 Ｎ’シンボル区間長の決定方法の一例を示す図である。 第２実施例に係る受信装置１２０ａの処理例を示す図である。 第３実施例の受信装置１２０ｂの一例を示す図である。 ＭＬＤ区間が重複するシンボルの受信シンボル時系列および圧縮送信シンボル時系列候補の一例を示す図である。 尤度の合成例を示す図である。 ＭＬＤ区間が重複する場合の尤度の合成処理例を示す図である。 従来の通信システム５００の一例を示す図である。 複数のサブスペクトラムに分割して周波数領域で行う処理の一例を示す図である。
以下、図面を参照して本発明に係る受信方法、受信装置および無線通信方法の実施例について説明する。
［第１実施例］
図１は、第１実施例の通信システム１００の一例を示す。図１において、通信システム１００は、送信装置１１０および受信装置１２０を有する。送信装置１１０は、変調信号を複数のサブスペクトラムに分割して周波数領域で後述する所定の処理を行い、時間領域の信号に戻して有線通信または無線通信により送信する。受信装置１２０は、送信装置１１０から送信された信号を有線通信または無線通信により受信して、分割前の変調信号を復元する。
（送信装置）
次に、図１に示した送信装置１１０について説明する。ここで、送信装置１１０は、図１３に示す従来技術の送信装置５１０と基本的な機能は同じである。
図１において、送信装置１１０は、変調回路１０１、送信フィルタバンク１０２およびＤ／Ａ変換回路１０３を有する。なお、送信装置１１０は、装置全体の動作を制御したり、受信装置１２０との間で例えば制御チャネルを用いて制御情報などを送受信する制御回路１９０を有する。また、送信装置１１０は、無線通信により受信装置１２０と通信を行うための無線送信回路１５０を設けてもよい。
変調回路１０１は、送信ビットをＩＱ(In-phase/Quadrature phase)座標のシンボル点にマッピングして符号化する。例えばＱＡＭ変調方式の場合、変調回路１０１は、送信ビットを２ビット単位のビット列(b0,b1)にしてＩＱ座標上の信号点にマッピングする。ビット列(b0=0,b1=0)は第１象限、ビット列(b0=0,b1=1)は第２象限、ビット列(b0=1,b1=0)は第３象限、ビット列(b0=1,b1=0)は第４象限にそれぞれマッピングされる。
送信フィルタバンク１０２は、変調回路１０１が出力する変調信号を時間領域から周波数領域に変換し、周波数領域で所定の処理を行う。例えば、送信フィルタバンク１０２は、周波数領域に変換された信号をフィルタにより複数の周波数帯域（サブスペクトラム）に分割して一部のサブスペクトラムを削除した後、削除していないサブスペクトラムを任意の周波数位置（例えば空き周波数帯域）へ遷移させる。その後、送信フィルタバンク１０２は、周波数領域で処理後のサブスペクトラムを合成し、時間領域に戻して並直列変換回路で直列に並び替えて出力する。このように、送信フィルタバンク１０２は、変調信号の占有周波数帯域を分割し、生成された各サブスペクトラムを周波数軸上の任意の場所に分散配置して、伝送速度を維持したまま送信信号の占有周波数帯域を狭帯域化する。
Ｄ／Ａ変換回路１０３は、送信フィルタバンク１０２が出力するデジタルの送信信号をアナログの送信信号に変換して送信する。
ここで、本実施例に係る通信システム１００が有線通信の場合、送信装置１１０は、Ｄ／Ａ変換回路１０３が出力する送信信号をそのまま又は増幅して送信する。光回線の場合、送信装置１１０は、Ｄ／Ａ変換回路１０３が出力する送信信号を光信号に変調して送信する。本実施例に係る通信システム１００が無線通信システムの場合、送信装置１１０は、Ｄ／Ａ変換回路１０３が出力する送信信号を無線送信回路１５０で無線信号に変換してアンテナから送信する。
次に、図１に示した送信フィルタバンク１０２について説明する。図１において、送信フィルタバンク１０２は、直並列変換回路２０１、ＦＦＴ（Fast Fourier Transform：高速フーリエ変換）回路２０２、分割回路２０３、選択回路２０４、周波数シフタ２０５、加算回路２０６、ＩＦＦＴ（Inverse Fast Fourier Transform：高速逆フーリエ変換）回路２０７および並直列変換回路２０８を有する。
直並列変換回路２０１は、変調回路２０１が直列に出力する変調信号を並列に並べ替える。
ＦＦＴ回路２０２は、高速フーリエ変換により、並列に並べ替えられた時間領域の変調信号を周波数領域に変換する。
分割回路２０３は、周波数領域に変換された信号をフィルタにより複数のサブスペクトラムに分割する。本実施例では、分割回路２０３は、周波数領域に変換された信号をＫ個のサブスペクトラムに分割する。ここで、図１４（Ａ）で説明したように、複数のサブスペクトラムに分割するときにフィルタでスペクトルが抑圧され、シンボル間干渉の原因の１つとなる。なお、フィルタ形状は、帯域圧縮率に応じて複数のフィルタ形状があり、帯域圧縮率とフィルタの中心周波数の情報を含むフィルタ形状の情報は、送信装置１１０と受信装置１２０との間で共有されている。そして、受信装置１２０は、送信装置１１０から通知される帯域圧縮率に応じたフィルタ形状を選択する。
選択回路２０４は、従来技術の図１０で説明したように、例えばＫ個のスイッチＳＷ−１からＳＷ−Ｋを有する。そして、選択回路２０４は、通過させるサブスペクトラムを選択して、一部のサブスペクトラムを削除する。
周波数シフタ２０５は、分割回路２０３が分割して選択回路２０４が選択したサブスペクトラムの周波数位置を遷移させる。
加算回路２０６は、周波数シフタ２０５が出力する複数の周波数帯域の信号を周波数軸上で加算する。
ＩＦＦＴ回路２０７は、逆高速フーリエ変換により、加算回路２０６が出力する周波数領域の信号を時間領域の信号に変換する。
並直列変換回路２０８は、ＩＦＦＴ回路２０７が出力する時間領域の並列の信号を直列に変換する。
このように、送信フィルタバンク１０２は、周波数領域で帯域圧縮する処理を行い、処理後の複数のサブスペクトラムを合成して時間領域に戻し、並直列変換回路で並列のデータを直列に並び替えて出力する。そして、Ｄ／Ａ変換回路１０３は、送信フィルタバンク１０２が出力するデジタル信号をアナログの送信信号に変換して送信する。これにより、送信装置１１０は、伝送速度を維持したまま送信信号の占有帯域を狭帯域化できるので、周波数利用効率を改善することができる。
（受信装置）
次に、図１に示した受信装置１２０について説明する。図１において、受信装置１２０は、Ａ／Ｄ変換回路３０１、受信フィルタバンク３０２、バッファ３０３、ユークリッド距離算出回路３０４、送信シンボル時系列判定回路３０５および圧縮送信シンボル時系列候補ルックアップテーブル３０６を有する。なお、受信装置１２０は、装置全体の動作を制御したり、送信装置１１０との間で例えば制御チャネルを用いて制御情報などを送受信する制御回路１９０を有する。また、受信装置１２０は、無線受信回路３５０を設けて、無線通信により送信装置１１０と通信を行うようにしてもよい。
Ａ／Ｄ変換回路３０１は、アナログの受信信号を量子化してデジタルの受信信号に変換する。
ここで、本実施例に係る通信システム１００が有線通信の場合、Ａ／Ｄ変換回路３０１は、通信回線から受け取る信号をそのまま又は増幅後にＡ／Ｄ変換する。光回線の場合、Ａ／Ｄ変換回路３０１は、光回線から受け取る光信号を電気信号に変換後にＡ／Ｄ変換する。本実施例に係る通信システム１００が無線通信システムの場合、無線受信回路３０５がアンテナで受信する無線信号をベースバンド信号に変換してＡ／Ｄ変換回路３０１に出力する。
