JP2007110333A

JP2007110333A - チャンネル推定補正を行うｏｆｄｍ受信装置

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Publication number: JP2007110333A
Application number: JP2005297863A
Authority: JP
Inventors: Takayuki Nakagawa; 孝之中川; Tetsuomi Ikeda; 哲臣池田; Shinichi Suzuki; 慎一鈴木; Hiroyuki Furuta; 浩之古田
Original assignee: Nippon Hoso Kyokai NHK; Japan Broadcasting Corp
Current assignee: Japan Broadcasting Corp
Priority date: 2005-10-12
Filing date: 2005-10-12
Publication date: 2007-04-26
Anticipated expiration: 2025-10-12
Also published as: JP4734080B2

Abstract

【課題】コンスタレーションが回転・伸縮した場合に、コンスタレーションを補正して誤り率特性の劣化を抑えることが可能なＯＦＤＭ受信装置を提供する。
【解決手段】ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ受信機１００は、ＯＦＤＭシンボル毎にパイロットキャリアのチャンネル等化結果に対してもう１度チャンネル推定を行い、補正値を求める。すなわち、従来法によりチャンネル等化を行ったパイロットキャリアのコンスタレーション上におけるシンボル点と、本来のあるべきシンボル点との間の比（誤差）を検出し、これから全てのサブキャリアについての誤差を補間処理により求めて補正値とする。そして、従来法により推定したチャンネル応答にこの補正値を掛けることにより、チャンネル応答を補正する。
【選択図】図１

Description

本発明は、デジタル信号の伝送に係わり、特に、直交周波数分割多重伝送方式（ＯＦＤＭ（ＯｒｔｈｏｇｏｎａｌＦｒｅｑｕｅｎｃｙＤｉｖｉｓｉｏｎＭｕｌｔｉｐｌｅｘ）伝送方式）におけるチャンネル等化技術に関する。

直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）方式は、マルチパスに対して強いことから、地上デジタル放送や番組素材伝送等の広帯域移動体伝送の分野で広く用いられている。ＯＦＤＭ方式では、周波数軸上に等間隔に配置した複数のサブキャリアに、送信したいデータを割り振り、この割り振られたデータに応じて個々のサブキャリアを位相変調（ＰＳＫ）や直交振幅変調（ＱＡＭ）等によりマッピングし、これを逆フーリエ変換（ＩＤＦＴ、その高速版がＩＦＦＴ）して時間軸の情報（有効シンボル）を生成する。

ＯＦＤＭ方式の大きな特徴は、有効シンボルの前にマルチパス対策のためのガード信号を付加することにある。ガード信号は、有効シンボルの後ろの部分をコピーしたものである。このようなガード信号を付加することにより、ガード信号と有効シンボルとのつながりが連続になる。マルチパスが存在する場合、ガード信号の期間は前の無関係な有効シンボルが重なり合うためシンボル間干渉を起こしてしまうが、有効シンボルの期間は、自分自身の分身であるガード信号が重なり合うため、シンボル間干渉が起こらない。このため、有効シンボルを抜き出してチャンネル等化することにより、送信信号を再現することができる。

一般に、チャンネル等化方法は、送信機が既知の信号を送信し、受信機がその信号を受信し、当該受信信号からチャンネル応答を推定し、その逆特性を受信信号に掛けて等化するものである。この既知信号を送信信号に挿入する方法として、特定のサブキャリア（パイロットキャリア）を既知信号の情報で変調することが行われる。例えば、非特許文献１の地上デジタル放送の伝送方式では、４ＯＦＤＭシンボル周期で埋め込まれたスキャッタードパイロット（ＳＰ）と呼ばれるパイロットキャリアをチャンネル推定のために用いる。また、非特許文献２の番組素材伝送用の方式では、高速な移動伝送に対応するため、ＯＦＤＭシンボル毎に同じ位置に埋め込まれたコンティニュアルパイロット（ＣＰ）と呼ばれるパイロットキャリアをチャンネル推定のために用いる。

一方、送信アンテナと受信アンテナを複数用いて同じ周波数で異なる情報を伝送するＭＩＭＯ（ＭｕｌｔｉｐｌｅＩｎｐｕｔＭｕｌｔｉｐｌｅＯｕｔｐｕｔ）伝送方式が近年盛んに研究されている。このＭＩＭＯの変調方式にＯＦＤＭ方式を用いることにより、マルチパスに強いＭＩＭＯ伝送方式を実現することができる。この場合のチャンネル推定は、送信機が、当該送信機毎に異なる固有の既知信号をパイロットキャリアに時分割多重して伝送し（特許文献１を参照）、または符号分割多重して伝送し（特許文献２を参照）、受信機が多重を解くことにより、各々固有の既知信号のチャンネル応答を求めることが行われる。

