JP2006186732A - 無線通信装置及び無線通信方法 - Google Patents

Abstract

【課題】 複数のアンテナからの受信信号をＭＩＭＯ合成する際に周波数誤差及びタイミング・ドリフトの問題を解決する。
【解決手段】 ＭＩＭＯ合成後のＯＦＤＭ信号を復調して、変調点と受信信号点との位相差に基づいて残留周波数オフセットを推定するとともに、変調点と受信信号点との位相差のサブキャリア間における回転に基づいてタイミング・オフセットを推定する。そして、残留周波数オフセット及びタイミング・ドリフトによる位相のずれを総合してサブキャリア毎の位相補正量を決定し、ＭＩＭＯ合成後の位相補正を行なう。
【選択図】 図３

Description

本発明は、無線ＬＡＮ（Ｌｏｃａｌ Ａｒｅａ Ｎｅｔｗｏｒｋ）若しくはＰＡＮ（Ｐｅｒｓｏｎａｌ Ａｒｅａ Ｎｅｔｗｏｒｋ）のように複数の無線局間で広帯域の無線伝送を実現する無線通信装置及び無線通信方法に係り、特に、複数のアンテナを持つ送信機と複数のアンテナを持つ受信機が対となって、空間多重を利用して複数の論理的なチャネルを形成した通信（ＭＩＭＯ（Ｍｕｌｔｉ Ｉｎｐｕｔ Ｍｕｌｔｉ Ｏｕｔｐｕｔ）通信）を行なうことにより伝送容量の拡大する無線通信装置及び無線通信方法に関する。

さらに詳しくは、本発明は、複数のアンテナからの受信信号をＭＩＭＯ合成して複数の直交したＭＩＭＯチャネルに空間分離する際における、受信信号の周波数誤差の問題を解決する無線通信装置及び無線通信方法に係り、特に、マルチキャリア変調を採用するＭＩＭＯ通信システムにおいて、受信機が複数のアンテナからの受信信号をＭＩＭＯ合成して複数の直交したＭＩＭＯチャネルに空間分離する際に周波数誤差及びタイミング・ドリフトの問題を解決する無線通信装置及び無線通信方法に関する。

無線通信の高速化を実現する技術の１つとしてＭＩＭＯ（Ｍｕｌｔｉ−Ｉｎｐｕｔ Ｍｕｌｔｉ−Ｏｕｔｐｕｔ）通信が注目を集めている。これは、送信機側と受信機側の双方において複数のアンテナ素子を備え、空間多重した伝送路（以下、「ＭＩＭＯチャネル」とも呼ぶ）を実現することにより、伝送容量の拡大を図り、通信速度向上を達成する技術である。

ＭＩＭＯ通信方式は、送信機において複数アンテナに送信データを分配して送出し、複数の仮想的・論理的なＭＩＭＯチャネルを利用して伝送し、受信機では複数アンテナにより受信した信号から信号処理によって受信データを得るという、チャネルの特性を利用した通信方式であり、単なる送受信アダプティブ・アレーとは相違する。ＭＩＭＯ通信によれば、周波数帯域を増大させることになく、アンテナ本数に応じて通信容量を増やすことができるので、周波数利用効率がよい。

図７には、ＭＩＭＯ通信システムの構成を概念的に示している。同図に示すように、送受信機各々に複数のアンテナが装備されている。送信側では、複数の送信データを空間／時間符号して多重化しＭ本のアンテナに分配して、複数のＭＩＭＯチャネルに送出し、受信側では、チャネル経由でＮ本のアンテナにより受信した受信信号を空間／時間復号して受信データを得ることができる。この場合のチャネル・モデルは、送信機周りの電波環境（伝達関数）と、チャネル空間の構造（伝達関数）と、受信機周りの電波環境（伝達関数）で構成される。各アンテナから伝送される信号を多重する際にクロストーク（Ｃｒｏｓｓｔａｌｋ）が発生するが、受信側の信号処理により多重化された各信号をクロストーク無しに正しく取り出すことができる。

ＭＩＭＯ送信機は、多重化信号を送出する前に、受信機側でチャネル推定を行なうためのトレーニング信号を、例えばアンテナ毎に時分割で送信する。これに対し、ＭＩＭＯ受信機では、チャネル推定部でトレーニング信号を利用してチャネル推定を行ない、各アンテナ対に対応したチャネル情報行列Ｈを算定し、これに基づいてＳＮ比を向上させ、復号の確度を高める。

そして、ＭＩＭＯ送信機は、複数の送信データを空間／時間符号して多重化しＭ本のアンテナに分配して複数のＭＩＭＯチャネルに送出し、受信側は、チャネル経由でＮ本のアンテナにより受信した受信信号を空間／時間復号して受信データを得る。各アンテナから伝送される信号を多重する際にはクロストークが発生するが、受信側ではチャネル行列を利用して適切な信号処理を施すことにより多重化された各信号をクロストーク無しに正しく取り出すことができる訳である。

ＭＩＭＯ伝送を構成方法としてはさまざまな方式が提案されているが、アンテナのコンフィギュレーションに応じていかにしてチャネル情報を送受信間でやり取りするかが１つの課題である。例えば、送信機と受信機が互いに独立して空間多重伝送を行なうオープンループ型のＭＩＭＯ伝送方式と、この方法の発展形として、受信側から送信側にもチャネル情報をフィードバックして送受信間で理想的な空間直交チャネルを作り出すクローズドループ型のＭＩＭＯ伝送方式に大別される。

オープンループ型のＭＩＭＯ伝送方式として、Ｖ−ＢＬＡＳＴ（Ｖｅｒｔｉｃａｌ Ｂｅｌｌ Ｌａｂｏｒａｔｏｒｉｅｓ Ｌａｙｅｒｅｄ Ｓｐａｃｅ Ｔｉｍｅ）方式を挙げることができる（例えば、特許文献１を参照のこと）。送信側では、特にアンテナ重み係数行列を与えず、単純にアンテナ毎に信号を多重化して送る。この場合、アンテナ重み係数行列を得るためのフィードバック手続きが一切省略される。

