CN102377727A - 利用校准信号补偿i/q失衡的正交接收机及其方法 - Google Patents

Abstract

本发明涉及利用校准信号补偿I/Q失衡的正交接收机及其方法。具体地，本发明公开了一种正交解调器接收机单元(100)，包括可以延迟中间信号第一滤波单元(360)，中间信号的实部基于采样的同相IF信号且虚部基于采样的正交相IF信号。第二滤波单元(366)滤波中间信号的共轭复数形式。滤波单元(360，366)的滤波系数由校准信号来得到，例如基于由校准信号获得的中间信号的复数值波谱分量的比值来确定。经滤波的信号与延迟信号被重组，以获得经补偿的输出信号。校准信号可由供应用于处理所述接收机单元(100)的接收信号的信号的振荡器电路来供应。

Description

利用校准信号补偿I/Q失衡的正交接收机及其方法

技术领域

本发明的实施例涉及通过利用校准信号补偿正交解调器(quadraturedemodulator)中的同相和正交信道之间的I/Q失衡的信号处理方法。其它实施例涉及利用基于校准信号的I/Q失衡补偿方法的正交接收机单元。

背景技术

正交调制系统将第一源信号调制到载波信号的同相分量(I)上，将第二源信号调制到载波信号的正交分量(Q)上，其中，正交分量与同相分量相差90度的相位。两个分量被叠加并通过真实通道发送。在接收机中进行反向过程。所接收的信号受到降频转换(混合)，以恢复第一和第二源信号。作为示例，第一和第二源信号可以是独立的信号，也可以得自单个信号，该单个信号在发射侧已经被分成第一和第二源信号并可以在接收机侧通过合并所接收的第一和第二源信号而被恢复。

利用I/Q信号处理的接收机架构易于受到I和Q路径(信道)之间的失配(失衡)的影响。例如，配置来在I和Q路径之间平分输入的接收信号的分配器单元可能引入相位和增益差异。两个路径中的不同信号延迟可能导致额外的相失衡。由本地振荡器输出生成正交相信号的移相器可能提供不精确地等于90度的差分相位。I和Q信道混合器可能具有不同的转换模式，这些转换模式可能是频率依赖性的。此外，I和Q路径中的滤波器和放大器通常不是完美匹配的。这些I/Q失配对于接收机性能具有不利影响。一些方案使用参考信号来确定I/Q失衡。

发明内容

本发明提供了改进的基于校准信号的补偿技术。

附图说明

根据下面对于实施例的描述，结合附图，本发明的细节将变得更加清楚，其中，不同实施例的特征可以组合，除非它们彼此排斥。

图1是根据本发明的实施例的包含正交解调器和校正单元的接收机单元的示意性框图。

图2是根据本发明的另一实施例的图1的正交解调器和补偿单元的模型的示意性框图。

图3A是示出了当具有相对于本地振荡器频率f_LO偏移频率偏差fk的频率的校准信号被输入到正交解调器时，图1的正交解调器的所输出的中间信号的波谱的视图。

图3B是示出了图2的补偿单元的细节的示意性框图。

图3C是根据实施例的图1的接收机单元的校正单元的示意性框图，该实施例提供的补偿单元可以被切换为对于校正信号是透明的。

图3D是根据实施例的图1的接收机单元的校正单元的示意性框图，该实施例的补偿单元设有校准信号旁通(bypass)。

图4A是在不用补偿的情况下通过合并被取样的同相和正交相位信号所得到的中间信号的波谱，用于示明本发明的实施例的效果。

图4B是通过使用根据本发明的实施例的补偿方法，通过补偿具有图4A的波谱的中间信号所得到的经补偿信号的波谱。

图5是示明了根据本发明的另一实施例补偿正交解调器中的I/Q信道之间的失衡的方法的简化流程图。

具体实施方式

图1示出了正交解调器接收机单元100，其包含接收机级110、混合器级120、模拟处理级130和校正单元140。接收机级110、混合器级120、模拟处理级130和校正单元140中的每一者可被实现为分立器件的组件、包含分立器件和集成电路两者的组件、或单个集成电路。例如，校正单元140可以被集成在数字信号处理器(DSP)中，该数字信号处理器(DSP)包含或不包含模拟/数字转换器(ADC)和/或其他的数字处理单元150。根据另一实施例，模拟处理级130、校正单元140和数字处理单元150中的至少几个部分被集成在同一混合信号处理器中。

接收机单元100可被安装在移动电子设备或固定电子设备中，例如消费电子设备诸如定位系统、蜂窝电话、无线电调谐器、视频调谐器，或例如根据IEEE 802.11a、IEEE 802.11g或任何其他WLAN(无线局域网)标准工作的无线近场通信用设备。

天线元件102可以接收射频(RF)信号，并且可以将其转变为传导约束(conduction-bound)接收机信号。天线元件102可以与接收机级110的RF输入112连接。根据其他实施例，分配器元件可以与RF输入112连接，所述分配器元件监视发射线路上的通信并且分出选定的接收信号。在接收机级110的接收信号路径中，接收滤波器114可以缩窄接收信号带宽，并且/或者接收机放大器116可以调节输入的接收信号，以获得经调节的接收机信号r(t)。