受信フィルタバンク３０２は、Ａ／Ｄ変換回路３０１が出力する受信信号を時間領域から周波数領域に変換し、さらに複数のサブスペクトラムに分割して送信側で遷移された周波数位置を元に戻す。そして、受信フィルタバンク３０２は、周波数領域で処理後の複数のサブスペクトラムを合成して時間領域に戻し、並直列変換回路で時間領域の並列の信号を直列に並び替えて出力する。なお、受信フィルタバンク３０２の構成例については、後で詳しく説明する。
バッファ３０３は、Ｎシンボル区間の受信シンボル時系列を蓄積する。
ユークリッド距離算出回路３０４は、送信装置１１０側で圧縮して送信されるシンボル時系列の候補（圧縮送信シンボル時系列候補と称する）が記録された後述の圧縮送信シンボル時系列候補ルックアップテーブル３０６を参照する。そして、ユークリッド距離算出回路３０４は、バッファ３０３に蓄積されたＮシンボル区間の受信シンボル時系列と、ビット列がオール”０”からオール”１”までの全ての送信シンボル時系列候補に対応する圧縮送信シンボル時系列候補とを比較して、各シンボル点のユークリッド距離を求める。ここで、ビット列がオール”０”からオール”１”までの全ての送信シンボル時系列候補に対応する圧縮送信シンボル時系列候補は、帯域圧縮率に応じて決定されたフィルタ形状の時間領域におけるインパルス応答と送信シンボル時系列候補とを畳み込み演算することにより算出される。なお、フィルタ形状は、送信装置１１０と受信装置１２０とで予め共有されている。ここで、フィルタ形状は、帯域圧縮率に応じて複数のフィルタ形状があり、受信装置１２０は、送信装置１１０から通知される帯域圧縮率に応じて使用するフィルタ形状を選択する。そして、受信装置１２０は、フィルタ形状からインパルス応答を算出して送信シンボル時系列候補と畳み込み演算を行い、圧縮送信シンボル時系列候補を生成する。なお、帯域圧縮率とフィルタの中心周波数の情報を含むフィルタ形状の情報は、送信装置１１０と受信装置１２０との間で共有されている。そして、送信装置１１０は受信装置１２０に帯域圧縮率を通知し、受信装置１２０は送信装置１１０から通知される帯域圧縮率に対応するフィルタ形状を知ることができる。
送信シンボル時系列判定回路３０５は、ユークリッド距離のＮシンボル区間の総和を求め、最もユークリッド距離の総和が最小の圧縮送信シンボル時系列候補が送信されたと同定し、対応する送信シンボル時系列候補を同定する。ここで、送信シンボル時系列判定回路３０５は、Ｎシンボル区間分の送信シンボル時系列候補の各シンボル点をビット列に復調した受信ビット時系列を一度に出力する。例えばＱＡＭの場合、１つの信号点に２ビットが割り当てられるので、２Ｎビットの受信ビット時系列を一度に出力する。
圧縮送信シンボル時系列候補ルックアップテーブル３０６は、送信装置１１０側で圧縮して送信されるシンボル時系列の候補が記録されたテーブルである。ここで、圧縮送信シンボル時系列候補ルックアップテーブル３０６は、オフラインで圧縮送信シンボル時系列候補を予め計算して生成される。例えば、受信装置１２０は、送信装置１１０と共有するフィルタ形状のインパルス応答を用いて、送信シンボル時系列候補のＮシンボル分の想定されるパターン毎にインパルス応答を畳み込み演算することにより圧縮送信シンボル時系列候補を生成する。
次に、図１に示した受信フィルタバンク３０２について説明する。図１において、受信フィルタバンク３０２は、直並列変換回路４０１、ＦＦＴ回路４０２、抽出回路４０３、Ｋ個の周波数シフタ４０４、合成回路４０５、ＩＦＦＴ回路４０６、並直列変換回路４０７を有する。
直並列変換回路４０１は、Ａ／Ｄ変換回路３０１が出力する受信信号を並列に並べ替える。
ＦＦＴ回路４０２は、高速フーリエ変換により、並列に並べ替えられた時間領域の受信信号を周波数領域に変換する。
抽出回路４０３は、ＦＦＴ回路４０２が出力する周波数帯域の中から予め決められたサブスペクトラムの伝送周波数帯域のみを抽出する。
周波数シフタ４０４は、送信装置１１０の周波数シフタ２０５で遷移させた周波数位置を元の周波数位置に戻すように遷移させる回路である。なお、周波数位置のシフト量の情報は、フィルタ形状の情報と同様に、予め送信装置１１０と受信装置１２０との間で共有されていてもよいし、帯域圧縮率の情報と同様に、制御チャネルなどにより、送信装置１１０が受信装置１２０に通知してもよい。
合成回路４０５は、周波数シフタ４０４が出力する複数の周波数帯域の信号を周波数軸上で合成する。なお、合成回路４０５は、図１３の従来技術と同様に、歪補償回路と加算回路とで構成してもよい。
ＩＦＦＴ回路４０６は、逆高速フーリエ変換により、周波数領域の信号を時間領域の信号に変換する。
並直列変換回路４０７は、ＩＦＦＴ回路４０６が出力する時間領域の並列の信号を直列に変換する。
このように、受信フィルタバンク３０２は、受信信号を時間領域から周波数領域に変換して送信側で遷移されたサブスペクトラムを元の周波数位置に戻して合成する。そして、受信フィルタバンク３０２は、時間領域に戻した並列の受信データを並直列変換回路で直列に並び替えて出力する。ここまでの動作は、従来技術で説明した受信装置５２０と基本的に同じである。従来技術の受信装置５２０は、受信フィルタバンク６１２が出力する信号をそのまま復調回路６１３で受信ビットを復調している。ところが、受信フィルタバンク６１２が出力する信号は、スペクトラム圧縮伝送によるシンボル間干渉の影響で送信シンボルの信号点は正規の信号点位置から大きく歪んでいるという問題がある。特に、帯域圧縮率が一定であればシンボル間干渉による影響も一様となるが、帯域圧縮率が時変動する場合、シンボル間干渉の影響も時変動してしまうため、適切な誤り訂正が実施できないという問題が生じる。
これに対して、第１実施例に係る通信システム１００の受信装置１２０は、復調対象シンボルを含むＮシンボル区間の送信シンボル時系列候補に対して送信装置と同じフィルタ形状のフィルタを適用して複数の圧縮シンボル時系列候補を生成する。そして、第１実施例では、復調対象シンボルに対する送信シンボル点候補ではなく、複数の圧縮シンボル時系列候補を用いて送信シンボル時系列候補を同定するので、近接シンボル間干渉を考慮した最尤復号によりスペクトラム圧縮伝送における最適な受信を実現できる。
図２は、変調多値数Ｍ＝４の場合のＮシンボル分の受信シンボル時系列および圧縮送信シンボル時系列候補の一例を示す。図２において、点線枠１５０で示した時刻ｔ＝０からｔ＝Ｎ−１までの各時刻ｔの黒丸の信号点は、Ｎシンボル分の受信シンボル時系列の一例を示す。また、図２において、実線枠１５１（１）で示した時刻ｔ＝０からｔ＝Ｎ−１までの各時刻ｔの白丸の信号点は、Ｎシンボル分の圧縮送信シンボル時系列の１つの候補例を示す。ここで、変調多値数Ｍ＝４の場合、Ｎシンボル分の圧縮送信シンボル時系列候補は実線枠１５１（１）から１５１（４Ｎ）までの４Ｎ個のパターンがある。