また、クローズドループ型のＭＩＭＯ伝送の理想的な形態の１つとして、伝播路関数の特異値分解（ＳＶＤ：Ｓｉｎｇｕｌａｒ Ｖａｌｕｅ Ｄｅｃｏｍｐｏｓｉｔｉｏｎ）を利用したＳＶＤ−ＭＩＭＯ方式が知られている（例えば、非特許文献１を参照のこと）。ＳＶＤ−ＭＩＭＯ伝送では、各アンテナ対に対応するチャネル情報を要素とした数値行列すなわちチャネル情報行列Ｈを特異値分解してＵＤＶ^Hを求め、送信側のアンテナ重み係数行列としてＶを与えるとともに、受信側のアンテナ重み係数行列としてＵ^Hを与える。これによって、それぞれのＭＩＭＯチャネルは、各固有値λ_iの平方根を対角要素に持つ対角行列Ｄとして表され、全くクロストーク無しに信号を多重化して伝送することができる。ＳＶＤ−ＭＩＭＯ伝送方式によれば、送信機側と受信機側の双方において、空間分割すなわち空間直交多重された論理的に独立した複数の伝送路を実現することができる。理論的には最大の通信容量を達成することができ、例えば送受信機がアンテナを２本ずつ持てば、最大２倍の伝送容量が得られる。

一方、室内で無線ネットワークを構築した場合、受信装置では直接波と複数の反射波・遅延波の重ね合わせを受信するというマルチパス環境が形成される。マルチパスにより遅延ひずみ（又は、周波数選択性フェージング）が生じ、通信に誤りが引き起こされる。そして、遅延ひずみに起因するシンボル間干渉が生じる。

主な遅延ひずみ対策として、マルチキャリア（多重搬送波）伝送方式を挙げることができる。マルチキャリア伝送方式では、送信データを周波数の異なる複数のキャリアに分配して伝送するので、各キャリアの帯域が狭帯域となり、周波数選択性フェージングの影響を受け難くなる。

例えば、マルチキャリア伝送方式の１つであるＯＦＤＭ（Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ：直交周波数分割多重）方式では、各キャリアがシンボル区間内で相互に直交するように各キャリアの周波数が設定されている。情報伝送時には、シリアルで送られてきた情報を情報伝送レートより遅いシンボル周期毎にシリアル／パラレル変換して出力される複数のデータを各キャリアに割り当ててキャリア毎に振幅及び位相の変調を行ない、その複数キャリアについて逆ＦＦＴを行なうことで周波数軸での各キャリアの直交性を保持したまま時間軸の信号に変換して送信する。また、受信時はこの逆の操作、すなわちＦＦＴを行なって時間軸の信号を周波数軸の信号に変換して各キャリアについてそれぞれの変調方式に対応した復調を行ない、パラレル／シリアル変換して元のシリアル信号で送られた情報を再生する。

上述したＭＩＭＯ伝送の適用対象となるＬＡＮシステムであるＩＥＥＥ８０２．１１ａ／ｎでは、ＯＦＤＭ変調方式が採用されている。

ところで、通信システムでは一般に、送信機側からの伝送フレーム（若しくはパケット）の先頭に既知パターンからなるプリアンブルが付加されており、受信機側ではこのプリアンブルを利用して同期獲得並びに送信機との周波数オフセットの補正が行なわれる。しかしながら、ノイズその他の影響により周波数オフセット量の算出において誤差が生じた場合などには誤差が残留するという、残留周波数オフセットの問題がある。

ＯＦＤＭ変調方式を適用する通信システムの場合、周波数オフセットがあると、ＯＦＤＭシンボル毎にすべてのサブキャリアが一様に回転するという現象として現れる。図８には、位相空間（コンスタレーション）上でチャネル補正後のサブキャリアと変調点との比を３次元的に表している。残留周波数オフセットは、サブキャリア間干渉が生じるほど大きいものではない。しかしながら、パケットの先頭部（プリアンブル）で周波数オフセット補正を行なっているだけなので、ＯＦＤＭシンボルが進むにつれ、図示のように位相のずれが累積していくため、通信品質を劣化させてしまう。

また、マルチキャリア伝送方式においては、データ・シンボルが長く続く間にタイミングがドリフトするという問題がある。タイミング・ドリフトがあると、サブキャリアの位相は捩れてくる。パケットの先頭部（プリアンブル）で周波数オフセット補正を行なっているだけなので、ＯＦＤＭシンボルが続くと、図９に示すようにタイミング・ドリフトが累積するので位相の捩れはさらに大きくなり、通信品質を劣化させる。そして、周波数オフセットとタイミング・オフセットの両方があると、図１０に示すように、サブキャリア全体が一様に回転すると同時に、捩れが加わる。

例えば、単一のアンテナを持つ送受信機間で１つの伝送路を用いてデータ伝送を行なうＳＩＳＯ方式では、パイロット・サブキャリアを用いて、受信信号の残留周波数推定誤差に対する位相トラックを行なうことができる（例えば、非特許文献２を参照のこと）。

また、ＳＩＳＯ方式のマルチキャリア通信装置において、バースト先頭部で基準位相・振幅を再生し、検波を行なうシンボルに含まれるパイロット情報と直前の基準位相情報から残留周波数オフセットを推定し、推定された残留周波数オフセットからシンボル検波時に用いる基準位相情報を生成することにより、良好な復調が可能となる（例えば、特許文献４を参照のこと）。

これに対し、複数のアンテナからの受信信号を合成するＭＩＭＯ受信機では、ＭＩＭＯ合成前の受信信号のプリアンブルを用いて同期と周波数補正を行なうことができるが、周波数補正後の誤差成分すなわち残留周波数オフセットがＭＩＭＯ合成されてしまうという問題がある。

ＭＩＭＯ合成された残留誤差は、パケット長が長くなると、データ・シンボルが進むにつれて累積され（前述）、上述したように位相回転並びに位相の捩れを引き起こし、誤りの原因となる。特に、６ＱＡＭや２５６ＱＡＭなどの高い変調モードでは、残留誤差による影響をより受け易いので、高スループットのデータ伝送実現の障壁となる。

例えば、ＭＩＭＯ方式で信号の送受信を行なう際に、周波数オフセットを補償するための構成を備えた無線装置について提案がなされている（例えば、特許文献２を参照のこと）。無線装置は、複数のアンテナと、同期検波のために搬送波を生成する搬送波発信器と、複数のアンテナからの複数の受信信号に対してそれぞれ搬送波を乗算して検波処理を行なう乗算器と、各乗算器からの信号に基づいて１つの周波数オフセットを推定する周波数オフセット推定装置と、周波数オフセット推定値に基づいて各乗算器からの信号に対し周波数オフセットの補正処理を行なう周波数オフセット補正装置を備えている。

