JP2007081908A - 通信装置及び通信システム - Google Patents

Abstract

【課題】ＳＴＢＣ通信方式の利点を維持しつつ、マルチパス環境下で送信局又は受信局が高速に移動する場合においても、高い通信品質を確保すること。
【解決手段】パイロット信号が入力される伝搬路推定部１０２では、送信局と受信局との間のマルチパスの特性、即ち、チャネル推定行列Γ（ｔ）を求める。ただし、ｔはパイロット信号が受信された時刻である。チャネル推定行列補正部１０４では、まず位相演算部１０４ａにて補正項ａ（≡ｅｘｐ（＋ｊｋΔｘ））を求めて、更にこの補正項ａを用いて、時刻ｔ＋Δｔにおけるチャネル推定行列の値、即ちΓ（ｔ＋Δｔ）を求める。ここで、移動距離算出部１０５によって算出されるΔｘは、当該受信装置１００を搭載している車両の車速計１０６から出力される車速ｖと、上記のパイロット信号の受信時刻ｔからの経過時間Δｔとの積であり、パイロット信号受信地点からの車両の移動距離に一致する。
【選択図】図２

Description

本発明は、アラモティ（Siavash M. Alamouti ）が提案した時空間符号化伝送技術（以下、ＳＴＢＣ（:Space Time Block Code）通信方式と言う。）を用いた通信装置（送信装置、受信装置、送受信装置）及び通信システムに関する。
この方法は、例えば車車間通信などの移動体通信における通信データの高品質化に大いに有用なものである。

アラモティが提案した時空間符号化伝送技術（ＳＴＢＣ通信方式）は、下記の非特許文献１などに記載されており、このＳＴＢＣ通信方式を利用した通信技術としては、例えば下記の特許文献１に記載されているものなどが公知である。

図２１に、ＭＩＭＯ通信システムにおける周知のシステム構成例（：通信モデルＭ０）を示す。この通信モデルＭ０は、例えば非特許文献１などにも例示がある様に、チャネル応答行列Ｈを２×２行列とする比較的簡単なものであり、図中の符号Ｔｘは送信局を、符号Ｒｘは受信局をそれぞれ示している。ここでは、時刻ｔ＝ｍΔＴと時刻ｔ＝（ｍ＋１）ΔＴの２つのシンボル時刻において、二つの複素ベースバンド信号ｓ（ｍ）とｓ（ｍ＋１）を送信するものとする。また、ｎ番目（ｎ＝１，２）の送信アンテナから時刻ｍΔＴに送信する信号をｘn(ｍ）とする。このとき、2 本の送信アンテナから送信される信号は、図中の制御ブロックＳＴＥのところで、通常、以下のように時空間ブロック符号化（STE ：Space Time Encoding ）される。

（時空間ブロック符号化）
ｘ1(ｍ） ＝ ｓ（ｍ）
ｘ2(ｍ） ＝ ｓ（ｍ＋１）
ｘ1(ｍ＋１）＝−ｓ^* （ｍ＋１）
ｘ2(ｍ＋１）＝ ｓ^* （ｍ） …（１）
ただし、ここで、記号^* は、複素共役を表している。

また、同様に、受信側でも時刻ｔ＝ｍΔＴと時刻ｔ＝（ｍ＋１）ΔＴの２つの時刻にわたるｉ番目の受信アンテナ（ｉ＝１，２）における各受信信号（ｙ1(ｍ），ｙ2(ｍ），ｙ1(ｍ＋１），ｙ2(ｍ＋１））を１サイクルの復調処理における処理対象（１処理単位）としている。

この場合、送信信号ｘn(ｍ）と受信信号ｙi(ｍ）との関係を書き下せば、次式（２）の様になる（ｉ＝１，２）。
（ＳＴＢＣ通信方式）
ｙi(ｍ） ＝η_i1ｘ1(ｍ） ＋η_i2ｘ2(ｍ） ＋ｚ_i （ｍ）
＝η_i1ｓ（ｍ） ＋η_i2ｓ（ｍ＋１）＋ｚ_i （ｍ）
ｙi(ｍ＋１）＝η_i1ｘ1(ｍ＋１）＋η_i2ｘ2(ｍ＋１）＋ｚ_i （ｍ＋１）
＝−η_i1ｓ^* （ｍ＋１）＋η_i2ｓ^* （ｍ） ＋ｚ_i （ｍ＋１） …（２）

ただし、ここで、η_ijは、チャネル推定行列Γ（チャネル応答行列Ｈの推定値行列）の各成分を示しており、ｚ_i （ｍ）は時刻ｍΔＴにｉ番目の受信アンテナに入り込むノイズを示している。この時、送受信局間距離などの環境変動に伴うマルチパスの伝搬路特性（チャネル応答行列Ｈ）の変動がないこと（Ｈ＝Γ）を仮定すれば、この式（２）は非特許文献１の式（１４）に一致する。

これらの従来技術においては、トレーニング信号（パイロット信号）などを巧く利用してマルチパス（多重伝搬路）のチャネル特性を受信側で高精度に推定することが、通信データを高品質化する上で非常に重要である。
"A simple transmit diversity technique for wireless communications," IEEE journal on selective areas in communications, vol.16, no.8, pp.1451-1458, Oct. 1998. 特開２００４−１２９０８２号公報

しかしながら、ＳＴＢＣ通信方式に準拠する従来の通信装置（送信装置、受信装置、送受信装置）においては、局移動に伴うマルチパス環境の変動が考慮されていない。即ち、上記の従来の通信装置では、送信局又は受信局が高速に移動する場合に、その高速移動に伴うチャネル特性の推定値の急速な経時的劣化が特段補償されてはおらず、このため、送信局又は受信局の移動中に、受信側では干渉波成分が増大してしまって受信信号の復号ができなくなることがあった。

例えば、トレーニング信号（パイロット信号）を受信した時点（：時刻ｔ）で算定されるチャネル推定行列Γの推定精度が十分に高い場合でも、時刻ｔから時刻ｔ＋Δｔにおいて次回のトレーニング信号を受信するまでの間に送信局または受信局が移動してしまうと、その間の移動距離などに応じて、上記のチャネル推定行列Γに関する推定精度が急速に劣化することがあった。即ち、従来装置においては、動的な送受信局間の距離変動に伴って通信品質が急速に劣化することがあり、特に移動速度の大きな移動体通信の場合に問題となっていた。

本発明は、上記の課題を解決するために成されたものであり、その目的は、ＳＴＢＣ通信方式の利点を維持しつつ、マルチパス環境下で送信局又は受信局が高速に移動する場合においても、高い通信品質を確保することである。

上記の課題を解決するためには、以下の手段が有効である。

即ち、本発明の第１の手段は、Ｉ本（Ｉ≧２）の受信アンテナと、所定のトレーニング信号を受信してチャネル推定を行うチャネル推定手段と、チャネル推定手段によって推定されたチャネル推定行列Γ及び上記の受信アンテナで受信された受信信号ｙ_i （ｍ）（ｉは受信アンテナの通し番号；１≦∀ｉ≦Ｉ）に基づいて、時空間ブロック復号処理を行う復号手段とを有するＳＴＢＣ通信方式の受信装置において、トレーニング信号を受信する第１の送信時刻ｔ１から受信信号ｙ_i （ｍ）を受信する第２の送信時刻ｔ２までの間における受信装置の移動距離Δｘを算出する移動距離算出手段と、この受信装置の移動距離Δｘに基づいて、上記のチャネル推定行列Γの各要素の位相、または受信信号ｙ_i （ｍ）（１≦∀ｉ≦Ｉ）の各位相を補正する位相補正手段とを備えることである。