ＡＲＩＢ−ＳＴＤＢ３１、「地上デジタルテレビジョン放送の伝送方式」ＡＲＩＢ−ＳＴＤＢ３３、「テレビジョン放送番組素材伝送用可搬形ＯＦＤＭ方式デジタル無線伝送システム」特開２００５−５７６５０号公報特開２００５−１２４１２５号公報

送信及び受信が１対向であるＳＩＳＯ（ＳｉｎｇｌｅＩｎｐｕｔＳｉｎｇｌｅＯｕｔｐｕｔ）−ＯＦＤＭシステムにおいて、チャンネル推定を１つのＯＦＤＭシンボルのパイロットキャリアのみを用いて行うと、パイロットキャリアに加わっている雑音成分も含めてチャンネル応答とみなしてしまう。このため、特にＳＮ比が小さい場合は、チャンネル等化によりデータが誤って等化され、誤り率が劣化する恐れがある。その対処法として、数ＯＦＤＭシンボル分のパイロットキャリアの値を平均化する等してチャンネル推定を行う。これにより、雑音成分を抑圧することができる。

一方、ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭシステムにおいて、各送信機の固有の既知信号がパイロットキャリアに時分割多重されている場合は、当該送信機の既知信号が時分割多重されたＯＦＤＭシンボルの時しかチャンネル推定が行えない。このため、次のチャンネル推定が行えるまでのＯＦＤＭシンボル期間中は、そのチャンネル推定により得られた同じチャンネル応答行列を用いてチャンネル等化を行わなければならない。また、各送信機の固有の既知信号がパイロットキャリアに符号分割多重されている場合は、通常複数のＯＦＤＭシンボルに渡って符号分割多重されているので、符号分割多重を解くときにも複数のＯＦＤＭシンボルを必要とする。

このように、複数のＯＦＤＭシンボルから求めたチャンネル応答を用いて個々のＯＦＤＭシンボルのチャンネル等化を行う場合や、一つのＯＦＤＭシンボルから求めたチャンネル応答を用いて複数のＯＦＤＭシンボルのチャンネル等化を行う場合は、その複数のＯＦＤＭシンボルの間で、チャンネルの状況（伝搬環境）を同一とみなすことができるのが前提である。また、自動周波数調整ＡＦＣ（ＡｕｔｏｍａｔｉｃＦｒｅｑｕｅｎｃｙＣｏｎｔｒｏｌ）により受信側で送信側の周波数・位相の追従が正しく行われていることが前提である。これらの前提が満たされなかった場合は、チャンネル等化されたＯＦＤＭ信号のコンスタレーションが、図９に示すように回転・伸縮してしまい、誤り率の劣化につながるという問題が生じる。

そこで、本発明は、かかる問題を解決するためになされたものであり、その目的は、コンスタレーションが回転・伸縮した場合に、コンスタレーションを補正して誤り率特性の劣化を抑えることが可能なＯＦＤＭ受信装置を提供することにある。また、本発明の他の目的は、ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭシステムにおいて、時分割多重や符号分割多重の多重数が大きくなった場合に、信号処理によりコンスタレーションを補正して誤り率特性の劣化を抑え、結果として多重数を大きくすることが可能なＯＦＤＭ受信装置を提供することにある。

〔本発明の原理〕
上記の問題は、チャンネル推定の結果であるチャンネル応答が、それを作用させて等化する個々のＯＦＤＭシンボルに対して適切に求められていないことに起因する。本発明は、以下に示すようにチャンネル推定結果（チャンネル応答）を補正することにより、上記問題を解決する。本発明は、図１０に示すように、複数のＯＦＤＭシンボルで１度チャンネル推定を行い（ステップＳ１００１）、ＯＦＤＭシンボル毎に既知情報で変調されたパイロットキャリアが存在するか否かにより（ステップＳ１００２）、２つの補正機能（第１及び第２の機能と第３の機能）に大別され、ＯＦＤＭシンボル毎に既知情報で変調されたパイロットキャリアが存在する場合は、さらに２つ（第１の機能と第２の機能）に分類される（ステップＳ１００３〜１００５）。そして、ステップ１００３〜１００５により求めた補正値を用いて、ステップ１００１のチャンネル推定結果を補正する（ステップＳ１００６）。