図２の実線枠１５１（１）の場合において、ユークリッド距離算出回路３０４は、黒丸で示した受信信号点と白丸で示した圧縮送信シンボル時系列候補の信号点とのユークリッド距離を実線枠１５１（１）内のＮシンボルのそれぞれについて算出する。同様に、ユークリッド距離算出回路３０４は、ｉ番目の圧縮送信シンボル時系列候補を示す実線枠１５１（ｉ）の場合において、黒丸で示した受信信号点と白丸で示した圧縮送信シンボル時系列候補の信号点とのユークリッド距離を実線枠１５１（ｉ）内のＮシンボルのそれぞれについて算出する。ユークリッド距離算出回路３０４は、同様の処理を４Ｎ回繰り返し、最後の４Ｎ番目の圧縮送信シンボル時系列候補を示す実線枠１５１（４Ｎ）の場合において、黒丸で示した受信信号点と白丸で示した圧縮送信シンボル時系列候補の信号点とのユークリッド距離を実線枠１５１（４Ｎ）内のＮシンボルのそれぞれについて算出する。
そして、送信シンボル時系列判定回路３０５は、図２に示した圧縮送信シンボル時系列候補のパターン単位でＮシンボル区間のＮ個のユークリッド距離の総和を求め、ユークリッド距離の総和が最小の圧縮送信シンボル時系列候補のパターンが送信された送信シンボル時系列候補と同定する。そして、送信シンボル時系列判定回路３０５は、同定した送信シンボル時系列候補の各シンボル点をビット列に復調した受信ビット時系列を一度に出力する。
図３は、第１実施例に係る受信装置１２０の処理例を示す。また、図３において、受信装置１２０は、Ｎシンボル区間の受信シンボル時系列を蓄積して、Ｎシンボル毎に圧縮送信シンボル時系列候補を算出し、受信シンボル時系列とのユークリッド距離を算出する。
ステップＳ１０１において、受信装置１２０は、送信装置１１０から帯域圧縮率の通知を受ける。ここで、帯域圧縮率は、例えば送信装置１１０からデータチャネルとは別の制御チャネルを用いて通知できる。無線通信などの分野では、制御チャネルはデータチャネルと時分割多重または周波数分割多重され、一般に、制御チャネルは、データチャネルよりも誤り率が低い低ビットレートの変調方法が用いられるので、帯域圧縮率などの制御情報を確実に送信装置１１０から受信装置１２０に送信することができる。
ステップＳ１０２において、受信装置１２０は、帯域圧縮率に応じて、周波数領域でのフィルタ形状を決定する。ここで、帯域圧縮率とフィルタ形状との対応を示す情報は、装置の製造時などに予め受信装置１２０および送信装置１１０の各制御回路などに記憶される。
ステップＳ１０３において、受信装置１２０は、フィルタ形状の時間領域におけるインパルス応答を算出する。
ステップＳ１０４において、受信装置１２０は、受信信号をＡ／Ｄ変換回路３０１で量子化してデジタル値に変換した後、受信フィルタバンク３０２で周波数領域の処理を行う。そして、受信装置１２０は、受信フィルタバンク３０２で処理後の信号のＮシンボル分の受信シンボル時系列をバッファ３０３に蓄積する。
ステップＳ１０５において、送信シンボル時系列判定回路３０５は、Ｎシンボル毎に、送信シンボル時系列候補に対してステップＳ１０３で求めたインパルス応答を畳み込み演算し、Ｎシンボル毎の圧縮送信シンボル時系列候補を算出する。
ステップＳ１０６において、送信シンボル時系列判定回路３０５は、Ｎシンボル毎に受信シンボル時系列と圧縮送信シンボル時系列候補とのユークリッド距離の総和を算出する。
ステップＳ１０７において、送信シンボル時系列判定回路３０５は、ユークリッド距離の総和が最小の圧縮送信シンボル時系列候補に対応する送信シンボル時系列候補が送信されたと同定する。
ステップＳ１０８において、送信シンボル時系列判定回路３０５は、同定した送信シンボル時系列候補の各シンボル点をビット列に復調した受信ビット列を一度に出力する。
ステップＳ１０９において、未処理の受信シンボルがある場合は、ステップＳ１１０の処理に移行し、未処理の受信シンボルがない場合は、処理を終了する。
ステップＳ１１０において、受信装置１２０は、Ｎシンボル分の処理を終了し、次のＮシンボル分の受信シンボル時系列をバッファ３０３に蓄積する。ステップＳ１１０の処理の後、受信装置１２０は、ステップＳ１０５からステップＳ１０９までの処理を繰り返す。
図４は、圧縮送信シンボル時系列候補の生成方法の一例を示す。図４において、実線枠１６１で示した時刻ｔ＝０からｔ＝Ｎ−１までの各時刻ｔの白丸の信号点は、Ｎシンボル分の送信シンボル時系列候補の一例を示す。図４の例では、Ｎシンボル分の送信シンボル時系列候補は、オール”０”である。一方、図４の実線枠１６２内に示した波形は、スペクトラム圧縮するためのフィルタ形状から求めた時間領域でのインパルス応答ｆ（τ）の一例を示す。そして、実線枠１６１で示したＮシンボル分の送信シンボル時系列候補にインパルス応答ｆ（τ）を畳み込み演算することにより、実線枠１６３で示した圧縮後の送信シンボル時系列候補（圧縮送信シンボル時系列候補）を求めることができる。
このように、第１実施例に係る受信装置１２０は、復調対象シンボルを含むＮシンボル区間の送信シンボル時系列候補に対して送信装置と同じフィルタ形状のフィルタを適用して複数の圧縮シンボル時系列候補を生成する。そして、第１実施例では、復調対象シンボルに対する送信シンボル点候補ではなく、複数の圧縮シンボル時系列候補を用いて送信シンボル時系列候補を同定するので、近接シンボル間干渉を考慮した最尤復号によりスペクトラム圧縮伝送における最適な受信を実現できる。
ここで、シンボル点が隣接または近接する隣接／近接シンボルの影響を考慮する場合の圧縮シンボル時系列候補のパターン数は、例えば１パケット単位の処理の場合、Ｍ値の変調シンボルで１パケット当たりＮシンボルとすると、ＭＮパターンの圧縮シンボル時系列候補を想定する必要がある。つまり、圧縮シンボル時系列候補のパターン数は、変調多値数Ｍに対するシンボル数Ｎの指数関数として求められ、シンボル数が多くなると、圧縮シンボル時系列候補のパターン数は莫大な量になるという問題がある。一方で、近年、ターボ符号やＬＤＰＣ（Low-Density Parity-Check）符号など数百〜数万ビットの長大なビット長のデータを対象とする誤り訂正符号が考えられており、シンボル数Ｎは益々大きくなってきている。
［第２実施例］
図５は、第２実施例の受信装置１２０ａの一例を示す。ここで、第２実施例において、送信装置１１０は、図１で説明した第１実施例と同じであり、図５に示す受信装置１２０ａが第１実施例の受信装置１２０と異なる。第２実施例の受信装置１２０ａは、第１実施例の受信装置１２０よりも演算量を大幅に低減できる。
図５において、受信装置１２０ａは、Ａ／Ｄ変換回路３０１、受信フィルタバンク３０２、バッファ３０３ａ、ユークリッド距離算出回路３０４ａ、送信シンボル時系列判定回路３０５ａおよび圧縮送信シンボル時系列候補ルックアップテーブル３０６を有する。なお、第１実施例の受信装置１２０と同様に、受信装置１２０ａは、装置全体の動作を制御したり、送信装置１１０との間で例えば制御チャネルを用いて制御情報などを送受信する制御回路３９０を有する。また、第１実施例の受信装置１２０と同様に、受信装置１２０ａは、無線通信により送信装置１１０と通信を行うための無線受信回路３５０を有してもよい。
ここで、Ａ／Ｄ変換回路３０１、受信フィルタバンク３０２および圧縮送信シンボル時系列候補ルックアップテーブル３０６は、図１で説明した第１実施例と同じなので重複する説明は省略する。
バッファ３０３ａは、受信シンボル時系列を蓄積する。第１実施例のバッファ３０３がＮシンボル区間の受信シンボル時系列を蓄積するのに対して、バッファ３０３ａは、Ｎ’シンボル区間の受信シンボル時系列を蓄積する。ここで、Ｎ’はＮよりも小さい１以上の正の整数である（Ｎ’＜Ｎ）。