经调节的接收机信号r(t)可以包含一个经调制的载波信号或多个经调制的载波信号的任意集合。载波可以具有在从DC直至几GHz范围内(例如在从1MHz到1GHz范围内)的任何技术上相关的频率。根据一种实施例，载波频率处于600MHz到700MHz之间。

接收机级110还包含处于接收机信号路径中的切换单元118。切换单元118可以位于RF输入112处或紧接在混合器级120之前。第一控制信号ctrl1将切换单元118从第一状态切换到第二状态，反之亦然。在第一状态中，切换单元118将来自外部源的信号，即经调节的接收机信号r(t)，导向混合器级120。在第二状态中，切换单元118将混合器级120与任何外部RF信号隔离，而是将校准信号cal(t)导向混合器级120的输入。

校准信号cal(t)可以是任何具有预定校准频率的周期性信号。根据一种实施例，校准信号cal(t)是正弦信号，该信号允许I/Q失衡估计中的若干简化形式。校准信号cal(t)可以由处于接收机单元100外部、但是处于同一壳体内的外部源提供。根据实施例，内部校准源180提供校准信号cal(t)。内部校准源180可以被安装在印刷电路板或任何其他载体或基板(接收机级110、混合器级120、模拟处理级130中的至少一者被布置在该载体或板上)上，并且可以专用于专门提供校准信号cal(t)。

根据实施例，内部校准源180还向用于其它应用的接收机单元100的其它电路提供校准信号cal(t)。根据实施例，校准信号cal(t)从提供用于处理接收机单元的接收信号的信号的振荡器电路分支。例如，振荡器电路提供用于得自接收信号的信号的模拟/数字转换的采样时钟，或者提供用于对实现校正单元140或数字处理单元150的至少一种功能的数字或混合信号处理器进行内部计时的时钟信号，或提供本地振荡器信号。根据实施例，振荡器电路与接收机单元布置在同一电路板上，或者至少部分嵌入包含实现接收功能的电路中的一部分的集成电路中。

根据一种实施例，校准信号cal(t)直接由振荡器电路182的输出得到，其中，振荡器电路182可以包括晶体振荡器。根据其它实施例，倍频器或分频器184可以将振荡器电路182的输出频率转变为适用于校准信号cal(t)的校准频率f_cal。合适的校准频率f_cal可以接近于混合器级120的本地振荡器频率f_Lo(混合器频率)，使得对校准信号cal(t)的降频转换生成低中间频率(IF)。根据实施例，校准频率f_cal相对于混合器频率f_Lo偏差不超过混合器频率f_Lo的约2％，例如在665MHz的混合器频率f_Lo的情况下偏差不超过10MHz。例如，振荡器电路182提供约41MHz的输出频率，并且16倍频器184将该输出频率转变为约656MHz的校准频率f_cal，用于具有665MHz的混合器频率f_Lo的解调器电路。

混合器输入信号s(t)是经调节的接收机信号r(t)或校准信号cal(t)，其被转发到混合器级120，所述混合器级120包括将混合器输入信号s(t)分配到同相通道191(I路径)上和分配到正交通道192(Q路径)上的分配器单元122。混合器级120可以包括可控本地振荡器124，所述可控本地振荡器124生成近似正弦本地振荡器信号cos(2πf_Lot)。第二控制信号ctrl2可以在预定范围内控制振荡器频率f_Lo。

根据实施例，内部校准源180通过第一辅助时钟信号clk1控制本地振荡器124，使得校准频率f_cal和当前混合器频率f_Lo之间的频率偏差被明确地限定。根据另一实施例，内部校准源180输出用于控制降频转换的信号的采样的第二辅助时钟信号clk2，使得数字区中的延迟元件的时间基准与降频转换的校准信号的频率信息紧密联系。根据其它实施例，内部校准源180、本地振荡器124和为同相通道191和正交通道192中的模拟-数字转换提供取样时钟的源基于同一晶体时钟参考来工作，允许失衡估计和确定补偿单元的差数的计算算法的简化。根据其它实施例，所有时钟信号彼此独立，并且可以得自不同的源。

混合器级120还包括相移器单元126，所述相移器单元126将本地振荡器信号的相位移动90度。同相通道191中的第一混合器128a将混合器输入信号s(t)降频转换为同相信号。同相信号包含具有对应于本地振荡器频率f_Lo和混合器输入信号s(t)中的载波频率的差分频率的中间频率(IF)的信号。在正交通道192中，第二混合器128b将混合器输入信号s(t)降频转换为正交相信号，所述正交相信号也包含具有中间频率的信号。正交相信号与同相信号正交。通常，第一混合器128a和第二混合器128b具有相同的名义特性，并且其电特性仅仅由于制造公差而存在偏差。

同相信号和正交相信号被转发到模拟处理级130。在同相通道191中，模拟处理级130可以包括第一滤波器132a，所述第一滤波器132a可以是带通滤波器或低通滤波器。在正交通道192中，模拟处理级130可以包括第二滤波器132b，例如低通滤波器或带通滤波器。第一滤波器132a和第二滤波器132b阻隔在混合器级120中生成的其它混合器频率。第一放大器134a可被布置在同相通道191中且第二放大器134b可被设置在正交通道192中，从而调节各自的通道信号，用于随后的A/D转换。第一滤波器132a和第二滤波器132b理想地具有相同的名义特性，并且其电特性仅仅由于制造公差而存在偏差。第一放大器134a和第二放大器134b也是这样的。