ただし、上記の受信装置は、移動体に搭載するものに限定されるものではなく、例えば携帯電話などを考えることもできる。また、上記の移動距離算出手段の構成は、受信装置の移動距離Δｘを随時求めることができる手段であれば任意でよく、例えばＧＰＳを利用したものや、車両の車速計を利用したものなどを考えることができる。
なお、上記の受信信号ｙ_i （ｍ）の整数ｍはシンボル時刻を表している。また、実際のチャネル推定の方法については、トレーニング信号を用いて推定するなど従来のアルゴリズム（例：Ｍ系列やＭＬＳＥ）などを用いて実施することができる。

また、本発明の第２の手段は、送信情報に対する時空間ブロック符号化を行う符号化手段と、この符号化手段によって時空間ブロック符号化された複素シンボルから成る時空間行列Ｇ₂ を送信する複数の送信アンテナとを有するＳＴＢＣ通信方式の送信装置において、受信側でチャネル推定を行うための所定のトレーニング信号を送信する第３の送信時刻ｔ３から時空間行列Ｇ₂ を送信する第４の送信時刻ｔ４までの間における送信装置の移動距離Δｙを算出する移動距離算出手段と、送信装置の移動距離Δｙに基づいて、送信前に上記の複素シンボルの各位相を補正する時空間行列補正手段とを備えることである。

ただし、上記の送信装置は、移動体に搭載するものに限定されるものではなく、例えば携帯電話などを考えることもできる。また、上記の移動距離算出手段の構成は、上記の送信装置の移動距離Δｙを随時求めることができる手段であれば任意でよく、例えばＧＰＳを利用したものや、車両の車速計を利用したものなどを考えることができる。

また、本発明の第３の手段は、ＳＴＢＣ通信方式を用いた送受信装置において、上記の第１の手段の受信装置と、上記の第２の手段の送信装置とを備えることである。
ただし、装置の物理的又は論理的な構成には必ずしも冗長性をもたせる必要はなく、したがって、例えば、上記の受信アンテナと送信アンテナは、双方を同一のアンテナを用いて構成しても良い。また、上記の移動距離算出手段などに付いても同様である。

また、本発明の第４の手段は、上記の第３の手段に基づいて構成され、移動体に搭載される送受信装置において、任意の２時刻間における該送受信装置の移動距離をその移動体の移動速度に基づいて算出する移動距離算出手段を備えることである。
ただし、この移動距離算出手段は、勿論、上記の第１及び第２の手段の移動距離算出手段として用いるものである。

また、本発明の第５の手段は、ＳＴＢＣ通信方式を用いた受信局及び送信局から構成される通信システムにおいて、その受信局に、請求項１に記載の受信装置、或いは請求項３又は請求項４に記載の送受信装置を設け、一方、その送信局に、請求項２に記載の送信装置、或いは請求項３又は請求項４に記載の送受信装置を設けることである。
ただし、双方に上記の送受信装置を設けた場合には、勿論、どの送受信局でも必要に応じて受信及び送信を随時実行することができる。
以上の本発明の手段により、前記の課題を効果的、或いは合理的に解決することができる。

例えば上記の様なＭＩＭＯ技術を利用するＳＴＢＣ通信方式においては一般に、例えば上記の非特許文献１の式（１４）や上記の式（２）などからも分かる様に、受信信号行列をＹと表現し、時空間行列（ＳＴＢＣ行列）をＧ₂ 、チャネル推定行列（チャネル応答行列Ｈの推定値行列）をΓ、ノイズ行列をＺとすると、次式（３）の関係が成り立っている。即ち、上記の式（２）や上記の非特許文献１の式（１４）は、次式（３）の様に一般化して書くことができる。
（ＳＴＢＣ通信方式）
Ｙ＝Ｇ₂ Γ＋Ｚ …（３）
ただし、ここでは、マルチパスの伝搬路特性に関する推定誤差がないこと（Ｈ＝Γ）を仮定している。

以下、この式（３）に係わる作用を中心に、本発明の効果を説明する。
まず、本発明の第１の手段によれば、当該受信装置の移動距離Δｘに応じて、上記のチャネル推定行列Γを構成する各行列要素の位相が、受信側において直接補正される。ただし、上記の移動距離Δｘは、受信局が主要なマルチパスに概ね沿って送信局の方に向って近づく向きを正の向きとして定義される距離とする。言い換えれば、移動距離Δｘは、時刻ｔ１から時刻ｔ２までの期間における伝搬路長の短縮量に略一致する距離である。

本発明の第１の手段によるこの時の補正操作を次式（４）に例示する。
（位相の補正作用）
ａ≡ｅｘｐ（＋ｊｋΔｘ），
Ｙ ＝ Ｇ₂ （ａΓ）＋Ｚ …（４）
ただし、ここで、上記のａは補正項、ｊは虚数単位、ｋは波数である。

そして、この第１の手段は、ＳＴＢＣ通信方式が成立するマルチパス環境下において、受信局が伝搬路に概ね沿って移動する場合に有効である。この時、実際には各伝搬路の長さはそれぞれ何れも約Δｘだけ短くなるが、この第１の手段によれば、受信局（当該受信装置）がトレーニング信号の受信地点で仮想的に静止している様に疑似化することができる。即ち、式（４）の補正操作によって、チャネル推定行列Γの各行列成分の各位相がそれぞれ＋ｊｋΔｘ進み、この補正された行列ａΓを用いて算出される時空間行列Ｇ₂ の位相がその分だけ遅れるので、この作用によって受信装置の移動による実際のマルチパスの特性変動作用、即ち、伝搬路の短縮作用がキャンセルされる。このため、本発明の第１の手段によれば、受信局の高速移動に伴うチャネル特性の推定値の急速な経時的劣化が、略過不足なく効果的に補償されるので、受信装置が高速に移動する場合にも、従来よりも高い通信品質を容易に確保することができる。

また、上記の式（４）の左右両辺にａ^-1を掛ければ、式（４）と等価の次式（４）′を得る。
ａ^-1Ｙ ＝ Ｇ₂ Γ ＋ Ｚ″ …（４）′
ここで上記の行列Ｚ″は、最初に選択したノイズ行列Ｚの代わりに、各ノイズ成分の位相の任意性に基づいて更めて選択し直した別のノイズ行列（Ｚ″≡ａ^-1Ｚ）である。

そして、この式（４）′の意味する所は、行列Ｙを行列ａ^-1Ｙに修正する補正処理は、行列Γを行列ａΓに修正する補正処理と理論的に全く等価であり、よって、その様な修正を実行する補正処理（即ち、受信信号の方を補正する請求項１の位相補正手段）によっても、上記と全く同様の作用・効果を得ることができると言うことである。