この無線装置の構成では、受信信号のＭＩＭＯ合成（すなわち各ＭＩＭＯチャネルへの空間分離）を行なう前に同期及び周波数補正を行なうようになっている。上記無線装置の周波数オフセット推定装置は、ＭＩＭＯチャネル合成前に周波数オフセット推定を行なうための共通回路であり、ここでの残留推定誤差をＭＩＭＯチャネル合成後にどのように処理するかについては、一切言及がない

また、ＭＩＭＯ伝送方式において、搬送波周波数誤差推定値をアンテナ系統毎に求め、この誤差推定値をアンテナ毎に適用して周波数補正した場合に発生する通信品質の劣化を防ぐ無線信号受信装置について提案がなされている（例えば、特許文献３を参照のこと）。この場合、アンテナ系統毎に計算されるパイロット信号の自己相関値を平均した後に搬送周波数誤差に起因する位相変動量を求めることにより、マルチパス・フェージング及び熱雑音に起因する搬送波周波数の誤差を制御するとともに、すべての系統で同一の搬送波周波数補正地を用いることにより、アンテナ系統間のベースバンド信号の中心周波数を同一にし、伝達関数の逆関数の精度を向上させる。

しかしながら、この無線信号受信装置では、ＭＩＭＯ合成前に、位相が一定となるパイロット・サブキャリアのみを切り出し、ＯＦＤＭシンボル間で自己相関を計算して周波数誤差推定を行なっている。言い換えれば、周波数補正後の残留成分を扱うものではなく、ＭＩＯ合成された残留誤差による位相回転や位相のねじれの影響を除去することはできない。

特開平１０−８４３２４号公報 特開２００３−２８３３５９号公報 特開２００４−７２４５８号公報 特開平１３−６９１１３号公報 ｈｔｔｐ：／／ｒａｄｉｏ３．ｅｅ．ｕｅｃ．ａｃ．ｊｐ／ＭＩＭＯ（ＩＥＩＣＥ＿ＴＳ）.ｐｄｆ（平成１５年１０月２４日現在） 松江、守倉共著「８０２．１１高速無線ＬＡＮ教科書」（ＩＤＧジャパン ＩＤＣ情報通信シリーズ、１９４頁 ２００３年３月初版発行）

本発明の目的は、複数のアンテナを持つ送信機と複数のアンテナを持つ受信機が対となって、空間多重を利用して複数の論理的なチャネルを形成したＭＩＭＯ通信を行なうことにより伝送容量の拡大することができる、優れた無線通信装置及び無線通信方法を提供することにある。

本発明のさらなる目的は、複数のアンテナからの受信信号をＭＩＭＯ合成して複数の直交したＭＩＭＯチャネルに空間分離する際における、受信信号の周波数オフセットの問題を好適に解決することができる、優れた無線通信装置及び無線通信方法を提供することにある。

本発明のさらなる目的は、マルチキャリア変調を採用するＭＩＭＯ通信システムにおいて、受信機が複数のアンテナからの受信信号をＭＩＭＯ合成して複数の直交したＭＩＭＯチャネルに空間分離する際に周波数オフセット及びタイミング・ドリフトの問題を好適に解決することができる、優れた無線通信装置及び無線通信方法を提供することにある。

本発明は、上記課題を参酌してなされたものであり、複数のアンテナからの受信信号を合成して複数の論理チャネルの合成信号に分離する無線通信装置であって、
前記複数のアンテナからの各受信信号の周波数オフセットによる位相補正量を推定して、受信信号の位相補正を行なう第１の位相補正手段と、
前記第１の位相補正手段による位相補正後の各受信信号を合成して複数の論理チャネルの合成信号に分離する合成手段と、
前記合成手段により合成された合成信号に基づいて、前記第１の位相補正手段による位相補正後に残留する残留周波数オフセットによる位相補正量を推定して、合成信号の位相補正を行なう第２の位相補正手段と、
を具備することを特徴とする無線通信装置である。

通信システムでは一般に、送信機側からのパケットの先頭には既知パターンからなるプリアンブルが付加されており、受信機側ではこのプリアンブルを利用して同期獲得並びに送信機との周波数オフセットの補正が行なわれる。しかしながら、ノイズその他の影響により周波数オフセット量の算出において誤差が生じた場合などには誤差が残留する。また、マルチキャリア伝送方式においては、データ・シンボルが長く続く間にタイミングがドリフトしていき、サブキャリアの位相の捩れとなり、通信品質を劣化させる。

また、複数のアンテナからの受信信号を合成するＭＩＭＯ受信機などでは、ＭＩＭＯ合成前の受信信号のプリアンブルを用いて同期と周波数補正を行なうことができるが、周波数補正後の誤差成分すなわち残留周波数オフセットがＭＩＭＯ合成されてしまう、という問題がある。

これに対し、本発明によれば、ＭＩＭＯ合成した後の各ＭＩＭＯチャネルの合成信号を基に残留周波数オフセットを推定し、これに基づいて合成信号の位相補正を行なうようにしている。したがって、ＭＩＭＯ通信装置のエラーレートを改善することができる。

ＭＩＭＯ合成は一次合成なので、残留周波数オフセットは残っており、その後に周波数オフセット推定を行なうことができる。

また、ＯＦＤＭなどのマルチキャリア伝送方式を適用する場合には、残留周波数オフセット及びタイミング・ドリフトによる位相のずれを総合して、サブキャリア毎の位相補正量を決定するようにする。

本発明によれば、ＭＩＭＯ通信装置のエラーレートを改善することができる。残留周波数オフセットやタイミング・ドリフトが累積する長いパケット、位相誤差が影響し易い６４ＱＡＭや２５６ＱＡＭなどの高次の変調モード、ＳＮの低い場合などで、よりエラーレート改善効果がある。エラーレート向上によりＭＩＭＯ通信の実質的なスループットを改善することができ、無線伝送の高速化確実なものとなる。また、位相雑音による劣化を低減することができる。