以由第一ADC 136a和第二ADC 136b的公共采样速率限定的预定固定采样间隔，第一ADC 136a采样经滤波和调节的同相信号且第二ADC136b采样经滤波和调节的正交信号。根据已描述的实施例，内部校准源180可以传送时钟信号，采样速率由该时钟信号得到。

校正单元140由采样的同相信号x_I(t)和正交相信号x_Q(t)恢复经补偿的信号y(t)，所述经补偿的信号y(t)没有由同相通道191和正交通道192中的失配导致的干涉分量。为此，校正单元140包括补偿单元146，所述补偿单元146可以是数字信号处理单元，所述数字信号处理单元的参数被调节，以补偿在合并单元142中由采样的同相信号x_I(t)和正交相信号x_Q(t)得到的中间信号x(t)中的失配导致的干涉。

校正单元140还包括分析单元144，所述分析单元144用于确定补偿单元146的适当地参数Par。根据实施例，当校准信号cal(t)被供应到混合器级120的输入时，分析单元144由中间信号x_cal(t)的波谱X_cal(f)得到参数Par。为此，分析单元144可以包括傅立叶变换单元144a和计算单元144b。傅立叶变换单元144a可以包括用于对中间信号x_cal(t)加窗的窗函数并对经加窗的中间信号x(t)进行傅立叶转换。计算单元144b估计至少在预定频率下的从校准信号cal(t)得到的经加窗的中间信号x_cal(t)的波谱X_cal(f)。基于X_cal(f)的估计，计算单元144b获得参数Par，并将其输出到补偿单元146。傅立叶变换单元144a可以专门用于校正单元140。

第三控制信号ctrl3可以控制校正单元140，并可以将校正单元140从第一状态切换为第二状态或反之。在第一状态中，补偿单元146使用适当的参数来调节当经调节的接收机信号r(t)被施加到混合器级120的输入时得到的中间信号x(t)，从而生成经补偿的输出信号y(t)，所述输出信号y(t)就依赖于频率的I/Q失衡被补偿。在第二状态中，分析单元144分析通过施加校准信号cal(t)得到的未补偿的中间信号x_cal(t)，从而确定合适的参数Par。

校正单元140的每个单个的部件、一些部件或所有部件可以由程序来实现，或被实现为电子电路，例如集成在一个或多个集成电路(例如DSP或专用集成电路(ASIC))中的电子电路。

数字处理单元150进一步处理经补偿的信号y(t)，以得到例如视频信号、音频信号和/或数字数据信号的基带形式a(t)。例如，数字处理单元150包括解调制单元。

控制单元190可被连接到切换单元118，并可以输出第一控制信号ctrl1，以根据内部的面向过程的顺序控制例程控制校准信号cal(t)的路由。控制单元190还可连接到本地振荡器124，并可以输出第二控制信号ctrl2，以根据内部的面向过程的顺序控制例程控制振荡器频率f_Lo。此外，控制单元190可连接到校正单元140，并可以输出第三控制信号ctrl3，以控制校正单元140。控制单元190可以本地地集成所有三种功能和其他功能。根据另一个实施例，一种、两种或所有功能在集成电路内的不同位置处以分布方式实现。

第一控制信号ctrl1和第三控制信号ctrl3可以是大致同步的信号，其中，补偿单元146的模式根据切换单元118的模式来实质控制。例如，在接收机单元100的接收模式中，切换单元118可以将经调节的接收信号r(t)路由到混合器级120的输入，并且第三控制信号ctrl3可以将校正单元140切换到第一状态中，其中在第一状态中，补偿单元146被激活，并补偿依赖于频率的I/Q失衡。

在接收机单元100的校准模式中，切换单元118可以将校准信号cal(t)路由到混合器级120的输入。同时，第三控制信号ctrl3可以将校正单元140切换到第二状态中，其中，在所述第二状态中，分析单元144是激活的，并且基于从校准信号cal(t)得到的中间信号x_cal(t)估计I/Q失衡。在校准模式中得到的参数Par随后被用于配置补偿单元146以用于接收模式，使得所测量的I/Q失衡被补偿。

在校准模式期间可以使用第二控制信号ctrl2，以改变中间频率f_Lo，从而可以在不同的混合器频率f_k下分析中间信号x(t)，允许在足够数量的值的基础上估计参数Par。例如，在十个或更多个不同混合器频率f_k下分析中间信号x(t)，以获得具有足够精度的参数Par。根据实施例，至多20个不同的混合器频率f_k被使用，以限制电路复杂度。例如，16个混合器频率f_k被用于确定参数Par。

图2示出了用于混合器级和模拟处理级以及补偿器单元的I/Q失衡模型200。混合器模型包括同相通道(I通道)291中的第一混合器228a和正交通道(Q通道)292中的第二混合器228b。根据此模型，由第一混合器228a和第二混合器228b导致的全部I/Q失衡被分配给正交通道292。为此，混合器模型220的本地振荡器的输出用cos(2πf_Lot)形式的信号建模，并且相移器的输出用形式的信号建模，其中，增益因子g表示振幅失衡，并且相位偏移量