また逆に、受信局が停止しており、送信装置の側のみがΔｙだけ移動する場合を考える。ただし、ここで移動距離Δｙは、送信局が主要なマルチパスに概ね沿って受信局の方に向って近づく向きを正の向きとして定義される距離とする。言い換えれば、移動距離Δｙは、時刻ｔ１から時刻ｔ２までの期間における伝搬路長の短縮量に略一致する距離である。この時、この送信装置が伝搬路に沿って受信局に近づく際にも、各伝搬路（マルチパス）の長さはそれぞれ何れも約Δｙだけ短くなるので、この場合にも、上記のΔｘをΔｙに置き換えて、式（４）と同等の補正操作をもし仮に実行することができれば、式（４）と同等の補正作用を得ることができる。即ち、ここで得たい所望の補正作用も、上記と同様の理由から、以下の通りになる。

（期待される補正作用）
ｂ≡ｅｘｐ（＋ｊｋΔｙ），
Ｙ ＝ Ｇ₂ （ｂΓ）＋Ｚ …（５）
ただし、ここではｂが補正項であり、この式（５）の左右両辺にｂ^-1を掛ければ、この式（５）と等価の次式（５）′を得る。
ｂ^-1Ｙ ＝ Ｇ₂ Γ ＋ Ｚ′ …（５）′
ここで上記の行列Ｚ′は、最初に選択したノイズ行列Ｚの代わりに、各ノイズ成分の位相の任意性に基づいて更めて選択し直した別のノイズ行列（Ｚ′≡ｂ^-1Ｚ）である。

しかしながら、送信装置の側からは、式（５）に示す様に受信装置上のチャネル推定行列Γを行列ｂΓに直接補正することはできない。そこで、この場合には、その代わりに、本発明の第２の手段を用いる。
即ち、本発明の第２の手段によれば、送信装置の移動距離Δｙに応じて、上記の時空間行列Ｇ₂ を構成する各行列要素（複素シンボル）の位相が送信装置の側で補正されるが、その時には、その補正量をｂ^-1＝ｅｘｐ（−ｊｋΔｙ）とすればよい。この補正操作によれば、補正されたその信号、即ち時空間行列ｂ^-1Ｇ₂ を受信する受信装置の側では、受信信号行列Ｙに関してＹ⇒ｂ^-1Ｙなる補正作用が得られる。このため、本発明の第２の手段によれば、式（５）と式（５）′との等価関係に基づいて、第１の手段と略同様にして所望の補正結果を得ることができる。
即ち、送信側で上記の補正項ｂの逆数ｂ^-1を時空間行列Ｇ₂ に掛けて、時空間行列Ｇ₂ の各要素（複素シンボル）の各位相を−ｊｋΔｙだけ補正する（遅らせる）ことは、その代わりに、受信側においてチャネル推定行列Γの各行列要素の位相を＋ｊｋΔｙだけ補正する（進める）ことと同じ結果をもたらす。

言い換えれば、例えば送信局が伝搬路に概ね沿って移動してΔｙだけ受信局に近づいた場合に、その送信装置上でＧ₂ ⇒ｂ^-1Ｇ₂ なる補正操作を実行すれば、受信装置側の受信アンテナによって受信される信号、即ち受信信号行列Ｙはｂ^-1Ｙに変化する。このため、受信局側では自動的にチャネル推定行列Γが推定精度のより高い式（５）のｂΓに補正されたことになる。そしてこの場合のΓ⇒ｂΓなる補正操作は、第１の手段と略同様の作用・効果をもたらす。即ち、本発明の第２の手段は、受信局側から見ると、移動中の送信局をトレーニング信号の発信地点にまで仮想的に押し戻す作用をもたらし、この補正操作によって、トレーニング信号の発信地点にまで仮想的に押し戻された仮想的な送信装置から、当初の時空間行列Ｇ₂ を受信局に対して送信するのと同じ作用が得られる。

したがって、この第２の手段は、ＳＴＢＣ通信方式が成立するマルチパス環境下において、送信局が伝搬路に概ね沿って移動する場合に有効であり、この時この第２の手段によれば、送信局が伝搬路に略沿って移動してΔｙだけ受信局に近づいた場合に、上記の作用によって送信装置の移動によるマルチパスの特性変動作用がキャンセルされて、送信局の高速移動に伴うチャネル特性の推定値の急速な経時的劣化が、第１の手段と略同様に過不足なく効果的に補償されるので、送信装置が高速に移動する場合にも、従来よりも高い通信品質を容易に確保することができる。

また、本発明の第３の手段によれば、同一の当該送受信装置において、上記の第１及び第２の手段による各作用・効果を同時に得ることができるので、ＳＴＢＣ通信方式が成立するマルチパス環境下において当該送受信装置が移動している時に、受信処理においても送信処理においても従来よりも高い通信品質を確保することができる。
したがって、本発明の第３の手段によれば、例えば、交差点に備え付けられた路側の基地局と車両との間で通信する路車間通信環境などにおいては、車両側のみに上記の送受信装置を搭載するだけで従来よりも高い通信品質を確保することができる。
ただし、この場合にも、上記と同様に、当該送受信装置が伝搬路（マルチパス）に概ね沿って移動することが、この作用・効果を得るための前提となる。

また、本発明の第４の手段によれば、車両などの速度計を有する移動体に、上記の送受信装置を搭載する場合に、第１又は第２の手段における前記の各移動距離算出手段を容易に高精度に構成することができる。

以下、受信局と送信局の双方が同時に移動する場合について考える。この場合、双方とも伝搬路に沿って移動すると、各伝搬路はそれぞれ何れもΔｘ＋Δｙだけ短くなる。即ち、ここで得たい所望の補正作用は以下の通りである。

（期待される補正作用）
ｃ≡ｅｘｐ（＋ｊｋ（Δｘ＋Δｙ）），
Ｙ ＝ Ｇ₂ （ｃΓ）＋Ｚ …（６）
ただし、ここではｃが補正項であり、この式（６）の左右両辺にｂ^-1を掛ければ、この式（６）と等価の次式（６）′を得る。
ｂ^-1Ｙ ＝ Ｇ₂ （ｂ^-1ｃΓ）＋ ｂ^-1Ｚ
＝ Ｇ₂ （ａΓ）＋ Ｚ′ …（６）′

ここで、チャネル推定行列に関するΓ⇒ａΓなる補正操作は、本発明の受信装置上で実行することができ、受信信号行列に関するＹ⇒ｂ^-1Ｙなる補正操作は、事実上本発明の送信装置上で実行することができることは、既に述べた。したがって、本発明の第５の手段によれば、送信局側においても受信局側においても、式（６）′に示す様に適正に各補正処理が共に実施されるので、双方が移動中であっても、ＳＴＢＣ通信方式が成立するマルチパス環境下において、従来よりも高い通信品質を確保することができる。
なお、上記の式（６）′は、Δｙ＝０の時には式（４）に帰着し、Δｘ＝０の時には式（５）′に帰着し、Δｘ＋Δｙ＝０の時には式（３）に帰着する。