第１の補正機能（ステップＳ１００３）は、ＯＦＤＭシンボル毎にパイロットキャリアのチャンネル等化結果に対してもう１度チャンネル推定を行い、補正値を求める。すなわち、従来法によりチャンネル等化を行ったパイロットキャリアのコンスタレーション上におけるシンボル点と、本来のあるべきシンボル点との間の比（誤差）を検出し、これから全てのサブキャリアについての誤差を補間処理により求めて補正値とする。そして、従来法により推定したチャンネル応答にこの補正値を掛けることにより、チャンネル応答を補正する。この利点は、周波数軸上でパイロットキャリア間隔毎の細かなチャンネル推定ずれを補正することができることにある。

第２の補正機能（ステップＳ１００４）は、ＯＦＤＭシンボル毎に隣接するサブキャリアでグループを作り、グループ内でパイロットキャリアのチャンネル等化結果について既知シンボル点との比（誤差）を平均して補正値を求める。サブキャリアのグループ化では、図１１に示すように、全てのサブキャリアで１つのグループ、または隣接する複数のサブキャリアを単位に複数のグループを作る。この補正機能では、グループ内で共通のチャンネル推定ずれを補正することができるので、グループ内のサブキャリア数を少なくした方が周波数軸上での細かなチャンネル推定ずれを補正することができる。但し、後述するように、チャンネル推定ずれを検出するためにグループ内のパイロットキャリアで平均化する必要があるので、グループ内にパイロットキャリアが多数あることが望ましい。また、周波数ずれや位相雑音が原因で起きるチャンネル推定ずれは全サブキャリアで共通の値となるので、伝搬環境が変動して周波数軸上で細かいチャンネル推定ずれが起きる場合を除き、全てのサブキャリアで１つのグループを作ることにより十分に適用することができる。この補正機能では、処理が比較的簡単であることに加えて、等化結果はノイズ強調されることがない。

第３の補正機能（ステップＳ１００５）は、ＯＦＤＭシンボル毎に既知情報で変調されたパイロットキャリアが存在しない場合の機能であり、ＯＦＤＭシンボル毎にＴＭＣＣ（ＴｒａｎｓｍｉｓｓｉｏｎａｎｄＭｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇＣｏｎｆｉｇｕｌａｔｉｏｎＣｏｎｔｒｏｌ）等の変調多値数の小さいサブキャリアのチャンネル等化結果に対して硬判定を行い、等化結果と硬判定結果との間の比（誤差）をサブキャリアのグループ内で平均して補正値を求める。このようなサブキャリアの数は一般に少ないので、実質的にこのようなサブキャリア全てについて平均化して補正値を求めることになる。

〔数式による説明〕
本発明の原理について、送信２系統及び受信４系統のＭＩＭＯ−ＯＦＤＭシステムを例に数式を用いて説明する。ｉ番目のサブキャリアに関して、Ｙ_ｉを受信信号ベクトル、Ｘ_ｉを送信信号ベクトル、Ｈ_ｉをチャンネル応答行列、Ｎ_ｉを雑音ベクトルとすると、このシステムは（１）式のように数式表現することができる。

但し、

ここで、ベクトル及び行列の各要素は以下のとおりである。Ｙ_ｉについて、ｙ_１ｉは受信機１の受信信号、ｙ_２ｉは受信機２の受信信号、ｙ_３ｉは受信機３の受信信号、ｙ_４ｉは受信機４の受信信号を示す。Ｈ_ｉについて、ｈ_ｊｋｉは受信機ｊと送信機ｋとの間のチャンネル応答を示す。Ｘ_ｉについて、Ｘ_１ｉは送信機１の送信信号、Ｘ_２ｉは送信機２の送信信号を示す。Ｎ_ｉについて、ｎ_１ｉは受信信号１の雑音成分、ｎ_２ｉは受信信号２の雑音成分、ｎ_３ｉは受信信号３の雑音成分、ｎ_４ｉは受信信号４の雑音成分を示す。

チャンネル推定が正しく行われた場合（Ｈ_ｉが正しく推定できた場合）には、（１）式にＨ_ｉ ^−１を左から掛けることにより、チャンネル等化を行うことができる。チャンネル等化結果は、（２）式のとおりである。ここで、（２）式の右辺第２項は、等化で残った雑音成分である。

複数のＯＦＤＭシンボルから得たチャンネル推定結果（チャンネル応答行列）を、個々のＯＦＤＭシンボルのチャンネル等化に用いる場合や、その逆に一つのＯＦＤＭシンボルから得たチャンネル推定結果を複数のＯＦＤＭシンボルのチャンネル等化に用いる場合等、チャンネル推定結果に誤差があるときは、（２）式のようなチャンネル等化を行うことができない。送信機１に対するチャンネル応答のずれをΔｈ_１ｉ、送信機２に対するチャンネル応答のずれをΔｈ_２ｉとし、チャンネル応答行列が、