ユークリッド距離算出回路３０４ａは、圧縮送信シンボル時系列候補が記録された圧縮送信シンボル時系列候補ルックアップテーブル３０６を参照する。そして、ユークリッド距離算出回路３０４ａは、バッファ３０３ａに蓄積されたＮ’シンボル区間の受信シンボル時系列と、同じＮ’シンボル区間のビット列がオール”０”からオール”１”までの全ての複数の送信シンボル時系列候補に対応する複数の圧縮送信シンボル時系列候補とを比較して、複数の圧縮送信シンボル時系列候補の各シンボル時点におけるユークリッド距離を求める。
送信シンボル時系列判定回路３０５ａは、Ｎ’シンボル区間の各シンボル時点のユークリッド距離の総和を求め、複数の圧縮送信シンボル時系列候補のうちユークリッド距離の総和が最小の圧縮送信シンボル時系列候補が送信された送信シンボル時系列候補であると同定する。そして、送信シンボル時系列判定回路３０５ａは、同定した送信シンボル時系列候補の各シンボル点をビット列に復調した受信ビット時系列を出力する。ここで、送信シンボル時系列判定回路３０５ａは、Ｎ’シンボル区間分の受信ビット時系列を一度に出力する。
図６は、Ｎ’シンボル毎に処理する場合の受信シンボル時系列および圧縮送信シンボル時系列候補の一例を示す。図６の点線枠１７０で示した受信シンボル時系列において、時刻ｔ＝０からｔ＝Ｎ−１までの各時刻ｔの黒丸の信号点は、第１実施例の図２と同様のＮシンボル分の受信シンボル時系列の一例を示す。例えば、図６の実線枠１７１（１，１）は、Ｎ’シンボル分のオール”０”の圧縮送信シンボル時系列候補と受信シンボル時系列との各シンボル時点におけるユークリッド距離の一例を示している。なお、実線枠１７１（１，１）の例は、Ｎ’＝３の３シンボル分を示している。また、実線枠１７１（１，１）の時刻ｔ＝０からｔ＝２までの各時刻ｔにおいて、白丸の信号点は圧縮送信シンボル時系列候補例を示し、黒丸の信号点は受信シンボル時系列例を示している。ここで、変調多値数Ｍ＝４の場合、Ｎ’シンボル分の圧縮送信シンボル時系列候補は実線枠１７１（１，１）から１７１（４Ｎ'，１）までの４Ｎ'個のパターンがある。また、Ｎシンボル区間の中には、（Ｎ／Ｎ’）個のＭＬＤ区間がある。例えば図６の場合、Ｎ’＝３なのでＮ／３個のＭＬＤ区間がある。図６において、１番目の圧縮送信シンボル時系列候補のパターンで１番目のＭＬＤ区間は、実線枠１７１（１，１）で示した３つのシンボルに対応する。同様に、実線枠１７１（１，２）は、圧縮送信シンボル時系列候補の１番目のパターンで２番目のＭＬＤ区間を示し、実線枠１７１（１，Ｎ／Ｎ’）は、圧縮送信シンボル時系列候補の１番目のパターンでＮ／Ｎ’番目のＭＬＤ区間を示す。さらに、圧縮送信シンボル時系列候補のｉ（ｉは１以上の正の整数）番目のパターンで１番目のＭＬＤ区間は、実線枠１７１（ｉ，１）で示した３つのシンボルに対応する。同様に、実線枠１７１（ｉ，２）は、圧縮送信シンボル時系列候補のｉ番目のパターンで２番目のＭＬＤ区間を示し、実線枠１７１（ｉ，Ｎ／Ｎ’）は、圧縮送信シンボル時系列候補のｉ番目のパターンでＮ／Ｎ’番目のＭＬＤ区間を示す。実線枠１７１（４Ｎ'，１）は、圧縮送信シンボル時系列候補の４Ｎ'番目のパターンで１番目のＭＬＤ区間を示し、実線枠１７１（４Ｎ'，Ｎ／Ｎ’）は、圧縮送信シンボル時系列候補の４Ｎ'番目のパターンでＮ／Ｎ’番目のＭＬＤ区間を示す。
図６において、ユークリッド距離は、第１実施例の図２で説明した方法と同様に算出される。例えば図６の実線枠１７１（１，１）の場合において、ユークリッド距離算出回路３０４ａは、黒丸で示した受信シンボル時系列の信号点と白丸で示した圧縮送信シンボル時系列候補の信号点とのユークリッド距離を実線枠１７１（１，１）内のＮ’(＝３)シンボルについてそれぞれ算出する。同様に、ユークリッド距離算出回路３０４ａは、圧縮送信シンボル時系列候補のパターン１の実線枠１７１（１，２）から実線枠１７１（１，Ｎ／３）のＮ’シンボルのそれぞれについて、受信シンボル時系列の信号点と白丸で示した圧縮送信シンボル時系列候補の信号点とのユークリッド距離を算出する。さらに、ユークリッド距離算出回路３０４ａは、圧縮送信シンボル時系列候補のパターン２からパターン４Ｎ'まで、且つ１番目からＮ／Ｎ’番目までの各ＭＬＤ区間において、受信シンボル時系列の信号点と圧縮送信シンボル時系列候補の信号点とのユークリッド距離を算出する。
そして、送信シンボル時系列判定回路３０５ａは、図６に示した各ＭＬＤ区間毎に求めたＮ’シンボルのユークリッド距離の総和を求め、同じ時刻に対応するＭＬＤ区間の中でユークリッド距離の総和が最小の圧縮送信シンボル時系列候補のパターンが送信シンボル時系列候補であると同定する。送信シンボル時系列判定回路３０５は、同定した送信シンボル時系列候補に対応するＮ’シンボル区間の送信シンボル時系列候補の各シンボル点をビット列に復調した受信ビット時系列を一度に出力する。
図７は、Ｎ’シンボル区間長の決定方法の一例を示す。実線枠１８０内に示した波形は、横軸を時間軸とするスペクトラム圧縮フィルタのインパルス応答ｆ（τ）を示す。そして、Ｎ’シンボル分に対応するＭＬＤ区間は、例えば、インパルス応答ｆ（τ）において、時間軸の中心に対してインパルス応答が閾値｜Ｚ｜（Ｚの絶対値）の範囲を超える最大離隔シンボル１８３を含むように決定される。
図８は、第２実施例に係る受信装置１２０ａの処理例を示す。なお、図８は、受信装置１２０ａがＮシンボル区間の受信シンボル時系列を蓄積して、同じ時刻に対応するＮ’シンボルのＭＬＤ区間毎に圧縮送信シンボル時系列候補を同定して受信ビットを復号する処理例を示している。
ステップＳ２０１において、受信装置１２０ａは、第１実施例の受信装置１２０と同様に、送信装置１１０から帯域圧縮率の通知を受ける。
ステップＳ２０２において、受信装置１２０ａは、第１実施例の受信装置１２０と同様に、帯域圧縮率に応じてフィルタ形状を決定する。
ステップＳ２０３において、受信装置１２０ａは、フィルタ形状の時間領域におけるインパルス応答を算出する。
ステップＳ２０４において、受信装置１２０ａは、インパルス応答の時間軸を中心に閾値Ｚの絶対値を超えるインパルス応答が最大となるシンボル（最大離隔シンボル）を含むようにＮ’シンボルのＭＬＤ区間を決定する。
ステップＳ２０５において、受信フィルタバンク３０２が処理後の受信シンボル時系列の先頭からＮ’シンボル分をバッファ３０３ａに蓄積する。
ステップＳ２０６において、ユークリッド距離算出回路３０４ａは、Ｎ’シンボル毎に、送信シンボル時系列候補に対してインパルス応答を畳み込み演算し、Ｎ’シンボル毎の圧縮送信シンボル時系列候補を算出する。
ステップＳ２０７において、送信シンボル時系列判定回路３０５ａは、Ｎ’シンボル毎に受信シンボル時系列と圧縮送信シンボル時系列候補とのユークリッド距離の総和を算出する。
ステップＳ２０８において、送信シンボル時系列判定回路３０５ａは、ユークリッド距離の総和が最小の圧縮送信シンボル時系列候補に対応する送信シンボル時系列候補を、送信された送信シンボル時系列候補であると同定する。
ステップＳ２０９において、送信シンボル時系列判定回路３０５ａは、同定した送信シンボル時系列候補の各シンボル点をビット列に復調し、復調した受信ビット列を一度に出力する。