また、特に、各局の移動距離の和（Δｘ＋Δｙ）が、送受信に用いる電磁波の波長λに対して十分に短い場合には、チャネル応答行列Ｈの各行列要素の各振幅はそれぞれ何れも殆ど変化せず、この時のビットエラーの原因は、その殆どが、チャネル推定行列Γの各行列要素の位相誤差によってもたらされることが分っている。即ち、Δｘ＋Δｙ≪λなる通信状況においては、通常、実際のチャネル応答行列Ｈとチャネル推定行列Γとの間の誤差は、移動による振幅変動によってではなく、移動による位相変動によって圧倒的に支配的されることが分っている。
したがって、本発明は、各局の移動距離の和（Δｘ＋Δｙ）が波長λに対して十分に小さい時点から、非常に大きな効果を発揮する。

また、以上の本発明の各手段は、その適用対象を特定の変調方式に限定することなく利用することができる。特に近年、高速伝送に利用されているＯＦＤＭ方式などでは、シンボル長が長いため、チャネル推定のためのトレーニング信号を受信した時刻と目的の信号の復号時刻との間の時間差（遅延）が大きくなっているので、本願発明の課題は今後一般にも表面化しつつある。即ち、ＳＴＢＣ通信方式においてチャネル推定行列を時間に対して連続的に補正することがない従来方式においては、伝送データのシンボル長が長く、かつ、送信局又は受信局の高速移動を伴う場合に、チャネル特性の推定値が経時的に急速に劣化するケースが頻発し易い。しかしながら、上記の作用によって、これらの通信品質の劣化は、大きく改善することができる。

また、ＳＴＢＣ通信方式が成立するマルチパス環境下において、送信局と受信局とが互いに伝搬路に概ね沿って移動して近づき合う状況としては、例えば２台の車両が都心部のビル街の交差点付近を行き交う時の車車間通信などを考えることができる。また、例えば都心部のビル街の谷間にある三叉路やクランク状の屈曲路や直線路や、或いはトンネルなどでも同様の状況を考えることができる。
したがって、上記の様な作用によって得られる、移動体間の高い通信品質を利用すれば、例えば、交差点等における複数の移動体間での出会い頭の衝突事故などを未然に防止するための警報装置や安全運転支援システムなどを、従来よりも容易かつ確実に構成することもできる。

なお、上記の移動距離ΔｘやΔｙは、負値であっても良い。即ち、上記の作用・効果は必ずしも、送信局と受信局とが互いに近づき合う場合に限って得られるものではなく、一方が路肩などに静止している場合にも、また、双方が互いに遠ざかる場合にも、上記の作用・効果は得ることができる。例えば、Δｘ＜０かつΔｙ＝０の場合は、静止している送信局から受信局が遠ざかっていることを意味するが、この様な場合においても、上記の作用・効果を得ることができる。ただし、双方が相対的に遠ざかる場合においても、勿論、何れの局も相手局の方、即ち、電波が到来して来る方（例：交差点の方）にアンテナの指向性を向けておくことが望ましいことは言うまでもない。また、この様な事情は、両局が見通しの悪い屈曲路上に位置する場合でも、両局が見通しの良い直線路上に位置する場合でも同様である。ただし、上記の様な作用・効果が期待される場面は、例えば上記の警報装置や安全運転支援システムなどの様に、移動体（送信局と受信局）が見通しの悪い交差点付近や屈曲路などで互いに近づき合う場面などに集中し易いものと推定される。

上記の本発明の各手段において用いるアンテナの数は、受信装置においても送信装置においても、２本以上であれば任意でよく、ＭＩＭＯシステムにおいて受信局または通信局が移動する際に有効に作用する。したがって、本発明を具現する最も簡単な通信システムのアンテナ構成としては、送信装置のアンテナが２本であり、かつ、受信装置のアンテナも２本である場合を考えることができる。そして、この場合には、チャネル応答行列Ｈは２×２行列となり、前述の通信モデルＭ０（図２１）に対して新たに、上記の本発明の手段を適用することにより、通信品質の改善を図ることができる。

この場合、上記のチャネル応答行列Ｈに対する推定誤差（Γ−Ｈ）を誤差行列ε_H で表せば、時刻ｔ＋Δｔにおけるチャネル推定行列Γは、次式（７）の様に書くことができる。ただし、ここでは、Γ（ｔ）＝Ｈ（ｔ）を仮定する。時刻ｔはパイロット信号の受信時刻である。
（時刻ｔ＋Δｔにおけるチャネル推定行列Γ）
Γ（ｔ＋Δｔ）＝Ｈ（ｔ）＋ε_H （Δｔ）， ε_H （０）＝Ｏ …（７）

以下の本発明の各実施例では、上記の各行列Γ，Ｈ，ε_H を何れも２×２行列とする。そして、時間差Δｔの増大に伴う誤差行列ε_H （Δｔ）の拡大を抑制する対策として、本発明に基づく次式（８）を採用し、その場合に、時刻ｔ＋Δｔにおける通信品質がどの程度改善されるかをレイ・トレーシング法に基づくシミュレーションによって検証する。
Γ（ｔ＋Δｔ）＝ｅｘｐ（＋ｊｋ（Δｘ＋Δｙ））Ｈ（ｔ）
＝ｅｘｐ（＋ｊｋ（Δｘ＋Δｙ））Γ（ｔ）
（Δｘ≧０，Δｙ≧０，Δｘ＋Δｙ＞０） …（８）

ただし、ここで、Δｘは時刻ｔから時刻ｔ＋Δｔの間に受信局が伝搬路に略沿って送信局に近づいた際の移動距離であり、Δｙは時刻ｔから時刻ｔ＋Δｔの間に送信局が伝搬路に略沿って受信局に近づいた際の移動距離である。

以下、本発明を具体的な実施例に基づいて説明する。
ただし、本発明の実施形態は、以下に示す個々の実施例に限定されるものではない。

１．受信装置の構成
図１に、本実施例１の通信システムＭ１のデータフロー図を示す。この通信システムＭ１は、前述の従来の通信モデルＭ０（図２１）に準拠するものであるが、本発明に基づいて構成された受信装置１００を有する点が従来とは異なっており、図２に示す様に特に、チャネル推定行列補正部１０４や移動距離算出部１０５を有する復号処理部１１０（：図１の制御ブロックＳＴＤ）の構成が新しい。

図２に、受信装置１００の復号処理部１１０の制御ブロック図を示す。この復号処理部１１０は、ＳＴＢＣ通信方式に基づいて、受信信号ｙ1(ｍ），ｙ2(ｍ）の復号処理を実行するものであり、出力信号Ｓ₀ （ｍ）が復号された信号を示している。ただし、ここで、ｍは前述のシンボル時刻を表している。
受信信号判別部１０１は、受信信号ｙ1(ｍ），ｙ2(ｍ）の内容に基づいて、これらの信号がパイロット信号（トレーニング信号）であるか否かを判定する。そして、これらの信号が所定のパイロット信号である場合には、これらの信号を伝搬路推定部１０２に出力し、そうでなければ、これらの信号をＳＴＢＣデコード部１０３に出力する。