に推定されたとすると、その逆行列を（１）式に左から掛けたチャンネル等化結果は、（４）式のようになり、コンスタレーション上のシンボル点がずれてしまう。

ここで、チャンネル応答行列Ｈ_ｉの逆行列の要素を（５）式のように表すと、（４）式の各要素は、（６−１）式及び（６−２）式のようになる。

本発明による第１及び第２の補正機能では、パイロットキャリアを用いてこのΔｈ_１ｉ、Δｈ_２ｉを検出する。パイロットキャリアについてはその値ｘ_１ｉ、ｘ_２ｉが既知なので、（６−１）式及び（６−２）式をそれぞれｘ_１ｉ、ｘ_２ｉで割り算する。

推定したチャンネル応答行列に補正値を対角要素とする（９−１）式及び（９−２）式の対角行列（補正値行列）を右から掛けることにより、（１０−１）式及び（１０−２）式のように、ほぼ正しいチャンネル応答行列を得ることができる。そして、（１０−１）式及び（１０−２）式により補正されたチャンネル応答行列をＺＦ（ｚｅｒｏＦｏｒｃｉｎｇ）やＭＬＤ（ＭａｘｉｍｕｍＬｉｋｅｌｉｈｏｏｄＤｅｔｅｃｔｉｏｎ）に用いることにより、チャンネル推定が正しく行われた場合に近い復調結果を得ることができる。
（第１の補正機能について）

（第２の補正機能及び第３の補正機能について）

（第１の補正機能について）

（第２の補正機能及び第３の補正機能について）

（第１の補正機能について）

（第２の補正機能及び第３の補正機能について）

このように、本発明をＭＩＭＯ−ＯＦＤＭに適用できることが数式により確認することができる。

そこで、本発明によるＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ受信機は、前記補正機能１を実現するものであり、ＯＦＤＭシンボルを用いて推定したチャンネル応答行列により、ＯＦＤＭシンボルをチャンネル等化するＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ受信機において、既知情報により変調したパイロットキャリアの受信信号ベクトルと、該受信信号ベクトルから推定したチャンネル応答行列とを用いてチャンネル等化を行い、チャンネル等化結果を出力する等化手段と、前記パイロットキャリアの既知情報を記憶する記憶手段と、前記等化手段により出力されたチャンネル等化結果の要素を、前記記憶手段から読み出したパイロットキャリアの既知情報の要素で除算して補正値をそれぞれ求める補正値計算手段と、該補正値計算手段により求めた補正値を対角要素とした対角行列を生成し、前記受信信号ベクトルから推定したチャンネル応答行列に該対角行列を乗算し、チャンネル応答行列を補正する補正手段とを備えたことを特徴とする。

また、本発明によるＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ受信機は、前記補正機能２を実現するものであり、前記補正値計算手段が、隣接する複数のパイロットキャリアをグループ化し、前記等化手段により出力されたチャンネル等化結果の要素を、前記記憶手段から読み出したパイロットキャリアの既知情報の要素で除算して除算結果をそれぞれ求め、該パイロットキャリア毎に求めた除算結果を、前記グループ毎に平均して補正値をそれぞれ求めることを特徴とする。

また、本発明によるＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ受信機は、前記補正機能３を実現するものであり、ＯＦＤＭシンボルを用いて推定したチャンネル応答行列により、ＯＦＤＭシンボルをチャンネル等化するＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ受信機において、変調多値数の小さいサブキャリアの受信信号ベクトルと、該受信信号ベクトルから推定したチャンネル応答行列とを用いてチャンネル等化を行い、チャンネル等化結果を出力する等化手段と、該等化手段により出力されたチャンネル等化結果を硬判定し、該硬判定等化結果を出力する硬判定手段と、隣接する前記サブキャリアをグループ化し、前記等化手段により出力されたチャンネル等化結果の要素を、前記硬判定手段により出力された硬判定等化結果の要素で除算して除算結果をそれぞれ求め、該サブキャリア毎に求めた除算結果を、前記グループ毎に平均して補正値をそれぞれ求める補正値計算手段と、該補正値計算手段により求めた補正値を対角要素とした対角行列を生成し、前記受信信号ベクトルから推定したチャンネル応答行列に該対角行列を乗算し、チャンネル応答行列を補正する補正手段とを備えたことを特徴とする。