本発明に係る無線通信装置は、ＯＦＤＭに代表されるマルチキャリア伝送方式を採用することができる。この場合、ＯＦＤＭシンボルが進むにつれ、タイミング・ドリフトが累積して、受信信号の位相の捩れが大きくなっていくという問題がある。そこで、マルチキャリア伝送方式を適用する場合、前記第２の位相補正手段は、残留周波数オフセット及びタイミング・オフセットによる位相のずれを総合してサブキャリア毎の位相補正量を決定し、位相補正を行なうようにすればよい。

前記第２の位相補正手段は、各論理チャネルから推定される残留周波数オフセット及びタイミング・オフセットに基づいて論理チャネル毎に別々に位相補正量を決定して、論理チャネル毎に位相補正を行なうようにしてもよい。すなわち、パイロット・サブキャリアの位相のずれやデータ・サブキャリアの受信信号点と変調点との位相差を、各ＭＩＭＯチャネルの合成信号で別々に推定する。

あるいは、前記第２の位相補正手段は、各論理チャネルから推定される残留周波数オフセット及びタイミング・オフセットを統合してすべての論理チャネルで共通の位相補正量を決定して、該位相補正量に基づいて論理チャネル毎に位相補正を行なうようにしてもよい。すなわち、パイロット・サブキャリアの位相のずれやデータ・サブキャリアの受信信号点と変調点との位相差を複数の合成信号にわたって平均して位相補正量を推定することもできる。この場合、各ＭＩＭＯチャネルの合成信号に渡って平均化することにより、ＭＩＭＯチャネル毎に独立して発生するノイズの影響をキャンセルし、位相補正の精度を向上することができる。

また、前記第２の位相補正手段は、論理チャネル毎に推定された残留周波数オフセット及びタイミング・オフセットを各論理チャネルのレスポンスに応じた重みを以って平均化するようにしてもよい。この場合、得られた残留周波数オフセット並びにタイミング・ドリフトの推定値にＭＩＭＯチャネル毎の重みを付けて合成することができる。

また、前記第２の位相補正手段は、周波数オフセット又はタイミング・オフセットを示す位相差をＩＱ平面上のベクトルとし、該ベクトルの大きさを重みとする平均値を求め、周波数オフセット又はタイミング・オフセットによる位相補正量を推定することができる。

また、前記第２の位相補正手段は、受信したＯＦＤＭ信号中のパイロット・サブキャリアを用いて周波数オフセットを推定することができる。

また、前記第２の位相補正手段は、受信したＯＦＤＭ信号を復調して、変調点と受信信号点との位相差に基づいて周波数オフセットを推定することができる。残留周波数オフセットを推定するときは、チャネル補正後の各サブキャリアの位相を変調点と比較する。位相差の平均がチャネル推定（更新）時点からの位相回転で残留周波数オフセットに換算することができる。

また、前記第２の位相補正手段は、受信したＯＦＤＭ信号を復調して、変調点と受信信号点との位相差のサブキャリア間における回転に基づいてタイミング・オフセットを推定することができる。残留周波数オフセットとタイミング・ドリフトを推定するときは、チャネル補正後の各サブキャリアの位相を変調点との位相差の平均を残留周波数オフセットとして換算し、位相差の傾きがタイミング・ドリフトに換算することができる。

本発明によれば、複数のアンテナを持つ送信機と複数のアンテナを持つ受信機が対となって、空間多重を利用して複数の論理的なチャネルを形成したＭＩＭＯ通信を行なうことにより伝送容量の拡大することができる、優れた無線通信装置及び無線通信方法を提供することができる。

また、本発明によれば、複数のアンテナからの受信信号をＭＩＭＯ合成して複数の直交したＭＩＭＯチャネルに空間分離する際における、受信信号の周波数誤差の問題を好適に解決することができる。

また、本発明によれば、マルチキャリア変調を採用するＭＩＭＯ通信システムにおいて、受信機が複数のアンテナからの受信信号をＭＩＭＯ合成して複数の直交したＭＩＭＯチャネルに空間分離する際に周波数誤差及びタイミング・ドリフトの問題を好適に解決することができる。

本発明によれば、ＭＩＭＯ通信装置のエラーレートを改善することができる。残留周波数オフセットやタイミング・ドリフトが累積する長いパケット、位相誤差が影響しやすい６４ＱＡＭや２５６ＱＡＭなどの高次の変調モード、ＳＮの低い場合などで、よりエラーレート改善効果がある。エラーレート向上によりＭＩＭＯ通信の実質的なスループットを改善することができ、無線伝送の高速化確実なものとなる。また、位相雑音による劣化を低減することができる。

本発明のさらに他の目的、特徴や利点は、後述する本発明の実施形態や添付する図面に基づくより詳細な説明によって明らかになるであろう。

以下、図面を参照しながら本発明の実施形態について詳解する。

本発明は、ＭＩＭＯ方式の通信システムに適用することができる。ＭＩＭＯ通信システムでは、複数のアンテナを持つ送信機と複数のアンテナを持つ受信機が対となって、互いに独立した複数の論理チャネルすなわちＭＩＭＯチャネルを構成するように、送信機又は受信機の一方又は両方でアンテナ合成を行なう。ＭＩＭＯ通信方式によれば複数のＲＦ送受信部を１つの無線機に集約して大容量データ伝送を実現する。

図１には、本発明の一実施形態に係る無線通信装置の構成を模式的に示している。図示の無線通信装置１００はＭＩＭＯ受信機として動作することができる。同図の例では、説明の簡素化のためアンテナ系統を２本としたが、勿論３本以上のアンテナ系統を持つ場合であっても、同様に本発明を適用することができる。

受信機側では、各受信アンテナからのデジタル・ベースバンド信号を独立したＭＩＭＯチャネルを構成するように合成した合成信号をそれぞれ復調し、デインターリーブ、デパンクチャやチャネル復号を経て、元のビット列が受信される。

各アンテナ系統のデジタル・ベースバンド信号Ａ及びＢは、バッファ１０１及び１１１において、同期回路（Ｔｉｍｉｎｇ Ｄｅｔｅｃｔｏｒ）１２１によりＯＦＤＭシンボル毎に切り分けられる。これと同時に、周波数オフセット補正部１０２及び１１２では、周波数誤差推定回路（Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｅｓｔｉｍａｔｏｒ）１２２からの周波数誤差推定値に基づいて、それぞれのデジタル・ベースバンド信号Ａ及びＢに対し周波数補正が行なわれる。その後、それぞれフーリエ変換器（ＦＦＴ）１０３及び１１３へ送られる。