表示同相信号和正交相信号之间的相位失衡。

模拟处理级用在同相通道291中的具有脉冲响应h_i(t)的第一信号调节器235a以及在正交通道292中的具有脉冲响应h_Q(t)的第二信号调节器235b建模，其中，第一调节器235a和第二调节器235b例如可以包括滤波器和放大器。因为制造误差导致不完全相同的信号调节器235a和235b，所以不同的脉冲响应h_i(t)和h_Q(t)可能导致I/Q失衡的又一分量。脉冲响应h_i(t)和h_Q(t)还可以包含关于真实ADC 236a和ADC236b之间的差异的信息，使得后者被认为不再对后面的进一步失衡有贡献。

在第一步骤中，模型200被用于基于所施加的校准信号估计多个中间频率的振幅和相位失衡。在第二步骤中，由所估计的振幅和相位失衡得到补偿网络的参数。

利用本地振荡器频率(混合器频率)f_Lo，可以是校准信号cal(t)或经调节的接收机信号r(t)的混合器输入信号s(t)可以被建模为假设的、经平衡的目标IF信号z(t)的实部的两倍：

在等式(1)中，z*(t)是z(t)的共轭复数形式。分析和补偿基于通过合并采样的同相信号x_I(t)和正交相信号x_Q(t)所获得的数字复数值中间信号x(t)来进行，其中，同相信号x_I(t)表示该复数值中间信号x(t)的实部，而正交相信号x_Q(t)表示复数值中间信号x(t)的虚部。x(t)的形成可以用用于形成虚部的乘法器单元242a和用于合并实部和虚部的合并单元242b来建模：

(2)                      x(t)＝x_t(t)+j·x_Q(t)

利用图2的模型200，并且假设混合器级的依赖于频率的I/Q失衡在相当低的IF频率范围内是大致平坦的，且h_i(t)和h_q(t)实质上具有能够抑制具有高于期望的低IF通道频率的频率的信号的低通特性，使得具有高于期望的低IF部分的频率的混合结果被抑制，中间信号x(t)可以被表示为如下：

在等式(2a)中，符号“*”表示卷积算子。利用等式(2b)和(2c)中定义的缩写

中间信号x(t)可以被写成如下的形式：

(2d)                    x(t)＝m₁(t)*z(t)+m₂(t)*z^*(t)

在等式(2d)中，中间信号x(t)表示由相位失衡

增益失衡g和具有脉冲响应h_i(t)和h_q(t)的非同一性后处理滤波函数表征的失衡的I/Q路径得到的信号。中间信号x(t)的波谱X(f)由等式(2e)给出：

(2e)                    X(f)＝M₁(f)·Z(f)+M₂(f)·Z^*(-f)

所观察到的中间信号x(t)包括对应于频率域中的共轭复数和镜像部分的共轭复数部分。在频率域中，中间信号x(t)的波谱X(f)包含理想的、经平衡的信号z(t)的波谱Z(f)和经平衡的信号z(t)的镜像波谱Z*(-f)，波谱Z(f)和镜像波谱Z*(-f)分别用表示失衡特性的失衡函数M₁(f)和M₂(f)调制。在时间域中，中间信号x(t)包含对应于理想的、经平衡的信号z(t)的波谱Z(f)的第一部分和对应于理想的、经平衡的信号z(t)的镜像波谱Z*(-f)的第二部分。等式(2d)和(2e)表明I/Q失衡导致源自中间信号x(t)中存在的共轭信号项的镜像频率干涉。

为了分析I/Q失衡，校准信号cal(t)被施加到模型，作为混合器输入信号s(t)。根据实施例，校准信号cal(t)可以是正弦信号，其可以被表示为具有校准频率f_cal、振幅A_k和相位偏移ψ的余弦函数：

(3a)                    cal(t)＝A_k(t)*cos(2πf_calt+ψ)

然后，混合器频率f_Lo被施加，其相对于校准频率f_cal偏移频率偏移量f_k

(3b)                    f_Lo＝f_cal-f_k

利用等式(3a)，(3b)和(1)，对于s(t)＝cal(t)，经平衡的低IF信号z_cal(t)为：

$\left(4\right),z_{\mathrm{cal}}\left(t\right)=A_k{e}^{j(2\mathrm{\π}{f_k}^i+{\mathrm{\ψ}}_k)}$

利用一些未知的时间偏移量t₀获取和估计所得的中间信号x_cal(t)。利用等式(4)和(2d)，中间信号x_cal(t)为：

$\left(5\right),x_{\mathrm{cal}}(t-t_0)=A_k{m}_1(t-t_0)*e^{j(2\mathrm{\π}{f_k}^i*{\mathrm{\ψ}}_k)}+A_k{m}_2(t-t_0)*e^{-j(2\mathrm{\π}{f_k}^i*{\mathrm{\ψ}}_k)}$

参考图1，分析单元144包括执行中间信号x_cal(t)的傅立叶转换例如FFT(快速傅立叶转换)的傅立叶变换单元。设时移中间信号x_cal(t-t₀)的波谱X_cal(f)为：

$\left(6\right),x_{\mathrm{cal}}\left(f\right)=2\mathrm{\π}{A}_0[M_1\left(f_k\right)\·e^{-j{\mathrm{\θ}}_k}\mathrm{\δ}(f-f_k)+M_2(-f_k)\·e^{j{\mathrm{\θ}}_k}\mathrm{\θ}(f+f_k)]$