ステップＳ２１０において、受信装置１２０ａは、未処理の受信シンボルがある場合は、ステップＳ２１１の処理に移行し、未処理の受信シンボルがない場合は、処理を終了する。
ステップＳ２１１において、受信装置１２０ａは、Ｎ’シンボル分の処理を終了し、次のＮ’シンボル分の受信シンボル時系列をバッファ３０３ａに蓄積する。ステップＳ２１１の処理の後、受信装置１２０ａは、ステップＳ２０６からステップＳ２１０までの処理を繰り返す。
このように、第２実施例に係る受信装置１２０ａは、ＭＬＤ区間をＮ’シンボル区間とし、Ｎ’シンボル毎に、圧縮シンボル時系列候補と受信シンボル時系列とから算出したユークリッド距離の総和が最小の圧縮シンボル候補を送信シンボル時系列候補として同定することができる。これにより、ＮシンボルのＭＬＤ区間よりも短いＮ’シンボルのＭＬＤ区間について処理を行うので、想定される系列数（パターン数）は（Ｎ’／Ｎ）・ＭＮ’パターンとなり、Ｎシンボル区間でＭＬＤ処理を行う場合に比べてパターン数を低減でき、ＭＬＤ処理の演算量が大幅に軽減される。
なお、第２実施例に係る受信装置１２０ａは、上記のようにＭＬＤ処理の演算量が大幅に軽減される一方で、Ｎ’シンボルのＭＬＤ区間毎に別々にＭＬＤ処理が実施されるので、ＭＬＤ区間の切れ目付近のシンボルにおいて、過去のシンボルまたは未来のシンボルによるシンボル間干渉が生じるという問題が残る。そして、受信装置１２０ａは、ＭＬＤ区間の切れ目付近で生じるシンボル間干渉が十分に考慮せずに送信シンボルを同定するため、尤度が誤設定される恐れがある。
［第３実施例］
図９は、第３実施例の受信装置１２０ｂの一例を示す。ここで、第３実施例において、送信装置１１０は、図１で説明した第１実施例と同じである。図９において、第１実施例および第２実施例と異なるのは、受信装置１２０ｂである。第３実施例の受信装置１２０ｂは、第１実施例の受信装置１２０よりも演算量を低減させながら第２実施例のようにＭＬＤ区間の切れ目におけるシンボル間干渉の影響を考慮することができ、尤度の誤設定を防止できる。
図９において、受信装置１２０ｂは、Ａ／Ｄ変換回路３０１、受信フィルタバンク３０２、圧縮送信シンボル時系列候補ルックアップテーブル３０６、ＭＬＤ受信回路３１１（１）からＭＬＤ受信回路３１１（Ｌ）(Ｌは１以上の整数)、遅延回路３１２（１）から遅延回路３１２（Ｌ−１）、重み付け合成回路３１３、重み付け制御回路３１４および硬判定回路３１５を有する。なお、第１実施例の受信装置１２０と同様に、受信装置１２０ｂは、装置全体の動作を制御したり、送信装置１１０との間で例えば制御チャネルを用いて制御情報などを送受信する制御回路３９０を有する。また、第１実施例の受信装置１２０と同様に、受信装置１２０ａは、無線通信により送信装置１１０と通信を行うための無線受信回路３５０を有してもよい。
ここで、Ａ／Ｄ変換回路３０１、受信フィルタバンク３０２および圧縮送信シンボル時系列候補ルックアップテーブル３０６は、図１で説明した第１実施例と同じなので重複する説明は省略する。
ＭＬＤ受信回路３１１（１）は、バッファ３０３ｂ（１）、ユークリッド距離算出回路３０４ｂ（１）、送信シンボル時系列判定回路３０５ｂ（１）および尤度算出回路３０７（１）を有する。同様に、ＭＬＤ受信回路３１１（２）は、バッファ３０３ｂ（２）、ユークリッド距離算出回路３０４ｂ（２）、送信シンボル時系列判定回路３０５ｂ（２）および尤度算出回路３０７（２）を有する。また、ＭＬＤ受信回路３１１（Ｌ）は、バッファ３０３ｂ（Ｌ）、ユークリッド距離算出回路３０４ｂ（Ｌ）、送信シンボル時系列判定回路３０５ｂ（Ｌ）および尤度算出回路３０７（Ｌ）を有する。
ここで、ＭＬＤ受信回路３１１（１）からＭＬＤ受信回路３１１（Ｌ）までのＬ個の回路は、同様の機能を有する。以降の説明において、ＭＬＤ受信回路３１１（１）からＭＬＤ受信回路３１１（Ｌ）に共通する事項を説明する場合は、符号末尾の（番号）を省略してＭＬＤ受信回路３１１と表記し、特定のＭＬＤ受信回路３１１を指す場合は、符号末尾に（番号）を付加して、ＭＬＤ受信回路３１１（１）、ＭＬＤ受信回路３１１（２）、ＭＬＤ受信回路３１１（Ｌ）のように表記する。また、バッファ３０３ｂ、ユークリッド距離算出回路３０４ｂ、送信シンボル時系列判定回路３０５ｂ、尤度算出回路３０７および遅延回路３１２についても同様に表記する。
なお、各ＭＬＤ受信回路３１１において、バッファ３０３ｂ、ユークリッド距離算出回路３０４ｂおよび送信シンボル時系列判定回路３０５ｂは、図５で説明した第２実施例のバッファ３０３ａ、ユークリッド距離算出回路３０４ａおよび送信シンボル時系列判定回路３０５ａと基本的な処理は同じなので重複する説明は省略する。
尤度算出回路３０７は、送信シンボル時系列判定回路３０５が出力する各シンボルを構成する信号点のビット毎の尤度を計算する。ここで、尤度は受信信号が持つ情報の信頼度を意味する。例えば、尤度は、信号点境界に対する受信信号点のＩ軸およびＱ軸における振幅誤差の二乗和（誤差ベクトルの二乗電力）として求めることができる。この場合、尤度は、最も曖昧な状態が０である場合、尤度の絶対値を零に近づけることで信頼度を低減することができる。ここで、尤度算出回路３０７は、対数尤度比または対数尤度比の近似値を求めてもよい。
ＭＬＤ受信回路３１１は、バッファ３０３ｂにＮ’シンボル区間の受信シンボル時系列を蓄積する。そして、各ＭＬＤ受信回路３１１において、ユークリッド距離算出回路３０４ｂは、圧縮送信シンボル時系列候補が記録された圧縮送信シンボル時系列候補ルックアップテーブル３０６を参照して、オール”０”からオール”１”までの送信シンボル時系列候補に対応するＭＮ’通り(Ｍ：変調多値数で１以上の整数)の圧縮送信シンボル時系列候補と、受信シンボル時系列とを比較してユークリッド距離を求める。そして、送信シンボル時系列判定回路３０５ｂは、Ｎ’シンボル区間の各シンボル時点のユークリッド距離の総和を求め、ユークリッド距離の総和が最も小さい圧縮送信シンボル時系列候補が送信シンボル時系列候補であると同定する。そして、送信シンボル時系列判定回路３０５ａは、同定した送信シンボル時系列候補の各シンボル点をビット列に復調し、復調した受信ビット列を一度に出力する。ここで、送信シンボル時系列判定回路３０５ａは、Ｎ’シンボル区間分の受信ビット時系列を一度に出力する。
遅延回路３１２は、受信シンボル時系列を予め設定された遅延量で遅延させる。図９において、遅延回路３１２（１）は、受信フィルタバンク３０２が出力する受信シンボル時系列を遅延させて、ＭＬＤ受信回路３１１（２）および遅延回路３１２（２）に出力する。同様に、遅延回路３１２（２）は、遅延回路３１２（１）が出力する受信シンボル時系列を遅延させて、不図示のＭＬＤ受信回路３１１（３）および遅延回路３１２（２）に出力する。このように、遅延回路３１２は、ＭＬＤ受信回路３１１の間に直列に１段ずつ配置され、受信フィルタバンク３０２が出力する受信シンボル時系列を１段ずつ遅延させて各ＭＬＤ受信回路３１１に出力する。そして、（Ｌ−１）個目の遅延回路３１２（Ｌ−１）は、受信フィルタバンク３０２が出力する受信シンボル時系列を（Ｌ−１）回遅延させた受信シンボル時系列をＭＬＤ受信回路３１１（Ｌ）に出力する。ここで、ＭＬＤ受信回路３１１（１）からＭＬＤ受信回路３１１（Ｌ）までの各ＭＬＤ受信回路３１１が処理するシンボル区間（ＭＬＤ区間と称する）が時間軸方向に重複するように遅延回路３１２の遅延量が調整される。