この段階で周波数誤差並びにタイミング誤差はほとんど除去されるが、しかしながら、周波数誤差推定回路１２２におけるノイズその他の影響により周波数オフセット量の算出において誤差が生じた場合などには誤差が残留する。この残留周波数オフセットはＦＦＴ１０３及び１１３に送られてしまう。

ＦＦＴ１０３及び１１３は、時間軸の受信信号を周波数軸の信号に変換して、受信信号をサブキャリア信号に分解する。チャネル合成行列生成部１２４は、パケットのプリアンブル部のＦＦＴ出力を基に、チャネル行列Ｈをサブキャリア毎に生成する。チャネル行列Ｈは、各アンテナ系統からの受信信号から独立したＭＩＭＯチャネルを構成する、すなわちＭＩＭＯ合成する（若しくは空間分離する）ために必要となる。

ＭＩＭＯチャネル合成部１２３では、このチャネル行列を利用して、パケットのデータ部のＦＦＴ出力をサブキャリア毎に合成して、独立した複数のＭＩＭＯチャネルを合成する。ここで、ＭＩＭＯ合成は一次合成なので、残留周波数オフセットは残っており、その後に周波数オフセット推定を行なうことができる、という点に留意されたい。

ＭＩＭＯ合成された各ＭＩＭＯチャネルの信号はそれぞれ、等化・位相トラッキング部１０４及び１１４に送られ、残留周波数オフセットと位相トラッキングの補正が行なわれた後、復調器（Ｄｅｍａｐｐｅｒ）１０５及び１１５で位相空間（ｃｏｎｓｔａｌｌａｔｉｏｎ）上に変調点から元の値に復調される。

上述したように、周波数オフセット補正部１０２及び１１２では、周波数誤差推定回路１２２からの周波数誤差推定値に基づいて各信号の周波数補正を行なうが、周波数誤差推定回路１２２におけるノイズその他の影響により周波数オフセット量の算出において誤差が生じた場合などには誤差が残留する。この残留周波数オフセットは、データとともに各系統のＦＦＴ１０３及び１１３でサブキャリア信号に分解され、さらにＭＩＭＯチャネル合成部で一次合成される。

送信機側と受信機側で各ブランチ共通の発振器をそれぞれ使用し、受信機側の各ブランチでは共通の同期と周波数補正を行なうようにすれば、周波数オフセットはすべてのブランチで等しくなる。また、送受信機間の発振器の違いから生じるタイミング・ドリフトも、すべてのブランチで等しくなる。これらの誤差は、ＦＦＴ１０３及び１１３とＭＩＭＯチャネル合成部１２３で一次変換されるが、ＭＩＭＯチャネル間での残留周波数オフセットとタイミング・ドリフトの量は等しくなる。

残留周波数オフセットは、ＯＦＤＭシンボル毎の全サブキャリアで一律の位相回転として現れ、また、タイミング・ドリフトは、ＦＦＴの結果、全サブキャリアにわたる位相の捩れとして現れる（図８及び図９を参照のこと）。これらの位相を補正することによって、残留周波数オフセットとタイミング・ドリフトの補正ができる。データＯＦＤＭシンボルでは変調が既知のパイロット・サブキャリアを使ってＭＩＭＯチャネルの位相を求めることができる。あるいは、データＯＦＤＭシンボルを一旦復調して、変調点と受信信号点の位相を比較してＭＩＭＯチャネルの位相を求めることもできる。

図２には、等化及び位相トラッキング部１０４及び１１４、残留周波数オフセット推定部１２５の内部構成を詳細に示している。同図を参照しながら、残留周波数オフセット及びタイミング・ドリフトの補正について説明する。

チャネル行列Ｈを下式のようにおくと、送信機側からの空間多重された送信信号ｘ₀、ｘ₁を受信機側の各アンテナで受信した信号ｙ₀、ｙ₁はそれぞれａｘ₀＋ｂｘ₁、ｃｘ₀＋ｄｘ₁となる。

そして、受信機側では、ＭＩＭＯ合成部１２３により受信信号（ｙ₀，ｙ₁）にチャネル行列の逆行列Ｈ^-1を乗算することで、２つの直交したＭＩＭＯチャネルを合成し、送信機からの合成信号ｘ₀及びｘ₁に空間分離することができる。

最初のサブキャリアではまだチャネル推定は得られていないが、ＭＩＭＯ合成されたＭＩＭＯチャネルのチャネル特性を最初（すなわち初期値）はすべてのサブキャリアで１として取り扱うことができる。これは、送受信機間のＭＩＭＯチャネル毎のチャネル特性を要素とするチャネル行列Ｈに対し、受信機内ではその逆行列Ｈ^-1でチャネル合成するため、合成されたチャネルは単位行列となるからである。

各ＭＩＭＯチャネルの合成信号２０１及び２１１に、チャネル推定の複素共役２０３及び２１３をそれぞれ乗算することで、パイロット・サブキャリアでは位相補正できなかった位相回転量すなわちパイロット・サブキャリアでの周波数オフセット２０４´及び２１４´を推定することができる。

他方、各ＭＩＭＯチャネルの合成受信信号２０４及び２１４と、チャネル強度（チャネル推定の複素共役２０３及び２１３の２乗）は、復調器１０５及び１１５にそれぞれ入力される。各復調器１０５及び１１５からは、復調信号２０５及び２１５と、これに対応する変調点２０６及び２１６がそれぞれ出力される。

各変調点２０６及び２１６の複素共役２０６´及び２１６´をとり、これらとＭＩＭＯチャネルの合成受信信号（すなわち受信信号点）２０４及び２１４とをそれぞれ乗算することにより、各合成信号についてのデータ・サブキャリアでの残留周波数オフセット及びタイミング・ドリフトによる位相のずれ２０７及び２１７を推定することができる。但し、データ・サブキャリアでは、復調を誤った場合には変調点も違った点になるので、ＭＩＭＯチャネル毎の推定値を平均化処理などにより統合して高精度化することが好ましい。