项

和

分别表示位于频率f_k和-f_k处的两个狄拉克(Dirac)分布的复数值振幅。

图3A示出了通过将具有656MHz的频率f_cal的校准信号cal(t)供应到具有665MHz的混合器频率f_Lo的混合器级的输入所获得的中间信号x_cal(t)的波谱X_cal(f)。降频转换的校准信号在负偏移频率+f(-9MHz)下表现为狄拉克分布。图像分量在正偏移频率-f(+9MHz)下表现为狄拉克分布。

图像分量是由I/Q失衡导致的。根据实施例，通过连续地施加不同的混合频率f_Lo并连续地对所得的中间信号x_cal(t)进行傅立叶转换，来对校准信号cal(t)进行降频转换。从中间信号x_cal(t)的数个波谱X_cal(f)(对在不同的频率偏移量下的校准信号cal(t)进行降频转换得到)，收集关于依赖于频率的振幅和相位失衡的信息。

将两个狄拉克分布关联，消去了未知值所述未知值

包含关于本地振荡器信号和校准信号cal(t)之间的相移量的信息：

$\left(7a\right),D\left(f_k\right)={(2\mathrm{\π}{A}_0{M}_2(-f_k)\·e^{j{\mathrm{\θ}}_k})}^{*}/(2\mathrm{\π}{A}_0{M}_1\left(f_k\right)\·e^{-j{\mathrm{\θ}}_k})$

(7b)        D(f_k)＝M^* ₂(-f_k)/M₁(f_k)

M₁(f_k)和M₂ ^*(-f_k)可以按如下由振幅和相位失衡和I和Q路径中的真实信号调节器的频率响应来表示：

将等式(7c)，(7d)代入等式(7b)得到等式(7e)：

假设脉冲响应h_I(t)和h_Q(t)是实数值的，频率响应H_I(f)和H_Q(f)具有共轭复数对称性。于是，利用缩写

(8a)            H_Δ(f)＝H_q(f)/H_i(f)

等式(7e)可以被简化为

因为振幅失衡和相位失衡都可以是依赖于频率的，所以H_Δ(f_k)可以被合并到依赖于频率的振幅失衡g_k和依赖于频率的相位失衡

中：

对于依赖于频率的表达式

求解方程(9)得到：

等式(10)表明，对于成功的I/Q失衡估计，关于校准信号cal(t)的振幅和相位的信息不是必需的。通过混合不同混合频率f_Lo下的校准信号cal(t)并对于每一个混合频率f_Lo测量在各波谱X_cal(f)中的-f_k和+f_k处的分布的振幅比，可以估计振幅和相位I/Q失衡的频率依赖性。

对于依赖于频率的振幅和相位I/Q失衡的所述估计所根据的模型允许基于一个校准信号和用于将所述校准信号cal(t)降频转换为不同的中间频率f_k的可控本地振荡器，来进行所述估计。根据实施例，中间信号x_cal(t)在被傅立叶转换之前被加窗。因为可以在已知的多个频率点估计波谱，所以不需要进行完全傅立叶转换。根据具有数字处理单元的接收机单元还包含用于其它目的的傅立叶变换单元的其它实施例，失衡估计可以利用其它可用资源。波谱的振幅值可从傅立叶变换单元的输出直接得到。所需要的计算步骤相对简单，并且不需要巨大的资源。

回到图1，基于振幅和相位I/Q失衡的值，分析单元144还确定补偿依赖于频率的振幅和相位I/Q失衡的补偿单元146的参数Par。

现在再回到图2，补偿单元包括用于通过合并采样的同相信号x_i(t)和正交相信号x_q(t)获得的中间信号x(t)的两个并联通道281和282。根据实施例，第一通道281设置有具有第一脉冲响应p₁(t)的第一滤波单元246a，并且第二通道282设置有具有第二脉冲响应p₂(t)的第二滤波单元246c，并作用于复数值的中间信号x(t)的共轭复数，其中，补偿单元的模型还设置用于形成该共轭复数信号的共轭单元246b。根据实施例，第一滤波单元246a是排他地延迟输入信号的延迟单元。根据其它实施例，第一滤波单元246a可以合并中间信号x(t)的两个或更多个延迟形式。重组单元246d重组由第一滤波单元246a输出的经滤波的信号y₁(t)和由第二滤波单元246c输出的经滤波的信号y₂(t)，以获得经补偿的信号y(t)。然后，等式(11a)给出了作为中间信号x(t)的函数的经补偿的信号y(t)：

(11a)        y(t)＝p₁(t)*x(t)+p₂(t)*x^*(t)

所观察到的信号y(t)的波谱Y(f)为

(11b)        Y(f)＝P₁(f)X(f)+P₂(f)X^*(-f)

经补偿的信号y(t)可以被解释为对于理想的、经平衡的信号z(t)的估计。为此，在等式(11a)中，x(t)用其由等式(2d)给出的经平衡的信号z(t)的表达式来替换：

(12)        y(t)＝[p₁(t)*m₁(t)+p₂(t)*m₂ ^*(t)]*z(t)+[p₁(t)*m₂(t)+p₂(t)*m₁ ^*(t)]*z^*(t)