重み付け合成回路３１３は、ＭＬＤ受信回路３１１（１）からＭＬＤ受信回路３１１（Ｌ）までの各ＭＬＤ受信回路３１１で算出された各シンボルの尤度のうち、ＭＬＤ区間が重複するシンボル時点毎の複数の尤度を時系列方向に重み付けを行って合成し、最終的な受信ビットの尤度を求める。なお、重み付け係数は、後述する重み付け制御回路３１４から指示される。また、重み付け係数は、総和が１になるように正規化される。或いは、重み付け合成回路３１３は、ＭＬＤ区間が重複するシンボルに対応する尤度のいずれかを選択して出力するようにしてもよい。選択方法の一例として、重み付け合成回路３１３は、重複する複数の最尤検出処理区間のうち時系列方向の中央の最尤検出処理区間の尤度を選択する。
重み付け制御回路３１４は、重み付け合成回路３１３の動作を制御する。例えば、重み付け制御回路３１４は、重み付け合成回路３１３の重み付け係数を変更する。ここで、重み付け合成回路３１３の重み付け係数は、後述する図１０で説明するように、重複する尤度の数や時刻ｔに応じて変更する必要がある。このように、重み付け制御回路３１４は、重複するシンボルに対応する尤度を尤度領域で特定の重み付け係数により加減し、重み付け合成回路３１３に尤度の合成を実行させる。
硬判定回路３１５は、重み付け合成回路３１３が出力する尤度を硬判定して受信ビットを得る。硬判定回路３１５は、例えば重み付け合成回路３１３が出力する尤度に対して、”０”または”１”の二値判定を行い、尤度が受信ビットに変換される。
図１０は、ＭＬＤ区間が重複するシンボルの受信シンボル時系列および圧縮送信シンボル時系列候補の一例を示す。図１０において、点線枠１８０で示した時刻ｔ毎の黒丸の信号点は、受信シンボル時系列の一例を示す。また、図１０において、例えば、実線枠１８１（１）で示したＭＬＤ区間［１］の時刻ｔ＝０からｔ＝２までの各時刻ｔの白丸の信号点は、圧縮送信シンボル時系列の候補例を示す。なお、実線枠１８１（１）から実線枠１８１（４Ｎ'）まで部分は、ＭＬＤ区間［１］である。また、実線枠１８２（１）から実線枠１８２（４Ｎ'）まで部分は、ＭＬＤ区間［２］である。同様に、実線枠１８３（１）から実線枠１８３（４Ｎ'）まで部分は、ＭＬＤ区間［３］である。図１０の例では、ＭＬＤ区間［１］は、時刻ｔ＝１でＭＬＤ区間［２］と重複し、時刻ｔ＝２でＭＬＤ区間［３］と重複する。
図１０において、圧縮送信シンボル時系列候補の１番目のパターンでＭＬＤ区間［１］は、実線枠１８１（１）で示した３つのシンボル、１番目のパターンでＭＬＤ区間［２］は、実線枠１８２（１）で示した３つのシンボル、１番目のパターンでＭＬＤ区間［３］は、実線枠１８３（１）で示した３つのシンボルがそれぞれ対象である。同様に、ｉ番目のパターンでＭＬＤ区間［１］は、実線枠１８１（ｉ）で示した３つのシンボル、４Ｎ'番目のパターンでＭＬＤ区間［１］は、実線枠１８１（４Ｎ'）で示した３つのシンボルがそれぞれ対象である。
ここで、図１０は、シンボル数Ｎ’が３の場合の３シンボル分の例を示している。そして、変調多値数Ｍが４の場合、Ｎ’シンボル分の圧縮送信シンボル時系列候補は４Ｎ’個のパターンがあるので、例えばＮ’＝３の場合、パターン数は４3＝６４個となる。
図１０の例では、時刻ｔ＝０における重複するＭＬＤ区間は無く、時刻ｔ＝１における重複するＭＬＤ区間は２個、時刻ｔ＝２における重複するＭＬＤ区間は３個である。
図１０において、ユークリッド距離は、第１実施例の図２で説明した方法と同様に算出される。例えば図１０の実線枠１８１（１）で示したＭＬＤ区間［１］の場合、ユークリッド距離算出回路３０４ｂ（１）は、黒丸で示した受信シンボル時系列の信号点と白丸で示した圧縮送信シンボル時系列候補の信号点とのユークリッド距離を３つのシンボル時点でそれぞれ算出する。同様に、ユークリッド距離算出回路３０４ｂは、実線枠１８１（１）から実線枠１８１（４Ｎ’）までのＭＬＤ区間［１］について各時刻ｔでのユークリッド距離を算出する。
さらに、ユークリッド距離算出回路３０４ｂは、ＭＬＤ区間［２］、ＭＬＤ区間［３］など他のＭＬＤ区間においても、黒丸で示した受信シンボル時系列の信号点と白丸で示した圧縮送信シンボル時系列候補の信号点とのユークリッド距離を算出する。
送信シンボル時系列判定回路３０５ｂは、各パターンのＭＬＤ区間毎にＮ’シンボルの各シンボル時点のユークリッド距離の総和を求める。そして、送信シンボル時系列判定回路３０５ｂは、複数の圧縮送信シンボル時系列候補のうちユークリッド距離の総和が最小の圧縮送信シンボル時系列候補を、送信された送信シンボル時系列候補であると同定する。例えばＭＬＤ区間［１］の場合、送信シンボル時系列判定回路３０５ｂは、実線枠１８１（１）から実線枠１８１（４Ｎ’）までのパターン毎に求めたユークリッド距離の総和が全てのパターンの中で最小となるパターンを判別する。そして、送信シンボル時系列判定回路３０５ｂは、ユークリッド距離の総和が全てのパターンの中で最小となるパターンの圧縮送信シンボル時系列候補を、当該ＭＬＤ区間の送信シンボル時系列候補である同定する。例えば、パターンｉの実線枠１８１（ｉ）のＭＬＤ区間のユークリッド距離の総和が最小であった場合、送信シンボル時系列判定回路３０５ｂは、パターンｉの送信シンボル時系列候補を、送信装置１１０から送信された送信シンボル時系列候補であると同定する。このように、送信シンボル時系列判定回路３０５は、各ＭＬＤ区間で独立して、ユークリッド距離の総和が全てのパターンの中で最小となる圧縮送信シンボル時系列候補を判別して、送信装置１１０が送信した送信シンボル時系列候補を同定する。そして、尤度算出回路３０７は、送信シンボル時系列判定回路３０５が同定した送信シンボル時系列候補の各シンボルの尤度を求め、重み付け合成回路３１３に出力する。また、重み付け合成回路３１３は、尤度算出回路３０７が出力する尤度のうちＭＬＤ区間が重複するシンボルの尤度を重み付けして合成する。例えば図１０の時刻ｔ１の場合、重み付け合成回路３１３は、ＭＬＤ受信回路３１１［１］とＭＬＤ受信回路３１１［２］との時刻ｔ＝１のシンボルの２つの尤度を重み付けして合成する。時刻ｔ２の場合、重み付け合成回路３１３は、ＭＬＤ受信回路３１１［１］とＭＬＤ受信回路３１１［２］とＭＬＤ受信回路３１１［３］との時刻ｔ＝２のシンボルの３つの尤度を重み付けして合成する。なお、最初の時刻ｔ＝０の場合、重複する尤度は無いので、重み付け合成回路３１３は、１つの尤度算出回路３０７が出力する尤度をそのまま出力する。
図１１は、尤度の合成例を示す。なお、図１１において、ＭＬＤ区間が重複するシンボルの受信シンボル時系列および圧縮送信シンボル時系列候補の一例は、図１０と同じである。図１１は、時刻ｔ＝０、ｔ＝１、ｔ＝２、ｔ＝３、ｔ＝４・・・の各時刻における尤度を重み付けして合成する例を示している。例えば時刻ｔ＝０において、重複するＭＬＤ区間は無いので、重み付け合成回路３１３は、送信シンボル時系列判定回路３０５が確定した送信シンボル時系列候補のｔ＝０におけるシンボルの尤度（λMLD1(0,b0)）を出力する。
ここで、λMLDｊ(t,b0)は、ＭＬＤ区間［ｊ］の時刻ｔにおけるビットｂ０の尤度を示す。例えば図１１の実線枠１８１（ｉ）のＭＬＤ区間［１］の場合、時刻ｔ＝１におけるビットｂ０の尤度はλMLDi(1,b0)と表記する。