パイロット・サブキャリアでの周波数オフセット２０４´及び２１４´と、データ・サブキャリアでの残留周波数オフセット及びタイミング・ドリフトによる位相のずれ２０７及び２１７とを総合して、各サブキャリアの位相補正量２０８及び２１８をそれぞれ決定する。そして、位相補正量２０８及び２１８を現在のチャネル推定２０３及び２１３にそれぞれ反映させて（すなわち位相補正量だけ回転を与え）、これら位相補正後のチャネル推定２０９及び２１９を遅延させて、次のＯＦＤＭシンボルにおけるチャネル推定値２０９´及び２１９´とする。

残留周波数オフセットを推定するときは、チャネル補正後の各サブキャリアの位相を変調点と比較する。位相差の平均がチャネル推定（更新）時点からの位相回転であり、残留周波数オフセットに換算することができる（図５を参照のこと）。また、残留周波数オフセットとタイミング・ドリフトを推定するときは、チャネル補正後の各サブキャリアの位相を変調点との位相差の平均を残留周波数オフセットとして換算し、位相差の傾きをタイミング・ドリフトに換算することができる（図６を参照のこと）。

各サブキャリアの位相補正量を決定する方法の一例として、ＭＩＭＯチャネル毎の合成受信信号２０１及び２１１をチャネル補正した信号２０４´及び２１４´のパイロット・サブキャリアの平均値の位相を残留周波数オフセットによるサブキャリア全体の位相回転量とし、各サブキャリアの受信信号点２０４及び２１４と変調点２０６及び２１６の複素共役２０６´及び２１６´とのそれぞれの積２０７及び２１７をゼロ・サブキャリアの左右で位相を反転させて平均して、サブキャリア間における位相の捩れの推定量とする。このようにして、サブキャリア全体の位相回転量を中心にして捩れを加味し、各サブキャリアの位相補正量を決定することができる。

図２に示した実施形態では、パイロット・サブキャリアの位相のずれやデータ・サブキャリアの受信信号点と変調点との位相差を、各ＭＩＭＯチャネルの合成信号で別々に推定している。これに対し、パイロット・サブキャリアの位相のずれやデータ・サブキャリアの受信信号点と変調点との位相差を複数の合成信号にわたって平均して位相補正量を推定することもできる。後者の場合、各ＭＩＭＯチャネルの合成信号に渡って平均化することにより、ＭＩＭＯチャネル毎に独立して発生するノイズの影響をキャンセルし、位相補正の精度を向上することができる。

図３には、パイロット・サブキャリアの位相のずれやデータ・サブキャリアの受信信号点と変調点との位相差を複数の合成信号にわたって平均して位相補正量を推定する場合の、等化及び位相トラッキング部１０４及び１１４、残留オフセット推定部１２５の内部構成を詳細に示している。

受信機側では、ＭＩＭＯ合成部１２３により受信信号（ｙ₀，ｙ₁）にチャネル行列の逆行列Ｈ^-1を乗算することで、２つの直交したＭＩＭＯチャネルを合成し、合成信号ｘ₀及びｘ₁に空間分離することができる。

最初のサブキャリアではまだチャネル推定は得られていないが、ＭＩＭＯ合成されたＭＩＭＯチャネルのチャネル特性を最初（すなわち初期値）はすべてのサブキャリアで１として取り扱う（同上）。

各ＭＩＭＯチャネルの合成信号３０１及び３１１に、チャネル推定の複素共役３０３及び３１３をそれぞれ乗算することで、チャネル補正することができる。

チャネル補正後の各ＭＩＭＯ合成信号３０４及び３１４は、復調器１０５及び１１５にそれぞれ入力される。各復調器１０５及び１１５からは、復調信号３０５及び３１５と、これに対応する変調点３０６及び３１６がそれぞれ出力される。

ここで、チャネル補正後の各ＭＩＭＯ合成信号３０４及び３１４をサブキャリア間で合計してパイロット・サブキャリアを平均して、まず各ＭＩＭＯチャネルに共通の残留周波数オフセットの推定量３２４とする。合成信号＃０及び＃１の残留周波数オフセットは共通なので、平均化してもキャンセルされない。

その上で、チャネル補正後の各ＭＩＭＯチャネルの合成信号（すなわち受信信号点）３０４及び３１４と各変調点３０６及び３１６の差（すなわち各変調点３０６及び３１６の複素共役３０６´及び３１６´との乗算）３０７及び３１７をサブキャリア間で合計して、各ＭＩＭＯチャネルで共通のサブキャリア位相の捩れ（データ・サブキャリアでの残留周波数オフセット及びタイミング・ドリフトによる位相のずれ）の推定値３２７を得る。

そして、各ＭＩＭＯチャネルに共通の残留周波数オフセットの推定量３２４と、各ＭＩＭＯチャネルで共通のサブキャリア位相の捩れの推定値３２７を統合して、各ＭＩＭＯチャネルに共通のサブキャリアの位相補正量３２８をサブキャリア毎に決定する。

決定された各サブキャリアの位相補正量３２８は各ＭＩＭＯチャネルに分配され、ＭＩＭＯチャネル毎に位相補正が行なわれる。すなわち、位相補正量３２８を現在のチャネル推定３０３及び３１３にそれぞれ反映させて（すなわち位相補正量だけ回転を与え）、これら位相補正後のチャネル推定３０９及び３１９を遅延させて、次のＯＦＤＭシンボルにおけるチャネル推定値３０９´及び３１９´とする。

図３に示した実施形態では、合成チャネルは正規化されており、各サブキャリアのチャネル・レスポンスを１として位相トラッキングを開始している。この変形例として、合成チャネル強度すなわち送受信アンテナ間のチャネル行列Ｈの固有値又は特異値λを振幅とした合成信号でもよい。

ＳＶＤ−ＭＩＭＯ方式では、ＭＩＭＯ受信機側において、チャネル行列Ｈを特異値分解してＵＤＶ^Hを求め、送信側のアンテナ重み係数行列としてＶを与えるとともに、受信側のアンテナ重み係数行列としてＵ^Hを与える。ここで得られる行列Ｄは各固有値λ_iの平方根を対角要素に持つ対角行列であり、各固有値λ_iはｉ番目のＭＩＭＯチャネルの通信品質に比例する。