镜像频率干涉的来源是与z*(t)卷积的项。为了消除复数共轭的部分，必须满足：

$\left(13\right),p_1\left(t\right)*m_2\left(t\right)+p_2\left(t\right)*m_t^{*}\left(t\right)=0$

换句话说，如果第一脉冲响应P₁(t)和第二脉冲响应p₂(t)是方程(13)的解，则在方程(12)中，共轭复数部分被消去。根据实施例，p₁(t)和p₂(t)表示其系数可以按如下确定的延迟/滤波单元的脉冲响应。

为了确定p₁(t)和p₂(t)的未知的滤波系数，等式(13)被变换到频率域中并对于p₂(t)求解：

(14a)      P₁(f)M₂(f)+P₂(f)M₁ ^*(-f)＝0

$\left(14b\right),P_2\left(f\right)=-P_1\left(f\right)\frac{M_2\left(f\right)}{M_1^{*}(-f)}$

将等式(7b)和(10)代入等式(14b)，可以解出在离散的偏移频率f_k下的p₂(t)。

(15)    P₂(f_k)＝-P₁(f_k)(1-I^*(-f_k))/(1+I^*(-f_k))

因为分析单元能够利用不同偏移频率f_k下的多个波谱X_cal(f_k)确定I(f_k)，参见等式(7b)和(10)，所以所收集的信息可被用于配置两路补偿单元。

根据所示的实施例，第一通道281中的第一滤波单元246a被设置作为简单的延迟元件，所述延迟元件将其输入处的信号延迟整数个数的采样间隔。这可以导致小的信号失真d(t)，其中y(t)＝d(t)*z(t)。但是，因为在现实系统中，正交解调器必须更强的通道失真，所以小的失真在大多数情况下是可忽略不计的。

利用作为简单的延迟元件的第一滤波单元246a，等式(15)变为对于P₂(f_k)是可解的。可以对于所有的被测量的偏移频率f_k求解P₂(f_k)，并且可以内插其他偏移频率下的其他值。第二滤波单元246c的所得的光谱响应P₂(f_k)被反傅立叶变换，以获得时域中的第二滤波单元246c的第二脉冲响应p₂(t)。第二脉冲响应提供延迟链的衰减值。

图3B是示出了校正单元340单元的细节。复数值的中间信号x(t)具有表示实部的采样的同相信号x_I(t)和表示虚部的采样的正交相信号x_Q(t)，所述复数值的中间信号x(t)被转发到第一通道381和与第一通道381并联设置的第二通道382。第一通道381包括第一滤波单元360。根据实施例，第一滤波单元360是延迟单元，其延迟单元排他地延迟中间信号x(t)，并在其输出处生成中间信号x(t)的延迟形式y₁(t)。第二通道382包括共轭单元362和第二滤波单元366，其中，所述共轭单元362由中间信号x(t)提供共轭复数信号x*(t)，并且所述第二滤波单元366具有基于校准信号cal(t)确定的可变滤波系数。例如，可以基于在校准模式中(其中，校准信号cal(t)被降频转换为不同的偏移频率f_k)得到的在正偏移频率和相应的负偏移频率下的中间信号x_cal(t)的复数值波谱分量的比值，来计算滤波系数。例如，滤波系数基于对应的波谱分量的振幅比值和相位差来计算。第二滤波单元366在其输出处生成经滤波的信号y₂(t)。重组单元368重组经滤波的信号y₁(t)，y₂(t)，以生成经补偿的信号y(t)。

根据实施例，第一滤波单元360是延迟单元，其将中间信号x(t)延迟采样间隔的预定整数倍L，采样间隔由被采样的同相信号和正交相信号的采样速率给出。

第二滤波单元366可以包括预定数量N+1的串联布置的级，其中，第二和任何更高的级可以包括一个延迟单元392-1，392-2，...392-N，并且每个级可以包括一个加权单元374-0，374-1，...374-N。每个加权单元由其滤波系数来描述。这些级的输出被叠加或相加，以生成经滤波的信号y₂(t)。第二滤波单元366可以具有至少1至多达1000个级，例如5到20个级。

基于采样速率、衰退和类型和强度以及规格要求，预定N和L的值。根据涉及相对于频率平直的I/Q失衡的实施例，N可以为1，L可被设为等于零。根据涉及频率选择性衰退的实施例，N和L两者一般可被设为大于零，例如在1到20之间的范围内。根据其它实施例，L小于N，例如L为N减去1。根据其它实施例，N在3到10之间的范围内，并且L被设为N-1。

校正单元340可以还包括分析单元344，所述分析单元344包括傅立叶变换单元344a和计算单元344b。傅立叶变换单元344a可以包括窗函数并估计经加窗的中间信号x(t)的波谱。计算单元344b能够确定各个滤波系数，并将其输出到相应的加权单元374-0，374-1，...374-N。

第三控制信号ctrl3可以控制计算单元344b的模式。例如，当从校准模式变化到接收模式时，第三控制信号ctrl3可以控制计算单元344b，以将所确定的滤波系数输出到第二滤波单元366。此外或或者，第三控制信号ctrl3可用于激活和停用傅立叶变换单元344a和/或计算单元344b。