例えば、重み付け合成回路３１３は、時刻ｔ＝２において尤度を合成する場合、ＭＬＤ区間［１］からＭＬＤ区間［３］までの３つのＭＬＤ区間のそれぞれの尤度を合成する。図１１の例では、時刻ｔ＝２におけるＭＬＤ区間［１］の尤度はλMLD1(2,b0)、ＭＬＤ区間［２］の尤度はλMLD2(2,b0)、ＭＬＤ区間［３］の尤度はλMLD3(2,b0)である。ここで、重み付け合成回路３１３は、３つの尤度を予め設定された重み係数で重み付けして合成する。
例えば、３つのＭＬＤ区間の中間のＭＬＤ区間［２］の尤度の重み係数を０．８、ＭＬＤ区間［２］の前後のＭＬＤ区間［１］およびＭＬＤ区間［３］の尤度の重み係数をそれぞれ０．１とする。そして、重み付け合成回路３１３は、重み付けした３つの尤度を加算して合成し、時刻ｔ＝２における尤度として出力する（式１）。
λ(2,b0)＝0.1・λMLD1(2,b0)＋0.8・λMLD2(2,b0)＋0.1・λMLD3(2,b0) … （式１）
なお、重み係数は、加算する尤度の重み係数の合計が１になるように正規化されている。
例えば、時刻ｔ＝１において尤度を合成する場合、ＭＬＤ区間［１］とＭＬＤ区間［２］の２つのＭＬＤ区間のそれぞれの尤度算出回路３０７が算出した尤度を合成する。図１１の例では、ｔ＝２におけるＭＬＤ区間［１］の尤度はλMLD1(1,b0)、ＭＬＤ区間［２］の尤度はλMLD2(1,b0)である。ここで、加算する尤度が２つなので、例えば、ＭＬＤ区間［１］の尤度の重み係数を０．５、ＭＬＤ区間［２］の尤度の重み係数を０．５とする。そして、重み付け合成回路３１３は、重み付けした２つの尤度を加算して合成し、時刻ｔ＝１における尤度として出力する（式２）。
λ(1,b0)＝0.5・λMLD1(2,b0)＋0.5・λMLD2(2,b0) … （式２）
このようにして、重み付け合成回路３１３は、ＭＬＤ区間が重複する各シンボルの尤度を合成することができる。
図１２は、ＭＬＤ区間が重複する場合の尤度の合成処理例を示す。図１２の例では、受信装置１２０ｂは、Ｎ’シンボル区間の受信シンボル時系列を蓄積して、ＭＬＤ区間毎に圧縮送信シンボル時系列候補を同定し、受信シンボル時系列とのユークリッド距離を算出する。そして、受信装置１２０ｂは、ＭＬＤ区間が重複する場合の尤度を合成して出力する。
ステップＳ３０１において、受信装置１２０ｂは、第１実施例の受信装置１２０と同様に、送信装置１１０から帯域圧縮率の通知を受ける。
ステップＳ３０２において、受信装置１２０ｂは、第１実施例の受信装置１２０と同様に、帯域圧縮率に応じて、フィルタ形状を決定する。
ステップＳ３０３において、受信装置１２０ｂは、フィルタ形状の時間領域におけるインパルス応答を算出する。
ステップＳ３０４において、受信装置１２０ｂは、図７で説明したように、インパルス応答ｆ（τ）に関し、時間軸中心に対してインパルス応答が閾値Ｚの絶対値の範囲を超える最大離隔シンボル１８３を含むようにＮ’シンボルのＭＬＤ区間を決定する。
ステップＳ３０５において、ユークリッド距離算出回路３０４ｂは、Ｎ’シンボル毎に、送信シンボル時系列候補に対してステップＳ３０３で求めたインパルス応答を畳み込み演算し、Ｎ’シンボル毎の圧縮送信シンボル時系列候補を算出する。
ステップＳ３０６において、ユークリッド距離算出回路３０４ｂは、ＭＬＤ区間をＬ個オーバーラップさせる。
ステップＳ３０７において、受信装置１２０ｂは、各ＭＬＤ区間で独立して、受信フィルタバンク３０２が出力する受信シンボル時系列（または遅延回路３１２で遅延された受信シンボル時系列）のＮ’シンボル分をそれぞれのバッファ３０３ｂに蓄積する。
ステップＳ３０８において、ユークリッド距離算出回路３０４ｂは、各ＭＬＤ区間で独立して、Ｎ’シンボル毎に、受信シンボル時系列とステップＳ３０５で求めた圧縮送信シンボル時系列候補とのユークリッド距離の総和を算出する。
ステップＳ３０９において、送信シンボル時系列判定回路３０５ｂは、各ＭＬＤ区間で独立して、各ＭＬＤ区間におけるユークリッド距離の総和が最小となる圧縮送信シンボル時系列候補に対応する送信シンボル時系列候補を、送信装置１１０から送信された送信シンボル時系列であると同定する。
ステップＳ３１０において、尤度算出回路３０７は、ステップＳ３０９で同定された送信シンボル時系列のビット毎の尤度を算出する。
ステップＳ３１１において、受信装置１２０ｂは、オーバーラップしたＭＬＤ区間で重複する受信シンボルがある場合はステップＳ３１２の処理に進み、オーバーラップしたＭＬＤ区間で重複する受信シンボルがない場合はステップＳ３１３の処理に進む。
ステップＳ３１２において、重み付け合成回路３１３は、重複するＭＬＤ区間毎の複数の受信シンボルの尤度を重み付けして合成する。
ステップＳ３１３において、重み付け合成回路３１３は、受信ビット時系列に対応する尤度を順次出力する。
ステップＳ３１４において、受信装置１２０ｂは、未処理の受信シンボルがある場合はステップＳ３１５の処理に進み、未処理の受信シンボルがない場合は処理を終了する。
ステップＳ３１５において、受信装置１２０ｂは、各ＭＬＤ区間で独立して、次のＮ’シンボル分の受信シンボル時系列をそれぞれのバッファ３０３ｂに蓄積し、ステップＳ３０７の処理に戻る。
このように、第３実施例に係る受信装置１２０ｂは、重複するＭＬＤ区間毎に圧縮シンボル時系列候補と受信シンボル時系列との各シンボル毎に算出したユークリッド距離の総和が最小の圧縮シンボル時系列候補を、送信装置１１０が送信した送信シンボル時系列候補として同定する。そして、受信装置１２０ｂは、各ＭＬＤ区間毎に尤度を求め、重複するＭＬＤ区間の尤度を合成することにより、受信ビット時系列に対応する尤度を出力する。このように、ＭＬＤ区間（最尤検出処理の区間）が重複され、重複された複数のＭＬＤ区間毎にそれぞれ算出された尤度を合成することで、第２実施例のようにＭＬＤ区間の切れ目付近のシンボル間干渉を考慮できるので、尤度誤設定の影響を抑圧し、誤り率を改善することができる。
なお、第３実施例において、尤度算出回路３０７は、尤度を算出するようにしたが、対数尤度比やその近似式を使用してもよい。
以上、各実施例で説明してきたように、本発明に係る受信方法、受信装置および無線通信方法は、スペクトラム分割する際に使用するフィルタを用いて予め作成した圧縮シンボル時系列候補と受信シンボルとから算出したユークリッド距離の総和が最小の圧縮シンボル時系列候補を送信装置が送信した送信シンボル時系列候補であると同定することにより、サブスペクトラムの狭帯域化によるシンボル間干渉の影響を低減することができ、周波数利用効率を高めることができる。
１００，５００・・・通信システム；１１０，５１０・・・送信装置；１２０，１２０ａ，１２０ｂ，５２０・・・受信装置；１０１・・・変調回路；１０２，６０２・・・送信フィルタバンク；１０３，６０３・・・Ｄ／Ａ変換回路；１５０・・・無線送信回路；１９０・・・制御回路；２０１，４０１，６０４，６１４・・・直並列変換回路；２０２，４０２，６０５，６１５・・・ＦＦＴ回路；２０３，６０６・・・分割回路；２０４・・・選択回路；２０５，４０４，６０７，６１７・・・周波数シフタ；２０６，６０８，６１９・・・加算回路；２０７，４０６，６０９，６２０・・・ＩＦＦＴ回路；２０８，４０７，６１０，６２１・・・並直列変換回路；３０１，６１１・・・Ａ／Ｄ変換回路；３０２，６１２・・・受信フィルタバンク；３０３，３０３ａ，３０３ｂ・・・バッファ；３０４，３０４ａ，３０４ｂ・・・ユークリッド距離算出回路；３０５，３０５ａ，３０５ｂ・・・送信シンボル時系列判定回路；３０６・・・圧縮送信シンボル時系列候補ルックアップテーブル；３０７・・・尤度算出回路；３１１・・・ＭＬＤ受信回路；３１２・・・遅延回路；３１３・・・重み付け合成回路；３１４・・・重み付け制御回路；３１５・・・硬判定回路；３５０・・・無線受信回路；３９０・・・制御回路；４０３・・・抽出回路；４０５・・・合成回路；６０１・・・変調回路；６１３・・・復調回路；６１８・・・歪補償回路；ＳＷ・・・スイッチ