パイロット信号が入力される伝搬路推定部１０２では、周知の方法によって、送信局と受信局との間のマルチパスの特性、即ち、チャネル推定行列Γを求める。ただし、以下では、パイロット信号が受信されたその時刻をｔとし、この時点で上記のパイロット信号に基づいて求められるチャネル推定行列Γ（ｔ）は、実際のマルチパス特性を示す真のチャネル応答行列Ｈ（ｔ）に一致するものと仮定する。

チャネル推定行列補正部１０４では、先の式（４）に示す様に、まず位相演算部１０４ａにて補正項ａ（≡ｅｘｐ（＋ｊｋΔｘ））を求めて、更に、乗算器１０４ｂにてこの補正項ａを用いて、時刻ｔ＋Δｔにおけるチャネル推定行列の値、即ちΓ（ｔ＋Δｔ）を求める。ここで、Δｘは、当該受信装置１００を搭載している車両の車速計１０６から出力される車速ｖと、上記のパイロット信号の受信時刻ｔからの経過時間Δｔとの積であり、パイロット信号受信地点からの車両の移動距離に一致する。この値Δｘは上記の移動距離算出部１０５（図２）によって算出される。また、記号ｊは虚数単位、ｋは波数を示している。
（チャネル推定行列補正部の処理）
Γ（ｔ＋Δｔ）＝ａΓ（ｔ）＝ａＨ（ｔ）
＝ｅｘｐ（＋ｊｋΔｘ）Γ（ｔ） …（９）
この式（９）は、上記の式（８）において、Δｙ＝０である場合に相当する。

図２のＳＴＣＢデコード部１０３は、受信信号ｙ1(ｍ），ｙ2(ｍ）が、パイロット信号ではなく、送信局からの送信データであった場合に動作する。このＳＴＣＢデコード部１０３では、受信信号ｙ1(ｍ），ｙ2(ｍ）と補正後の（即ち、式（９）の）チャネル推定行列Γ（ｔ＋Δｔ）を入力し、上記の式（１），（２），（４）に基づいて、周知のＳＴＣＢデコード処理と同様にして、シンボル時刻ｍに対応するシンボル信号（上記の出力信号Ｓ₀ （ｍ））を連続する２時刻（ｍ，ｍ＋１）単位に生成する。

なお、以上の構成では、伝搬路推定部１０２とＳＴＣＢデコード部１０３との間に、乗算器１０４ｂが挿入されているが、その代わりに、受信信号判別部１０１とＳＴＣＢデコード部１０３との間に、同様の乗算器を挿入する様にしても良い。この時、その乗算器を用いて受信信号ｙ1(ｍ），ｙ2(ｍ）に掛ける補正項を図２のａではなくａ^-1に代えることによって、前述の式（４）′の関係を利用すれば、この様な構成によっても上記と等価の作用（処理結果）を得ることができる。

２．シミュレーションによる作用・効果の検証
２．１ 交差点モデル
図３に、本発明の各実施例を検証するために構成された交差点モデルの空間的な構造を例示する。評価対象とする交差点モデルを図３に示す。交差点モデルは、３００ｍ四方のオフィスビル街を想定し、道路幅は１０ｍと仮定し、交差点の周辺には、ビルを疑似する高さ１０ｍのコンクリートブロックを図示する様に配置した。送信局Ｔｘおよび受信局Ｒｘの各アンテナの初期位置は、ともに道路の交差点から４０ｍ離れた場所とした。即ち、時速６０ｋｍで移動する自動車の平均的な停止可能距離（約４０ｍ程度）を１つの目安として考えた。
ただし、本実施例１においては、上記の受信装置１００を搭載している車両（受信局側）だけが、交差点に向って移動しており、送信局側は静止していることを仮定した。

また、この交差点モデルにおいては、送受信のアンテナとして、標準ダイポールを２素子ずつ使用し、車両上における２つのアンテナの素子間隔を１．５ｍ、アンテナの高さは０．８ｍとし、アンテナ軸は地面に対して垂直とした。また、コンクリートブロックの壁面からの距離は、1 ．５ｍとした。また、個々の送信アンテナからの送信電力はそれぞれ１０ｍＷに設定した。

また、このシミュレーションでは、幾何学的な光学手法であるレイトレーシング法の内のイメージ法を採用した。この方法では、送信点、受信点、その他すべての反射面の組み合わせから、反射・透過・回折を計算するが、この時、反射係数と透過係数には、フレネルの係数を使用し、回折係数にはUTD （Uniform Geometric Theory of Diffraction ）を用いた。また、これらのシミュレーションでは、反射回数を１〜３回と変化させ、透過回数を０回と固定し、回折回数は１〜２回と変化させ、大地反射も考慮した。なお、コンクリートブロック、および大地の電気的特性を次の表１に示す値とした。

２．２ チャネル応答行列Ｈの算定方法
上記のチャネル応答行列Ｈは、次式に基づいて求めることができる。即ち、ｎ_t 番目の送信アンテナとｎ_r 番目の受信アンテナ間の伝搬路応答特性ｈ_nrntは、一般に、図中の交差点を構成する２本の道路上における任意の２点間について、以下の様にして求めることができる。
（チャネル応答行列Ｈの各行列要素の求め方）

ただし、ここで、Ｒ_i,u はそれぞれｉ番目のレイ（電磁波線）がｕ番目の反射面で反射した場合の反射係数であり、Ｔ_i,v はｉ番目のレイがν番目の透過面を透過した場合の透過係数であり、Ｄ_i,l はｉ番目のレイがｌ番目の回折エッジで回折した際の回折係数である。また、ｓ_i,l はｌ−１番目の回折点からｌ番目の回折点までの延べ距離である。ただし、送信局（送信点）を０番目の回折点と定義する。また、ｇ_nt(i),ｇ_nr(i) は、それぞれ、ｉ番目のレイに対する送信、受信アンテナの複素振幅利得を表わしており、ｋは波数である。

２．３ 評価指標
以下では、記号ｈ_ijの上に記号〜を付して上記のチャネル推定行列Γの各行列成分η_ij（ｔ＋Δｔ）を表すことがある。受信装置１００全体におけるＣＩＲ（γ^CIR ）は、個々の受信アンテナにおけるＣＩＲの総和であるので、受信装置１００全体におけるＣＩＲ（γ^CIR ）は、以下の通りとなる。
〔γ^CIR （ＣＩＲ）〕
また、これらの総和の関係は、以下のγ^CNR （ＣＮＲ）、γ^CINR（ＣＩＮＲ）についても同様であり、それぞれ以下の様にして求めることができる。
〔γ^CNR （ＣＮＲ）〕
〔γ^CINR（ＣＩＮＲ）〕
ただし、ここで、Ｐ_s は各送信アンテナの出力電力であり、Ｐ_z は各受信アンテナの雑音電力であり、γ₀ ^CNR は送受信アンテナの１素子ずつの通信におけるＣＮＲである。これらの評価指標を用いて、例えば上記の交差点モデル等における本発明の効果を、シミュレーションを通して検証することができる。

２．４ 検証結果
図４に本実施例１の効果を例示する。本シミュレーションでは、通信に用いる電磁波の周波数ｆを２．４ＧＨｚ及び５．２ＧＨｚとした。図中に conventional と記載して示してあるグラフが、本発明の補正を省略した従来のＳＴＢＣ通信方式に従うシミュレーション結果であり、上記の実施例１に従うシミュレーションの結果のグラフを proposed と記載して示した。また、このグラフの横軸には、上記の移動量Δｘ（≡ｄｘ）をｍｍ単位に目盛った。上記の式（９）に従って、上記の様に本実施例１の補正操作を行うことにより、ＣＩＲが大幅に改善されることが本図４からわかる。