本発明によれば、パイロットキャリアの既知情報、または変調多値数の小さいサブキャリアを硬判定した等化結果を用いて補正値を求め、当該補正値によりチャンネル応答を補正するようにしたから、ＯＦＤＭシンボルに対して適切なチャンネル応答を求めることができる。したがって、コンスタレーションが回転・伸縮した場合に、コンスタレーションを補正して誤り率特性の劣化を抑えることが可能となる。また、ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭシステムにおいて、コンスタレーションを補正して誤り率特性の劣化を抑えることができるから、結果として時分割多重や符号分割多重の多重数を大きくすることが可能となる。

以下、本発明の実施の形態について図面を参照して詳細に説明する。本発明の実施例１〜３は、送信２系統及び受信４系統のＭＩＭＯ−ＯＦＤＭシステムに適用した受信機の例であり、実施例４〜６は、送信及び受信が１対向のＳＩＳＯ−ＯＦＤＭシステムに適用した受信機の例である。また、実施例１，４は前述の第１の補正機能を、実施例２，５は第２の補正機能を、実施例３，６は第３の補正機能をそれぞれ実現する。いずれの実施例も、受信機に備えたチャンネル推定補正回路が、チャンネル推定結果であるチャンネル応答を補正することにより、コンスタレーションの補正を実現し、誤り率特性の劣化を抑えるものである。

尚、実施例１〜６を説明するための図１〜６に示す変数は、前述した課題を解決するための手段で用いたものと一致している。また、共通する手段のブロックには同じ番号を付けてある。

まず、実施例１について説明する。この実施例１は、第１の補正機能を送信２系統及び受信４系統のＭＩＭＯ−ＯＦＤＭシステムに適用した例である。図１は、本発明による実施例１のＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ受信機に備えたチャンネル推定補正回路の全体ブロック図である。このＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ受信機１００は、チャンネル推定手段６及びチャンネル推定補正回路１を備えている。

この補間処理は、サブキャリアの補正値を、その近くのパイロットキャリアの補正値を用いて直線近似または多項式近似により計算する処理をいう。具体的には、補正値行列計算手段３は、パイロットキャリア以外のサブキャリアの補正値を予めゼロとしておいて、周波数軸上に並んだサブキャリアの順番でローパスフィルタ（デジタルフィルタ）に対し補正値を入力し、その出力として全てのサブキャリアについての補正値を得る。この場合、補正値行列計算手段３の出力である全てのサブキャリアについての補正値は、パイロットキャリアの補正値に基づいて計算された滑らに変動する値となる。

このように、実施例１のＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ受信機１００によれば、チャンネル推定補正回路１が、全てのサブキャリアに関して補正処理を行うようにしたから、周波数軸上においてパイロットキャリア間隔毎の細かなチャンネル推定のずれを補正することができる。これにより、コンスタレーションが回転・伸縮した場合には、コンスタレーションを補正し、誤り率特性の劣化を抑えることができる。また、時分割多重または符号分割多重の多重数を大きくすることができる。

次に、実施例２について説明する。この実施例２は、第２の補正機能を送信２系統及び受信４系統のＭＩＭＯ−ＯＦＤＭシステムに適用した例である。図２は、本発明による実施例２のＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ受信機に備えたチャンネル推定補正回路の全体ブロック図である。このＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ受信機２００は、チャンネル推定回路６及びチャンネル推定補正回路７を備えている。

このように、実施例２のＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ受信機２００によれば、チャンネル推定補正回路７が、サブキャリアのグループ毎に平均の補正値を求め、そのグループ毎に補正処理を行うようにしたから、グループ内における共通のチャンネル推定のずれを補正することができる。これにより、コンスタレーションが回転・伸縮した場合には、コンスタレーションを補正し、誤り率特性の劣化を抑えることができる。また、時分割多重または符号分割多重の多重数を大きくすることができる。

次に、実施例３について説明する。この実施例３は、第３の補正機能を送信２系統及び受信４系統のＭＩＭＯ−ＯＦＤＭシステムに適用した例である。図３は、本発明による実施例３のＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ受信機に備えたチャンネル推定補正回路の全体ブロック図である。このＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ受信機３００は、チャンネル推定手段６及びチャンネル推定補正回路１０を備えている。

ここで、チャンネル等化手段１１は、ＴＭＣＣやＢＰＳＫ等の変調多値数の小さい変調方式で送信されるサブキャリアの番号を予め認識しており、当該サブキャリアの番号により、チャンネル等化を行うサブキャリアを特定する。