図４には、合成チャネル強度を振幅とした合成信号を用いて残留周波数オフセット及びタイミング・ドリフトの補正を行なう場合の等化及び位相トラッキング部１０４及び１１４、残留オフセット推定部１２５の内部構成を詳細に示している。以下では、２本のＭＩＭＯチャネルの固有値又は特異値をそれぞれλ₀、λ₁とおく。

受信機側では、ＭＩＭＯ合成部１２３により受信信号（ｙ₀，ｙ₁）を合成して、２つの直交したＭＩＭＯチャネルに空間分離して合成信号（ｘ₀，ｘ₁）を得て、さらにλ₀、λ₁を対角要素とする対角行列を乗算して、合成信号λ₀ｘ₀及びλ₁ｘ₁を得る。

図３に示した実施形態では、各サブキャリアのチャネル・レスポンスの初期値を１としたが、ここではλ₀４０２及びλ₁４１２を初期値とする。

各ＭＩＭＯチャネルの合成信号λ₀ｘ₀４０１及びλ₁ｘ₁４１１に、チャネル推定の複素共役４０３及び４１３をそれぞれ乗算することで、チャネル補正する。

チャネル補正後の各ＭＩＭＯ合成信号４０４及び４１４は、復調器１０５及び１１５にそれぞれ入力される。各復調器１０５及び１１５からは、復調信号４０５及び４１５と、これに対応する変調点４０６及び４１６がそれぞれ出力される。

チャネル補正後の各ＭＩＭＯ合成信号３０４及び３１４をサブキャリア間で合計してパイロット・サブキャリアを平均して、まず各ＭＩＭＯチャネルに共通の残留周波数オフセットの推定量４２４とする。

その上で、チャネル補正後の各ＭＩＭＯチャネルの合成信号（すなわち受信信号点）４０４及び４１４と各変調点４０６及び４１６の差（すなわち各変調点４０６及び４１６の複素共役４０６´及び４１６´との乗算）４０７及び４１７をサブキャリア間で合計して、各ＭＩＭＯチャネルで共通のサブキャリア位相の捩れ（データ・サブキャリアでの残留周波数オフセット及びタイミング・ドリフトによる位相のずれ）の推定値４２７を得る。

そして、各ＭＩＭＯチャネルに共通の残留周波数オフセットの推定量４２４と、各ＭＩＭＯチャネルで共通のサブキャリア位相の捩れの推定値４２７を統合して、各ＭＩＭＯチャネルに共通のサブキャリアの位相補正量４２８をサブキャリア毎に決定する。

決定された各サブキャリアの位相補正量４２８は各ＭＩＭＯチャネルに分配され、ＭＩＭＯチャネル毎に位相補正が行なわれる。すなわち、位相補正量４２８を現在のチャネル推定４０３及び４１３にそれぞれ反映させて（すなわち位相補正量だけ回転を与え）、これら位相補正後のチャネル推定４０９及び４１９を遅延させて、次のＯＦＤＭシンボルにおけるチャネル推定値４０９´及び４１９´とする。

この実施形態では、合成チャネル強度λ₀及びλ₁を振幅とした合成信号を用いて推定を行なっていることから、得られた残留周波数オフセット並びにタイミング・ドリフトの推定値にＭＩＭＯチャネル毎の重みをつけて合成することができる。初期値の段階では｜λ₀｜²ｘ₀と｜λ₁｜²ｘ₁との合成となり、チャネル・レスポンスの２乗が重みとなる。

以上、特定の実施形態を参照しながら、本発明について詳解してきた。しかしながら、本発明の要旨を逸脱しない範囲で当業者が該実施形態の修正や代用を成し得ることは自明である。

本発明は、ＭＩＭＯ方式の通信システム、とりわけマルチキャリア方式のＭＩＯ通信システムの受信機に対し好適に適用することができ、その適用範囲はＶ−ＢＬＡＳＴなどのオープンループ方式、ＳＶＤ−ＭＩＭＯなどのクローズドループ方式の如何を問わない。

要するに、例示という形態で本発明を開示してきたのであり、本明細書の記載内容を限定的に解釈するべきではない。本発明の要旨を判断するためには、特許請求の範囲の記載を参酌すべきである。

図１は、本発明の一実施形態に係る無線通信装置の構成を模式的に示した図である。 図２は、等化及び位相トラッキング部１０４及び１１４、残留オフセット推定部１２５の内部構成を詳細に示した図である。 図３は、パイロット・サブキャリアの位相のずれやデータ・サブキャリアの受信信号点と変調点との位相差を複数の合成信号にわたって平均して位相補正量を推定する場合の、等化及び位相トラッキング部１０４及び１１４、残留オフセット推定部１２５の内部構成を詳細に示した図である。 図４は、合成チャネル強度を振幅とした合成信号を用いて残留周波数オフセット及びタイミング・ドリフトの補正を行なう場合の等化及び位相トラッキング部１０４及び１１４、残留オフセット推定部１２５の内部構成を詳細に示した図である。 図５は、チャネル補正後の各サブキャリアの位相を変調点と比較して残留周波数オフセットを推定する方法を説明するための図である。 図６は、チャネル補正後の各サブキャリアの位相を変調点との位相差の平均を残留周波数オフセットとして換算し、位相差の傾きがタイミング・ドリフトに換算する方法を説明するための図である。 図７は、ＭＩＭＯ通信システムの構成を概念的に示した図である。 図８は、位相空間（コンスタレーション）上でチャネル補正後のサブキャリアと変調点との比を３次元的に表した図である。 図９は、ＯＦＤＭシンボルが続くにつれてタイミング・ドリフトが累積して位相の捩れがさらに大きくなる様子を示した図である。 図１０は、周波数オフセットとタイミング・オフセットの両方の影響により、サブキャリア全体が一様に回転するとともに捩れる様子を示した図である。

符号の説明

１０２、１１２…周波数オフセット補正部（発振器）
１０３、１１３…フーリエ変換器
１０４、１１４…等化・位相トラッキング部
１０５、１１５…復調器
１２２…周波数誤差推定回路
１２３…ＭＩＭＯチャネル合成部
１２４…チャネル合成行列生成部
１２５…残留周波数オフセット推定部

Claims (18)