また、図５には、干渉波電力の大きさを示した。干渉波成分の電力を確認すると、従来方式では、移動距離ｄｘによる誤差が大きくなると干渉波成分の電力が増加しているのに対し、本実施例１の処理方式に従えば、干渉波成分の電力が、ほとんど増加せずに、効果的に抑えられていることがわかる。

３．考察
３．１ 交差点モデルにおける伝搬形態の特徴
以上の様にして交差点伝搬シミュレーションを実施した結果を簡単にまとめる。評価尺度として、パス数、遅延スプレッド[nsec ] 、水平成分の角度スプレッド[ °] 、垂直成分の平均到来／出射角度[ °] を用いて整理する。到来角度、および出射角度については、天頂方向を０°とし、水平が９０°を示す。
これについては、受信点を交差点から４０ｍ離れた地点に固定した場合において、送信アンテナ＃１（図３の送信局Ｔｘの壁寄りのアンテナ）、受信アンテナ＃１（図３の受信局Ｒｘの壁寄りのアンテナ）との間のパスについてまとめた結果を表2 、表3 に示す。

回折回数を同じにして、反射回数を増やすと、パス数が増大し、角度スプレッドが若干大きくなる。実際に角度プロファイルを確認してみると到来方向が反射数の増大により角度的な広がりが生じていることがわかる。
一方、回折回数を変化させた場合の評価結果を表に示す。この場合、回折回数が増えると、パス数は非常に大きくなる。また、あらゆる方向から電波を受信する状況が生じる。しかしながら、角度スプレッドの値はそれほど大きくなっていない。これは、強い電波が交差点方向から到来しているためであり、この関係は、実際に角度プロファイルを調べることによって確認された。また、遅延プロファイルを見ると、長い遅延波が非常に多くなっていることから、事実上支配的になっているレイは、交差点を通過するレイであることが分った。

３．２ 相関解析結果
次式の複素空間相関係数ρ_i （Δｘ）を用いて、時刻ｔ＋Δｔにおけるチャネル推定行列Γの各行列要素η_ij（ｘ＋Δｘ）（≡η_ij（ｔ＋Δｔ））の妥当性を検証することができる。ただし、ここで、時刻ｔは受信装置１００がパイロット信号を受信した時の時刻であり、座標ｘはその時の受信装置１００の座標である。なお、上記のシミュレーションにおいては、受信装置１００の初期位置と車速ｖが決まっているので、上記の行列要素ｈ_ijの各値は、座標ｘの関数と考えても時刻ｔの関数と考えても、どちらでも良い。
例えば、時間Δｔの間の移動距離Δｘを無視して、本願発明の補正を行わない従来方式では、以下の式（１０）に従って、チャネル推定行列Γの各行列要素η_ij（ｘ＋Δｘ）が決定される。
（従来方式）
η_ij（ｘ＋Δｘ）＝η_ij（ｘ）＝ｈ_ij（ｘ） …（１０）

一方、本実施例１に従えば、以下の式（１１）に従って、チャネル推定行列Γの各行列要素η_ij（ｔ＋Δｔ）が決定される。
（実施例１の方式）
η_ij（ｘ＋Δｘ）＝ａη_ij（ｘ）＝ａｈ_ij（ｘ）
＝ｅｘｐ（＋ｊｋΔｘ）ｈ_ij（ｘ） …（１１）

図６に、交差点モデルを用いたシミュレーションにおける、式（１０），（１１）の各η_ij（ｘ＋Δｘ）の値（：各式の最右辺の算定値）とｈ_ij（ｘ＋Δｘ）との相関係数を示す。即ち、上記の複素空間相関係数ρ_i （Δｘ）を、Δｘ／λの関数として、受信アンテナ＃１について算出した。ただし、ここでは、式（１０）に基づくシミュレーション結果を図中に（Simulation）と付して実部と虚部とをそれぞれ示し、式（１１）に基づくシミュレーション結果は図中に（Compensation）と付して実部と虚部とをそれぞれ示した。また、λは通信に用いる電磁波の波長である。
なお、ｈ_ij（ｘ），ｈ_ij（ｘ＋Δｘ）の各値はそれぞれ、上記の交差点モデルにおけるシミュレーションに基づいて、前記の〔数１〕のチャネル応答行列Ｈの式から求めた。また、このシミュレーションでは、反射回数が２回、回折回数が１回であることを前提としてチャネル応答行列Ｈの計算を行った。

横軸を波長λを用いて正規化したのは、このパラメータ（Δｘ／λ）を用いることによって、シミュレーション結果が周波数に依存しないことがわかったためである。本シミュレーションは、６ＧＨｚ，５ＧＨｚ，２ＧＨｚの３通りについて実施したが、何れの場合にも図６の結果を示した。この図６のシミュレーション結果より、前述の式（９）や式（１１）の近似式としての妥当性を確認することができる。

図７は、本実施例２の通信システムＭ２のデータフロー図である。この通信システムＭ２は、前述の従来の通信モデルＭ０（図２１）に準拠するものであるが、本発明に基づいて構成された送信装置２００を有する点が従来とは異なっており、図８に示す様に特に、時空間行列補正部２０３や移動距離算出部２０４を有する符号化処理部２１０（：図７の制御ブロックＳＴＥ）の構成が新しい。

図８に、送信装置２００の符号化処理部２１０の制御ブロック図を示す。ＳＴＢＣエンコード部２０１は、パイロット信号の送出時刻ｔよりもｍΔＴだけ後の時刻ｔ＋ｍΔＴにおいて、シンボル信号Ｓ（ｍ）を入力し、更に、時刻ｔ＋（ｍ＋１）ΔＴにおいて、シンボル信号Ｓ（ｍ＋１）を入力する。そして、これらの入力信号に基づいて、２×２行列である時空間行列Ｇ₂ を生成する。時空間行列Ｇ₂ の各行列要素ｇ_ijは、次式（１２）の通りである。
（時空間行列Ｇ₂ の各行列要素）
ｇ₁₁ ＝ ｓ（ｍ），
ｇ₁₂ ＝ ｓ（ｍ＋１），
ｇ₂₁ ＝−ｓ^* （ｍ＋１），
ｇ₂₂ ＝ ｓ^* （ｍ） …（１２）

時空間行列補正部２０３では、式（５）′の補正作用を得るために、まず位相演算部２０３ａにおいて、前記の補正項ｂ^-1≡ｅｘｐ（−ｊｋΔｙ）を求める。ただし、ここで、移動距離Δｙは、移動距離算出部２０４から入力されるものであり、これは当該送信装置２００を搭載する車両の、時間Δｔの間における移動距離である。また、この時間Δｔは、直近過去のパイロット信号を送出してから、目的のシンボル信号を送出するまでの時間差である。図８の移動距離算出部２０４は、図２の移動距離算出部１０５と同様に構成されており、車速ｖと時間Δｔとの積を時空間行列補正部２０３に対して出力する。