ここで、硬判定手段１４は、等化結果を硬判定することにより、受信信号に対して変調方式が予めわかっているシンボル点のうち最も近いシンボル点Ｘ_ｉを特定する。

このように、実施例３のＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ受信機３００によれば、チャンネル推定補正回路１０が、ＴＭＣＣ等の変調多値数の小さいサブキャリアのチャンネル等化結果に対して硬判定を行い、補正値を求めて補正処理を行うようにしたから、パイロットキャリアが存在しない場合であっても、チャンネル推定のずれを補正することができる。これにより、コンスタレーションが回転・伸縮した場合には、コンスタレーションを補正し、誤り率特性の劣化を抑えることができる。また、時分割多重または符号分割多重の多重数を大きくすることができる。

以上、実施例１〜３は、第１〜３の補正機能をＭＩＭＯ−ＯＦＤＭシステムにそれぞれ適用した例であるが、これらの補正機能を、送信及び受信が１対向のＳＩＳＯ−ＯＦＤＭシステムにも適用することができる。以下、第１〜第３の補正機能をＳＩＳＯ−ＯＦＤＭシステムに適用した場合について、数式を用いて説明する。

〔ＳＩＳＯ−ＯＦＤＭシステムにおける補正機能の説明〕
ｉ番目のサブキャリアに関して、ｘ_ｉを送信信号、ｙ_ｉを受信信号、ｈ_ｉをチャンネル応答、ｎ_ｉを雑音成分とすると、このシステムは（１２）式のように数式表現することができる。

チャンネル推定が正しく行われた場合（Ｈ_ｉが正しく推定できた場合）には、（１２）式の両辺をｈ_ｉで割ることにより、チャンネル等化を行うことができる。チャンネル等化結果は、（１３）式のとおりである。ここで、（１３）式の右辺第２項は、等化で残った雑音成分である。

複数のＯＦＤＭシンボルから得たチャンネル推定結果（チャンネル応答）を個々のＯＦＤＭシンボルのチャンネル等化に用いる場合や、その逆に一つのＯＦＤＭシンボルから得たチャンネル推定結果を複数のＯＦＤＭシンボルのチャンネル等化に用いる場合等、チャンネル推定結果に誤差があるときは、（１３）式のようなチャンネル等化を行うことができない。本来ｈ_ｉであるはずのチャンネル応答のずれをΔｈ_ｉとし、チャンネル応答が、

第１及び第２の補正機能では、パイロットキャリアを用いてこのΔｈ_ｉを検出する。パイロットキャリアについてはその値ｘ_ｉが既知なので、（１５）式をｘ_ｉで割り算する。

ここで、Ｅ［ｃ_ｉ］はｃ_ｉの期待値を示す。（１７）式の右辺の第２項は、独立な確率変数の割り算の期待値なので、その期待値は各々の期待値の割り算になる。ここで、雑音成分ｎ_ｉの期待値はゼロであり、ｈ_ｉとｘ_ｉの期待値は非ゼロであるので、（１７）式の右辺の第２項は結局ゼロになる。したがって、グループ内で共通の補正値は、

になる。

第３の補正機能では、シンボル毎に既知情報で変調されたパイロットキャリアが存在しないので、ＴＭＣＣ等の変調多値数が小さい特定のサブキャリアについての等化結果である（１５）式を硬判定し、Ｘ_ｉとおく。この場合も、Δｈ_ｉが複数サブキャリアから成るグループ単位で共通のΔｈであることを前提として、第２の補正機能と同様にグループ内で共通の補正値を（１６）〜（１８）式により求める。

推定したチャンネル応答に補正値を掛けることにより、（１９−１）式及び（１９−２）式のようにほぼ正しいチャンネル応答を得ることができるので、（１９−１）式及び（１９−２）式により補正されたチャンネル応答をＺＦやＭＬＤ等の復調方法に用いることにより、チャンネル推定が正しく行われた場合に近い復調結果を得ることができる。
（第１の補正機能について）

（第２、第３の補正機能について）

（第１の補正機能に対して）

（第２、第３の補正機能に対して）

以下、第１〜３の補正機能を、送信及び受信が１対向のＳＩＳＯ−ＯＦＤＭシステムに適用した受信機の例について説明する。

まず、実施例４について説明する。この実施例４は、第１の補正機能を送信及び受信が１対向のＳＩＳＯ−ＯＦＤＭシステムに適用した例である。図４は、本発明による実施例４のＳＩＳＯ−ＯＦＤＭ受信機に備えたチャンネル推定補正回路の全体ブロック図である。このＳＩＳＯ−ＯＦＤＭ受信機４００は、チャンネル推定手段２０及びチャンネル推定補正回路１５を備えている。