1. 複数のアンテナからの受信信号を合成して複数の論理チャネルの合成信号に分離する無線通信装置であって、
   前記複数のアンテナからの各受信信号の周波数オフセットによる位相補正量を推定して、受信信号の位相補正を行なう第１の位相補正手段と、
   前記第１の位相補正手段による位相補正後の各受信信号を合成して複数の論理チャネルの合成信号に分離する合成手段と、
   前記合成手段により合成された合成信号に基づいて、前記第１の位相補正手段による位相補正後に残留する周波数オフセットによる位相補正量を推定して、合成信号の位相補正を行なう第２の位相補正手段と、
   を具備することを特徴とする無線通信装置。
2. マルチキャリア伝送方式を適用する場合、前記第２の位相補正手段は、周波数オフセット及びタイミング・オフセットによる位相のずれを総合してサブキャリア毎の位相補正量を決定し、位相補正を行なう、
   ことを特徴とする請求項１に記載の無線通信装置。
3. 前記第２の位相補正手段は、各論理チャネルから推定される周波数オフセット及びタイミング・オフセットに基づいて論理チャネル毎に別々に位相補正量を決定して、論理チャネル毎に位相補正を行なう、
   ことを特徴とする請求項２に記載の無線通信装置。
4. 前記第２の位相補正手段は、各論理チャネルの合成信号から推定される周波数オフセット及びタイミング・オフセットを統合してすべての論理チャネルで共通の位相補正量を決定して、該位相補正量に基づいて論理チャネル毎に位相補正を行なう、
   ことを特徴とする請求項１に記載の無線通信装置。
5. 前記第２の位相補正手段は、論理チャネル毎に推定された周波数オフセット及びタイミング・オフセットを各論理チャネルのレスポンスに応じた重みを以って平均化する、
   ことを特徴とする請求項４に記載の無線通信装置。
6. 前記第２の位相補正手段は、周波数オフセット又はタイミング・オフセットを示す位相差をＩＱ平面上のベクトルとし、該ベクトルの大きさを重みとする平均値を求め、周波数オフセット又はタイミング・オフセットによる位相補正量を推定する、
   ことを特徴とする請求項２に記載の無線通信装置。
7. マルチキャリア伝送方式としてＯＦＤＭ変調を適用し、
   前記第２の位相補正手段は受信したＯＦＤＭ信号中のパイロット・サブキャリアを用いて周波数オフセットを推定する、
   ことを特徴とする請求項２に記載の無線通信装置。
8. マルチキャリア伝送方式としてＯＦＤＭ変調を適用し、
   前記第２の位相補正手段は受信したＯＦＤＭ信号を復調して、変調点と受信信号点との位相差に基づいて周波数オフセットを推定する、
   ことを特徴とする請求項２に記載の無線通信装置。
9. マルチキャリア伝送方式としてＯＦＤＭ変調を適用し、
   前記第２の位相補正手段は受信したＯＦＤＭ信号を復調して、変調点と受信信号点との位相差のサブキャリア間における回転に基づいてタイミング・オフセットを推定する、
   ことを特徴とする請求項２に記載の無線通信装置。
10. 複数のアンテナからの受信信号を合成して複数の論理チャネルの合成信号に分離する無線通信方法であって、
    前記複数のアンテナからの各受信信号の周波数オフセットによる位相補正量を推定して、受信信号の位相補正を行なう第１の位相補正ステップと、
    前記第１の位相補正ステップにおける位相補正後の各受信信号を合成して複数の論理チャネルの合成信号に分離する合成ステップと、
    前記合成ステップにおいて合成された合成信号に基づいて、前記第１の位相補正ステップにおける位相補正後に残留する周波数オフセットによる位相補正量を推定して、合成信号の位相補正を行なう第２の位相補正ステップと、
    を具備することを特徴とする無線通信方法。
11. マルチキャリア伝送方式を適用する場合、前記第２の位相補正ステップでは、周波数オフセット及びタイミング・オフセットによる位相のずれを総合してサブキャリア毎の位相補正量を決定し、位相補正を行なう、
    ことを特徴とする請求項１０に記載の無線通信方法。
12. 前記第２の位相補正ステップでは、各論理チャネルから推定される周波数オフセット及びタイミング・オフセットに基づいて論理チャネル毎に別々に位相補正量を決定して、論理チャネル毎に位相補正を行なう、
    ことを特徴とする請求項１１に記載の無線通信方法。
13. 前記第２の位相補正ステップでは、各論理チャネルの合成信号から推定される周波数オフセット及びタイミング・オフセットを統合してすべての論理チャネルで共通の位相補正量を決定して、該位相補正量に基づいて論理チャネル毎に位相補正を行なう、
    ことを特徴とする請求項１１に記載の無線通信方法。
14. 前記第２の位相補正ステップでは、論理チャネル毎に推定された周波数オフセット及びタイミング・オフセットを各論理チャネルのレスポンスに応じた重みを以って平均化する、
    ことを特徴とする請求項１１に記載の無線通信方法。
15. 前記第２の位相補正ステップでは、周波数オフセット又はタイミング・オフセットを示す位相差をＩＱ平面上のベクトルとし、該ベクトルの大きさを重みとする平均値を求め、周波数オフセット又はタイミング・オフセットによる位相補正量を推定する、
    ことを特徴とする請求項１１に記載の無線通信方法。
16. マルチキャリア伝送方式としてＯＦＤＭ変調を適用し、
    前記第２の位相補正ステップでは受信したＯＦＤＭ信号中のパイロット・サブキャリアを用いて周波数オフセットを推定する、
    ことを特徴とする請求項１１に記載の無線通信方法。
17. マルチキャリア伝送方式としてＯＦＤＭ変調を適用し、
    前記第２の位相補正ステップでは受信したＯＦＤＭ信号を復調して、変調点と受信信号点との位相差に基づいて周波数オフセットを推定する、
    ことを特徴とする請求項１１に記載の無線通信方法。
18. マルチキャリア伝送方式としてＯＦＤＭ変調を適用し、
    前記第２の位相補正ステップでは受信したＯＦＤＭ信号を復調して、変調点と受信信号点との位相差のサブキャリア間における回転に基づいてタイミング・オフセットを推定する、
    ことを特徴とする請求項１１に記載の無線通信方法。
    

Images