次に、時空間行列補正部２０３の乗算部２０３ｂでは、時空間行列Ｇ₂ に補正項ｂ^-1を掛けて新たに、補正後の時空間行列Ｇ₂ ′（＝ｂ^-1Ｇ₂ ）を求める。
（時空間行列Ｇ₂ ′の各行列要素）
ｇ₁₁′＝ ｘ₁ （ｍ） ＝ ｂ^-1ｓ（ｍ），
ｇ₁₂′＝ ｘ₂ （ｍ） ＝ ｂ^-1ｓ（ｍ＋１），
ｇ₂₁′＝ ｘ₁ （ｍ＋１）＝−ｂ^-1ｓ^* （ｍ＋１），
ｇ₂₂′＝ ｘ₂ （ｍ＋１）＝ ｂ^-1ｓ^* （ｍ） …（１３）

例えば、ｘ₂ （ｍ＋１）は、シンボル時刻ｔ＋（ｍ＋１）ΔＴにおいて２番目の送信アンテナから、送出すべき信号（送信データ）を表している。そして、この送信処理は、補正後の時空間行列Ｇ₂ ′を受け取る次段の送信部２０２によって随時実行される。そして、この補正項ｂ^-1を掛ける補正処理に基づいて、前述の式（５）′の補正作用を得ることができる。
また、受信装置の側から見ると、この作用は、前述の式（５）の補正作用と等価となり、したがって、実質的には、前記の式（８）にΔｘ＝０を代入した次式（１４）の作用が導かれる結果となる。
（時空間行列補正部２０３の補正作用）
Γ（ｔ＋Δｔ）＝ｂΓ（ｔ）＝ｂＨ（ｔ）
＝ｅｘｐ（＋ｊｋΔｙ）Γ（ｔ） …（１４）

図９に本実施例２の効果を例示する。本実施例２においても、先の実施例１と同様の交差点モデルやシミュレーション条件を用いた。ただし、本実施例２では、受信局Ｒｘは図３の位置に固定し、送信局Ｔｘの側を時速６０ｋｍで図３の交差点から４０ｍ離れた地点からｙ軸正の向きに移動させた。
また、本実施例２のシミュレーションでは、通信に用いる電磁波の周波数ｆを２．４ＧＨｚと５．２ＧＨｚにした。図中に conventional と記載して示してあるグラフが、補正を省略した従来のＳＴＢＣ通信方式に従うシミュレーション結果であり、上記の実施例２に従うシミュレーションの結果のグラフを proposed と記載して示した。また、これらのグラフの横軸には、上記の移動量Δｘ（≡ｄｘ）をｍｍ単位に目盛って示した。上記の式（５）′、（１３）に従って、上記の様に本実施例２の補正操作を行うことにより、ＣＩＲが大幅に改善されることが本図９からわかる。

また、図１０には、干渉波電力の大きさを示した。干渉波成分の電力を確認すると、従来方式では、移動距離ｄｘ（≡Δｘ）による誤差が大きくなると干渉波成分の電力が増加しているのに対し、本実施例２の処理方式に従えば、干渉波成分の電力が、ほとんど増加せずに、効果的に抑えられていることがわかる。

本実施例３では、受信局Ｒｘと送信局Ｔｘとが双方共に交差点に向って移動している場合のシミュレーションを、上記の交差点モデルを用いて実施例１、２のシミュレーションと同様に行った。即ち、本実施例３では、図３に示す様に受信局Ｒｘを交差点から４０ｍ離れた位置からｘ軸の正の向きに、送信局Ｔｘを交差点から４０ｍ離れた位置からｙ軸の正の向きにそれぞれ同じ速さ（：時速６０ｋｍ）で移動させて、以下の４通りのシミュレーション結果を比較した。
（ａ）上記の補正を行わない従来の場合（図１１の'conventional'に相当）
（ｂ）受信局側でのみ実施例１の補正を行う場合（図１１の'proposed −Ｒｘ' ）
（ｃ）送信局側でのみ実施例２の補正を行う場合（図１１の'proposed −Ｔｘ' ）
（ｄ）実施例１，２の補正を同時に行う場合（図１１の'proposed −ＲｘＴｘ' ）

図１１，図１２に、これらの方式（ａ）〜（ｄ）のシミュレーション結果のグラフ（ｆ＝２．４ＧＨｚ；ＣＩＲ及び干渉波電力）を示す。本発明の適用によって、特に請求項５に記載の通信システムにおいて、ＣＩＲ及び干渉波電力が格段に改善されることが、これらのグラフから分かる。また、ここで、方式（ｂ）のグラフと方式（ｃ）のグラフとが重なるのは、上記の式（９）と式（１４）の間に対称性があることと、交差点に向って送信局Ｔｘと受信局Ｒｘとが同じ速さで移動していること（Δｘ＝Δｙ）による。

また、上記と同様のシミュレーションを周波数ｆが５．２ＧＨｚの場合についても実施した。その結果を図１３、図１４に示す。これらのグラフからも、上記と同様に、本発明の有効性を確認することができる。

更に、上記の従来方式（：方式（ａ））の場合と方式（ｄ）の場合に関し、周波数ｆ＝６ＧＨｚ，５ＧＨｚ，２ＧＨｚの３通りについて同様のシミュレーションを実施した。そのシミュレーション結果のグラフを図１５に示す。ただし、このグラフでは、各周波数ｆに対応する各波長λを用いて、横軸を前述のパラメータΔｘ／λに規格化して表示した。ただし、ここでは、Δｘ＝Δｙである。また、本グラフの縦軸はＣＩＲとした。
この様な規格化表示の下では、方式（ｄ）において各グラフ（ｆ＝６ＧＨｚ，５ＧＨｚ，２ＧＨｚ）が、何れも互いに重なること、即ち、上記のシミュレーション結果が周波数ｆに依存しないことが分かった。また、方式（ａ）についても同様であった。

また、受信局側と送信局側の何れか一方のみにおいて本発明の補正を実施する場合には、式（８）から分かる様に、Δｘ＞Δｙである場合、即ち、受信局側が移動する速さの方が送信局側が移動する速さよりも大きい場合には、受信局側で上記の補正を実施する方が有利である。また、逆に、Δｘ＜Δｙである場合には、送信局側で上記の補正を実施する方が有利である。

本実施例４では、上記の実施例３の従来方式（上記の方式（ａ））と方式（ｄ）において、ＢＰＳＫ方式またはＱＰＳＫ方式を採用した際のビットエラー率（ＢＥＲ）について検証する。本実施例４では、上記の交差点モデルを用いたシミュレーションに対して、マルチパス・レイリーフェージング環境を仮定して、ＢＥＲを算定した。

まず、はじめに図１６に、従来方式（方式（ａ））におけるＢＰＳＫ方式とＱＰＳＫ方式に関するＢＥＲを示す。ただし、ここでは、Δｘ＝Δｙとし、横軸には前述のパラメータΔｘ／λを用いた。この図１６のシミュレーションでは、受信アンテナにおけるノイズ行列ＺがＯ行列であることを仮定したが、このシミュレーション結果より、従来方式の下でのＱＰＳＫ方式では、Δｘ／λ≒０．０４付近から急峻にＢＥＲが立ち上がることが分かった。また、ＢＰＳＫ方式では、Δｘ／λ≒０．０６付近から急峻にＢＥＲが立ち上がっている。ＱＰＳＫ方式の方がＢＥＲが高くなるのは、その方式上、雑音余裕が少ないためである。