ここで、補間処理は、実施例１に示したものと同様である。

このように、実施例４のＳＩＳＯ−ＯＦＤＭ受信機４００によれば、チャンネル推定補正回路１５が、全てのサブキャリアに関して補正処理を行うようにしたから、周波数軸上においてパイロットキャリア間隔毎の細かなチャンネル推定のずれを補正することができる。これにより、コンスタレーションが回転・伸縮した場合には、コンスタレーションを補正し、誤り率特性の劣化を抑えることができる。

次に、実施例５について説明する。この実施例５は、第２の補正機能を送信及び受信が１対向のＳＩＳＯ−ＯＦＤＭシステムに適用した例である。図５は、本発明による実施例５のＳＩＳＯ−ＯＦＤＭ受信機に備えたチャンネル推定補正回路の全体ブロック図である。このＳＩＳＯ−ＯＦＤＭ受信機５００は、チャンネル推定手段２０及びチャンネル推定補正回路２１を備えている。

このように、実施例５のＳＩＳＯ−ＯＦＤＭ受信機５００によれば、チャンネル推定補正回路２１が、サブキャリアのグループ毎に平均の補正値を求め、そのグループ毎に補正処理を行うようにしたから、グループ内における共通のチャンネル推定のずれを補正することができる。これにより、コンスタレーションが回転・伸縮した場合には、コンスタレーションを補正し、誤り率特性の劣化を抑えることができる。

次に、実施例６について説明する。この実施例６は、第３の機能を送信及び受信が１対向のＳＩＳＯ−ＯＦＤＭシステムに適用した例である。図６は、本発明による実施例６のＳＩＳＯ−ＯＦＤＭ受信機に備えたチャンネル推定補正回路の全体ブロック図である。このＳＩＳＯ−ＯＦＤＭ受信機６００は、チャンネル推定手段２０及びチャンネル推定補正回路２４を備えている。

ここで、チャンネル等化手段２５は、実施例３に示したチャンネル等化手段１１のように、変調多値数の小さい変調方式で送信されるサブキャリアの番号を予め認識しており、当該サブキャリアの番号により、チャンネル等化を行うサブキャリアを特定する。

ここで、硬判定手段２８は、実施例３に示した硬判定手段１４のように、受信信号に対して変調方式が予めわかっているシンボル点のうち最も近いシンボル点ｘ_ｉを特定する。

このように、実施例６のＳＩＳＯ−ＯＦＤＭ受信機６００によれば、チャンネル推定補正回路２４が、ＴＭＣＣ等の変調多値数の小さいサブキャリアのチャンネル等化結果に対して硬判定を行い、補正値を求めて補正処理を行うようにしたから、パイロットキャリアが存在しない場合であっても、チャンネル推定のずれを補正することができる。これにより、コンスタレーションが回転・伸縮した場合には、コンスタレーションを補正し、誤り率特性の劣化を抑えることができる。

以上説明したように、実施例１〜６によれば、数式の上でも個々のＯＦＤＭシンボルに対して適切なチャンネル応答行列またはチャンネル応答を求めることができる。図７及び図８は、送信２系統及び受信４系統のＭＩＭＯ−ＯＦＤＭシステムに適用した場合のコンスタレーションの例を示す。図７は、従来法により４つのＯＦＤＭシンボルを用いたチャンネル推定によりチャンネル等化を行った場合のコンスタレーションの例であり、図８は、全サブキャリアで１つにグループ化した本発明を適用し、チャンネル推定を補正してチャンネル等化を行った場合のコンスタレーションの例である。図７及び図８における（ａ）は、受信機に対し送信機１の周波数を＋１ｋＨｚオフセットさせた場合、（ｂ）は、受信機に対し送信機２の周波数を−１ｋＨｚオフセットさせた場合のそれぞれのコンスタレーションの例である。図中のＭＥＲ（ＭｏｄｕｒａｔｉｏｎＥｒｒｏｒＲａｔｉｏ）は、コンスタレーション上において雑音成分により受信シンボル点が本来のシンボル点からどれだけ離れているかを示すパラメータであり、この値が大きいほど誤り率が向上する。図７及び図８を比較すると、図８に示したように、本発明の適用によりコンスタレーションの回転がＳＮ比の劣化なしに補正されていること、及びＭＥＲが改善されていることが確認できる。