图3C涉及第三控制信号ctrl3控制计算单元344b以响应于所选定的模式设置滤波系数Par的实施例，其中，所选定的模式可以是校准模式或接收机模式。在校准模式中，滤波系数Par被选择，以将补偿单元346切换为透明。

例如，在校准模式中，计算单元344b可以阻隔第二滤波单元366。根据实施例，计算单元344b可以将所有滤波系数设为“零”，使得经滤波的信号y₂(t)为“零”信号，而在重组单元368的输出处的信号为延迟的中间信号x(t)。

根据另一实施例，第一滤波单元360是可配置的并且可以采用至少两种不同的配置。在第一配置中，其将中间信号延迟预定的量。在第二配置中，其发射没有延迟的中间信号。例如，第一滤波单元360包括一个将中间信号延迟预定延迟量的滤波级、用于未延迟的中间信号的第一加权单元和用于经延迟的中间信号的第二加权单元。在校准模式中，计算单元344b阻隔第二加权单元(例如，通过将相应的滤波系数设为零)并且激活第一加权单元(例如，通过将相应的滤波系数设为“1”)。反之，在接收机模式中，可以激活第二加权单元而不是第一加权单元。

图3D涉及滤波系数不依赖于模式的另一实施例。更确切地，第三控制信号ctrl3控制补偿单元346的输出处的切换单元344c。在校准模式中，切换单元344c将补偿单元346的输入与可以包括窗口函数的傅立叶变换单元344a的输入相连接。在接收模式中，切换单元344c可以将补偿单元346的输出与傅立叶变换单元344a的输入相连接，并且将补偿单元346的输出路由到傅立叶变换单元344a。例如，切换单元344c可以允许监视补偿单元346的效果。

图4A和4B示出了根据本发明的实施例的补偿方法的效果。图4A示出了通过将具有656MHz的频率f_cal的校准信号cal(t)供应到具有665MHz的混合器频率f_Lo的混合器级的输入所获得的中间信号x_cal(t)的波谱402。降频转换的校准信号在负偏移频率+f(-9MHz)下表现为狄拉克分布。图像分量在正偏移频率-f(+9MHz)下表现为狄拉克分布。

从两个分布的比值，确定对于f_k的振幅和相位失衡。对于若干的偏移频率f_k重复进行确定。基于所确定的振幅和相位失衡的值，计算与延迟路径并联布置并且对于共轭复数中间信号有效的可配置13阶(13-tap)FIR(有限脉冲响应)滤波器的滤波系数，并且该滤波系数被应用到滤波器。图4A的校准信号也是在滤波器被激活的情况下施加。

图4B示出了所得的波谱404。I/Q校准产生约30dB的附加图像抑制，得到约80dB的最终IRR(图像抑制比(image rejection ratio))，所述IRR表示图像信号的波谱与期望的输出信号的波谱之比。

图5中所示的流程图涉及补偿正交解调器中的I/Q失衡的方法。该补偿方法可以在处理正交调制接收机信号的方法的过程中应用，例如作为操作包括正交接收机或解调器的接收机单元的方法。

例如，正交调制的接收机信号在正交解调器中解调制，其中，生成同相信号和正交相信号。同相信号和正交相信号被采样，其中，获得采样的同相和正交相信号。采样的同相信号和正交相信号被合并为中间信号x(t)，所述中间信号x(t)的实部可以基于采样的同相IF信号x_i(t)，并且其虚部可以基于采样的正交相IF信号x_q(t)(502)。利用适应性滤波器(adaptive filter)对复数共轭中间信号x*(t)进行滤波，所述适应性滤波器的滤波系数基于已针对多个中间频率由校准信号cal(t)获得的中间信号x_cal(t)的复数值波谱分量的比值来确定，其中，每一个比值由在正中间频率下的复数值波谱分量和在相应的负中间频率下的复数值波谱分量来产生(504)。换句话说，每一个比值基于在正中间频率和相应的负中间频率下的波谱分量的振幅比和相位差来产生。

经滤波的信号可以与中间信号x(t)的延迟形式重组，以获得输出信号y(t)。中间信号x(t)的延迟形式可以通过如下获得：将中间信号延迟与采样的同相和正交相信号的采样速率相对应的采样间隔的整数倍L，其中整数倍L大于0。

根据实施例，可以由已在不同的中间频率下由校准信号cal(t)获得的中间信号x_cal(t)的相应波谱分量的振幅比和相位差来确定滤波系数。可以对由校准信号cal(t)获得的中间信号x_cal(t)进行傅立叶变换，以获得由校准信号cal(t)获得的中间信号x_cal(t)的波谱X_cal(f)。该方法允许补偿依赖于频率的I/Q失衡，而不需要大量的附加硬件部件。

根据另一方面，本发明涉及接收机单元，所述接收机单元具有包括第一滤波单元和第二滤波单元的补偿单元。第一滤波单元滤波(例如延迟)中间信号x(t)，所述中间信号x(t)的实部基于采样的同相IF信号x_i(t)，并且其虚部基于采样的正交相IF信号x_q(t)。第二滤波单元滤波中间信号x(t)的共轭复数形式。基于校准信号，以允许使用还供应用于处理接收机单元的接收信号的信号(例如，采样时钟、内部处理时钟和/或本地振荡器信号)作为校准信号源的方式，得到第一滤波单元和第二滤波单元的滤波系数。重组单元重组滤波单元的输出信号，以生成经补偿的信号。