次に、ＢＰＳＫ方式を採用した場合の、上記の方式（ａ）と方式（ｄ）の各場合における各ＢＥＲを図１７に示す。ただし、ここでは、（ａ），（ｄ）の両方式においてＺ≠Ｏ、即ち、ＳＮＲが８ｄＢ，１２ｄＢ，１６ｄＢの各場合についてそれぞれ示した。このシミュレーション結果より、本発明に基づく方式（ｄ）（：図中の'Proposed'）においては、ＳＮＲが何れの値の場合であっも、Δｘ／λの増大に際してＢＥＲが殆ど変化しないことが分かる。なお、図１８は、同じシミュレーション結果を、横軸をＳＮＲに書き換えて示したものである。
また、図１９、図２０には、ＱＰＳＫ方式において同様のシミュレーションを実施した結果を示す。これらのグラフに例示する様に、ＱＰＳＫ方式を採用した場合においても、上記と全く同様の傾向が現われることを確認することができる。

〔その他の変形例〕
本発明の実施形態は、上記の形態に限定されるものではなく、その他にも以下に例示される様な変形を行っても良い。この様な変形や応用によっても、本発明の作用に基づいて本発明の効果を得ることができる。
（変形例１）
例えば、上記の実施例１では、交差点モデルにおいて、送信局Ｔｘまたは受信局Ｒｘが交差点に向って走行する場合について示したが、上記のΔｘやΔｙはそれぞれ何れも負値であってもよい。また、送受信局が互いに遠ざかる場合でも良い。これらの場合においても、本発明の手段に基づいて、本発明の作用・効果を得ることができる。

上記の作用から分かる様に、本発明は、実質的に主要な伝搬路を１次元の導波路に近似することができる環境下において利用することができる。したがって、送信局と受信局の少なくとも何れか一方の移動が展開される利用環境モデルとしては、上記の交差点モデルの他にも、例えば曲がったトンネル内などを想定することもでき、これらの利用環境下においても、本発明を効果的に利用することができる。
また、本発明は、車両に搭載する場合に限らず、携帯電話などの携帯可能な通信機器などにおいても利用することができる。

実施例１の通信システムＭ１のデータフロー図 受信装置１００の復号処理部１１０の制御ブロック図 交差点モデルの空間的な構成を例示する平面図 実施例１の効果を例示するグラフ（ＣＩＲ） 実施例１の効果を例示するグラフ（干渉波電力） ｈ_ij（ｘ＋Δｘ）とη_ij（ｘ＋Δｘ）との相関係数を例示するグラフ 実施例２の通信システムＭ２のデータフロー図 送信装置２００の符号化処理部２１０の制御ブロック図 実施例２の効果を例示するグラフ（ＣＩＲ） 実施例２の効果を例示するグラフ（干渉波電力） 実施例３の効果を例示するグラフ（２．４ＧＨｚ；ＣＩＲ） 実施例３の効果を例示するグラフ（２．４ＧＨｚ；干渉波電力） 実施例３の効果を例示するグラフ（５．２ＧＨｚ；ＣＩＲ） 実施例３の効果を例示するグラフ（５．２ＧＨｚ；干渉波電力） 実施例３の効果を例示するグラフ（λによるΔｘの正規化；ＣＩＲ） 実施例４の効果を例示するグラフ（ＢＥＲ；ＢＰＳＫ／ＱＰＳＫ） 実施例４の効果を例示するグラフ（熱雑音付与時のＢＥＲ；ＢＰＳＫ） 実施例４の効果を例示するグラフ（熱雑音付与時のＢＥＲ；ＢＰＳＫ） 実施例４の効果を例示するグラフ（熱雑音付与時のＢＥＲ；ＱＰＳＫ） 実施例４の効果を例示するグラフ（熱雑音付与時のＢＥＲ；ＱＰＳＫ） 従来の通信システムＭ０のデータフロー図

符号の説明

１００ ： 受信装置
１１０ ： 復号処理部
１０４ ： チャネル推定行列補正部
１０５ ： 移動距離算出部
２００ ： 送信装置
２１０ ： 符号化処理部
２０３ ： 時空間行列補正部
２０４ ： 移動距離算出部
Ｇ₂ ： 時空間行列
Ｈ ： チャネル応答行列
Γ ： チャネル推定行列

Claims (5)

1. Ｉ本（Ｉ≧２）の受信アンテナと、所定のトレーニング信号を受信してチャネル推定を行うチャネル推定手段と、前記チャネル推定手段によって推定されたチャネル推定行列Γ及びｉ番目の前記受信アンテナで受信された受信信号ｙ_i （ｍ）（１≦∀ｉ≦Ｉ）に基づいて、時空間ブロック復号処理を行う復号手段とを有するＳＴＢＣ通信方式の受信装置において、
   前記トレーニング信号を受信する第１の送信時刻ｔ１から、前記受信信号ｙ_i （ｍ）を受信する第２の送信時刻ｔ２までの間における前記受信装置の移動距離Δｘを算出する移動距離算出手段と、
   前記受信装置の移動距離Δｘに基づいて、
   前記チャネル推定行列Γの各要素の位相、または、
   前記受信信号ｙ_i （ｍ）（１≦∀ｉ≦Ｉ）の各位相
   を補正する位相補正手段と
   を有する
   ことを特徴とする受信装置。
2. 送信情報に対する時空間ブロック符号化を行う符号化手段と、この符号化手段によって時空間ブロック符号化された、複素シンボルから成る時空間行列Ｇ₂ を送信する複数の送信アンテナとを有するＳＴＢＣ通信方式の送信装置において、
   受信側でチャネル推定を行うための所定のトレーニング信号を送信する第３の送信時刻ｔ３から、前記時空間行列Ｇ₂ を送信する第４の送信時刻ｔ４までの間における前記送信装置の移動距離Δｙを算出する移動距離算出手段と、
   前記送信装置の移動距離Δｙに基づいて、送信前に前記複素シンボルの各位相を補正する時空間行列補正手段と
   を有する
   ことを特徴とする送信装置。
3. ＳＴＢＣ通信方式を用いた送受信装置であって、
   請求項１に記載の受信装置と、
   請求項２に記載の送信装置と
   を有する
   ことを特徴とする送受信装置。
4. 移動体に搭載される送受信装置であって、
   任意の２時刻間における該送受信装置の移動距離を前記移動体の移動速度に基づいて算出する移動距離算出手段を有する
   ことを特徴とする請求項３に記載の送受信装置。
5. ＳＴＢＣ通信方式を用いた受信局及び送信局から構成される通信システムであって、
   前記受信局は、請求項１に記載の受信装置、或いは請求項３又は請求項４に記載の送受信装置を有し、
   前記送信局は、請求項２に記載の送信装置、或いは請求項３又は請求項４に記載の送受信装置を有する
   ことを特徴とする通信システム。