以上、実施例を挙げて本発明を説明したが、本発明は上記実施例１〜６に限定されるものではなく、その技術思想を逸脱しない範囲で種々変形可能である。例えば、実施例１〜３は、送信２系統及び受信４系統のＭＩＭＯ−ＯＦＤＭシステムに適用する例であるが、送信系統数及び受信系統数はこれに限定されるものではない。ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭシステムには送信系統数及び受信系統数の組み合わせが無数に存在するが、実施例１〜３を応用して、送信信号ベクトル、受信信号ベクトル、チャンネル応答行列、補正値行列等の要素を拡張することにより、送信系統数２及び受信系統数４の他にも任意の系統数のシステムに適用することができる。

本発明による実施例１のＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ受信機に備えたチャンネル推定補正回路の全体ブロック図である。本発明による実施例２のＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ受信機に備えたチャンネル推定補正回路の全体ブロック図である。本発明による実施例３のＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ受信機に備えたチャンネル推定補正回路の全体ブロック図である。本発明による実施例４のＳＩＳＯ−ＯＦＤＭ受信機に備えたチャンネル推定補正回路の全体ブロック図である。本発明による実施例５のＳＩＳＯ−ＯＦＤＭ受信機に備えたチャンネル推定補正回路の全体ブロック図である。本発明による実施例６のＳＩＳＯ−ＯＦＤＭ受信機に備えたチャンネル推定補正回路の全体ブロック図である。送信及び受信の周波数ずれにより傾いたコンスタレーションの従来例を示す図である。傾きが補正されたコンスタレーションの例を示す図である。コンスタレーションの回転・伸縮の例を示す図である。本発明の補正機能及びフローチャートを示す図である。サブキャリアのグループ化を説明する図である。

符号の説明

１，７，１０，１５，２１，２４チャンネル推定補正回路
２，１６パイロットキャリア等化手段
３，８，１２補正値行列計算手段
４，９，１３チャンネル応答行列補正手段
５，１９パイロット情報記憶手段
６，２０チャンネル推定手段
１１，２５チャンネル等化手段
１４，２８硬判定手段
１７，２２，２６補正値計算手段
１８，２３，２７チャンネル応答補正手段
１００，２００，３００ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ受信機
４００，５００，６００ＳＩＳＯ−ＯＦＤＭ受信機

Claims

ＯＦＤＭシンボルを用いて推定したチャンネル応答行列により、ＯＦＤＭシンボルをチャンネル等化するＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ受信機において、
既知情報により変調したパイロットキャリアの受信信号ベクトルと、該受信信号ベクトルから推定したチャンネル応答行列とを用いてチャンネル等化を行い、チャンネル等化結果を出力する等化手段と、
前記パイロットキャリアの既知情報を記憶する記憶手段と、
前記等化手段により出力されたチャンネル等化結果の要素を、前記記憶手段から読み出したパイロットキャリアの既知情報の要素で除算して補正値をそれぞれ求める補正値計算手段と、
該補正値計算手段により求めた補正値を対角要素とした対角行列を生成し、前記受信信号ベクトルから推定したチャンネル応答行列に該対角行列を乗算し、チャンネル応答行列を補正する補正手段とを備えたことを特徴とするＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ受信機。
前記補正値計算手段は、隣接する複数のパイロットキャリアをグループ化し、前記等化手段により出力されたチャンネル等化結果の要素を、前記記憶手段から読み出したパイロットキャリアの既知情報の要素で除算して除算結果をそれぞれ求め、該パイロットキャリア毎に求めた除算結果を、前記グループ毎に平均して補正値をそれぞれ求めることを特徴とする請求項１に記載のＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ受信機。
ＯＦＤＭシンボルを用いて推定したチャンネル応答行列により、ＯＦＤＭシンボルをチャンネル等化するＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ受信機において、
変調多値数の小さいサブキャリアの受信信号ベクトルと、該受信信号ベクトルから推定したチャンネル応答行列とを用いてチャンネル等化を行い、チャンネル等化結果を出力する等化手段と、
該等化手段により出力されたチャンネル等化結果を硬判定し、該硬判定等化結果を出力する硬判定手段と、
隣接する前記サブキャリアをグループ化し、前記等化手段により出力されたチャンネル等化結果の要素を、前記硬判定手段により出力された硬判定等化結果の要素で除算して除算結果をそれぞれ求め、該サブキャリア毎に求めた除算結果を、前記グループ毎に平均して補正値をそれぞれ求める補正値計算手段と、
該補正値計算手段により求めた補正値を対角要素とした対角行列を生成し、前記受信信号ベクトルから推定したチャンネル応答行列に該対角行列を乗算し、チャンネル応答行列を補正する補正手段とを備えたことを特徴とするＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ受信機。