Claims (7)

  1. 変調信号の一部の周波数帯域を抑圧し、空き周波数帯域幅に合わせて帯域圧縮率を可変してスペクトラム圧縮して送信された信号を受信する受信方法において、
    前記スペクトラム圧縮で使用するスペクトル抑圧のためのフィルタ形状の情報および前記フィルタ形状と帯域圧縮率との対応を示す情報を送信装置と受信装置とで共有し、
    前記受信装置は、
    前記送信装置から通知される帯域圧縮率に応じて前記フィルタ形状を選択し、復調対象シンボルを含むＮ(Ｎは１以上の整数)シンボル区間の送信シンボル時系列候補に、選択した前記フィルタ形状のフィルタを適用して複数の圧縮送信シンボル時系列候補を生成し、
    前記送信装置から受信する受信信号をスペクトラム圧縮前に戻したＮシンボル区間の受信シンボル時系列について、Ｎシンボル分の受信点と前記圧縮送信シンボル時系列候補の信号点とのユークリッド距離を各シンボル毎に算出し、
    複数の前記圧縮送信シンボル時系列候補のうち算出したＮシンボル分の前記ユークリッド距離の総和が最小となる前記圧縮送信シンボル時系列候補に対応する送信シンボル時系列候補を同定する最尤検出処理を行って受信ビット系列を出力する場合に、前記フィルタ形状に対応するインパルス応答波形の時間オフセット零点および予め決められた閾値の絶対値を超えるインパルス応答を有する最大離隔シンボルを含むように前記最尤検出処理を実施する区間を決定する
    ことを特徴とする受信方法。
  2. 請求項１に記載の受信方法において、
    前記Ｎシンボル区間に対し、開始点をＤシンボル（ＤはＮより小さい１以上の整数）ずらして複数の最尤検出処理区間を配置し、各最尤検出処理区間において前記最尤検出処理を実行して送信シンボル時系列候補を同定した後、各シンボル時点におけるビット毎の尤度を前記複数の最尤検出処理区間毎に算出し、
    シンボル時点が重複する複数の尤度のいずれかを選択する処理または重複する複数の尤度を合成したビット毎の尤度を出力する処理を行う
    ことを特徴とする受信方法。
  3. 請求項２に記載の受信方法において、
    前記複数の最尤検出処理区間毎に算出される前記ビット毎の尤度に対して、最尤検出処理区間が重複するシンボル時点毎に算出される複数の尤度を時系列方向に重み付けを行って合成する
    ことを特徴とする受信方法。
  4. 変調信号の一部の周波数帯域を抑圧し、空き周波数帯域幅に合わせて帯域圧縮率を可変してスペクトラム圧縮して送信された信号を受信する受信装置において、
    前記スペクトラム圧縮で使用するスペクトル抑圧のためのフィルタ形状の情報および前記フィルタ形状と帯域圧縮率との対応を示す情報を送信装置と共有し、
    前記送信装置から通知される帯域圧縮率に応じて前記フィルタ形状を選択し、復調対象シンボルを含むＮ(Ｎは１以上の整数)シンボル区間の送信シンボル時系列候補に、選択した前記フィルタ形状のフィルタを適用して生成された複数の圧縮送信シンボル時系列候補の情報を記憶するルックアップテーブルと、
    前記送信装置から受信する受信信号をスペクトラム圧縮前に戻したＮシンボル区間の受信シンボル時系列について、Ｎシンボル分の受信点と前記圧縮送信シンボル時系列候補の信号点とのユークリッド距離を各シンボル毎に算出するユークリッド距離算出部と、
    複数の前記圧縮送信シンボル時系列候補のうち算出した前記Ｎシンボル分のユークリッド距離の総和が最小となる前記圧縮送信シンボル時系列候補に対応する送信シンボル時系列候補を同定する最尤検出処理を行って受信ビット系列を出力する送信シンボル時系列判定部とを有し、
    前記送信シンボル時系列判定部は、前記フィルタ形状に対応するインパルス応答波形の時間オフセット零点および予め決められた閾値の絶対値を超えるインパルス応答を有する最大離隔シンボルを含むように前記最尤検出処理を実施する区間を決定する
    ことを特徴とする受信装置。
  5. 請求項４に記載の受信装置において、
    前記送信シンボル時系列判定部は、前記Ｎシンボル区間に対し、開始点をＤシンボル（ＤはＮより小さい１以上の整数）ずらして複数の最尤検出処理区間を配置し、各最尤検出処理区間において前記最尤検出処理を実行して送信シンボル時系列候補を同定し、
    前記受信装置は、
    前記送信シンボル時系列判定部が同定した送信シンボル時系列候補の各シンボル時点におけるビット毎の尤度を前記複数の最尤検出処理区間毎に算出する尤度算出部と、
    シンボル時点が重複する複数の尤度のいずれかを選択する処理または重複する複数の尤度を合成したビット毎の尤度を出力する処理を行う合成部と
    を更に有することを特徴とする受信装置。
  6. 請求項５に記載の受信装置において、
    前記合成部は、前記複数の最尤検出処理区間毎に算出される前記ビット毎の尤度に対して最尤検出処理区間が重複するシンボル時点毎に算出される複数の尤度を時系列方向に重み付けを行って合成する
    ことを特徴とする受信装置。
  7. 請求項１から請求項３のいずれか一項に記載の受信方法を使用する受信装置と送信装置との間で無線通信によりスペクトラム圧縮伝送を行う無線通信方法において、
    前記送信装置がスペクトル抑圧に使用するフィルタ形状の情報および前記フィルタ形状と帯域圧縮率との対応を示す情報を前記送信装置と前記受信装置との間で予め共有し、
    前記送信装置は、スペクトラム圧縮伝送に用いた帯域圧縮率を前記受信装置に通知し、
    前記受信装置は、
    前記送信装置から通知される帯域圧縮率に対応する前記フィルタ形状を選択し、復調対象シンボルを含むＮ(Ｎは１以上の整数)シンボル区間の送信シンボル時系列候補に、選択した前記フィルタ形状のフィルタを適用して複数の圧縮送信シンボル時系列候補を生成し、
    前記送信装置から受信する受信信号をスペクトラム圧縮前に戻したＮシンボル区間の受信シンボル時系列におけるＮシンボル分の受信点と前記圧縮送信シンボル時系列候補の信号点とのユークリッド距離を各シンボル毎に算出し、
    複数の前記圧縮送信シンボル時系列候補のうち算出した前記Ｎシンボル分のユークリッド距離の総和が最小となる前記圧縮送信シンボル時系列候補に対応する送信シンボル時系列候補を同定する最尤検出処理を行って受信ビット系列を出力する場合に、前記フィルタ形状に対応するインパルス応答波形の時間オフセット零点および予め決められた閾値の絶対値を超えるインパルス応答を有する最大離隔シンボルを含むように前記最尤検出処理を実施する区間を決定する
    ことを特徴とする無線通信方法。
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