根据该方面的实施例，第一滤波单元被配置来将中间信号x(t)延迟与采样的同相和正交相信号的采样速率相对应的采样间隔的整数倍L，其中整数倍L大于0。

根据该方面的另一实施例，接收机单元包括分析单元，所述分析单元用于基于已针对多个中间频率由校准信号cal(t)获得的中间信号x_cal(t)的复数值波谱分量的比值来确定所述滤波系数，其中，每一个比值由在正中间频率下的复数值波谱分量和在相应的负中间频率下的复数值波谱分量来产生。例如基于相应的波谱分量的振幅比和相位差来确定所述滤波系数。

Claims (21)

1.一种接收机单元，所述接收机单元包括补偿单元(346)，所述补偿单元(346)包括：

第一滤波单元(360)，其被配置来滤波中间信号(x(t))，所述中间信号(x(t))的实部基于采样的同相IF信号(x_i(t))，并且其虚部基于采样的正交相IF信号(x_q(t))；以及

第二滤波单元(366)，其被配置来滤波所述中间信号(x(t))的共轭复数形式并由滤波系数来定义，所述滤波系数基于对于多个中间频率由校准信号(cal(t))获得的中间信号(x_cal(t))来确定。

2.如权利要求1的接收机单元，还包括

振荡器电路，其被配置来供应用于处理所述接收机单元的接收信号的信号和所述校准信号(cal(t))。

3.如权利要求1的接收机单元，还包括

分析单元(344)，其被配置来基于已针对所述多个中间频率由所述校准信号(cal(t))获得的中间信号x_cal(t)的复数值波谱分量的比值来确定所述滤波系数，其中，每一个比值由在正中间频率下的复数值波谱分量和在相应的负中间频率下的复数值波谱分量来产生。

4.如权利要求1的接收机单元，其中所述补偿单元(346)还包括

重组单元(368)，其被配置来重组所述滤波单元(360，366)的输出信号，以生成经补偿的信号(y(t))。

5.如权利要求1的接收机单元，其中

所述第一滤波单元(360)被配置来将所述中间信号(x(t))延迟与所述采样的同相和正交相信号的采样速率相对应的采样间隔的整数倍L，其中所述整数倍L大于0。

6.如权利要求1的接收机单元，其中所述分析单元(344)包括

计算单元(344b)，其能够由在不同中间频率下由所述校准信号(cal(t))获得的所述中间信号(x_cal(t))的波谱振幅确定所述第二滤波单元(366)的所述滤波系数。

7.如权利要求1的接收机单元，其中所述分析单元(344)包括

傅立叶变换单元(344a)，其被配置来对由所述校准信号(cal(t))获得的所述中间信号(x_cal(t))进行傅立叶变换，以获得由所述校准信号(cal(t))获得的所述中间信号(x_cal(t))的波谱(X_cal(f))。

8.如权利要求1的接收机单元，其中

所述补偿单元(346)被配置来在接收模式中输出通过所述滤波单元(360，366)的输出信号的重组而获得的信号。

9.如权利要求1的接收机单元，还包括

正交解调器，其被配置来由混合器输入信号(s(t))生成所述采样的同相信号(x_i(t))和所述采样的正交相信号(x_q(t))；以及

切换单元(118)，其被配置来在接收模式中将接收机信号(r(t))输出到所述正交解调器，并且在校准模式下输出所述校准信号(cal(t))。

10.如权利要求9的接收机单元，其中

所述正交解调器包括可控本地振荡器(124)，所述可控本地振荡器(124)被配置来供应用于对所述混合器输入信号(s(t))进行降频转换的混合器信号。

11.如权利要求10的接收机单元，还包括

控制单元(190)，其被配置来根据内部的面向过程的顺序控制例程控制所述切换单元(118)、所述可控本地振荡器(124)和/或所述补偿单元(346)。

12.一种电子设备，包括

如权利要求1的接收机单元。

13.一种补偿正交解调器中的I/Q失衡的方法，所述方法包括：

合并采样的同相信号和正交相信号，以获得中间信号(x(t))，所述中间信号(x(t))的实部基于采样的同相IF信号(x_i(t))，并且其虚部基于采样的正交相IF信号(x_q(t))；以及

利用适应性滤波器对复共轭的中间信号(x*(t))进行滤波，所述适应性滤波器的滤波系数基于针对多个中间频率由校准信号(cal(t))获得的中间信号(x_cal(t))来确定。

14.如权利要求13所述的方法，其中

所述校准信号由振荡器电路提供，所述振荡器电路被配置来供应用于对接收机单元的接收信号进行处理的信号。

15.如权利要求13所述的方法，其中

所述滤波系数基于针对多个中间频率由所述校准信号(cal(t))获得的所述中间信号(x_cal(t))的复数值波谱分量的比值来确定，其中，每一个比值由在正中间频率下的复数值波谱分量和在相应的负中间频率下的复数值波谱分量来产生。

16.如权利要求13所述的方法，还包括

将经滤波的信号与所述中间信号(x(t))的延迟形式重组，以获得输出信号y(t)。

17.如权利要求13所述的方法，其中

所述中间信号(x(t))的所述延迟形式通过如下方式获得：将所述中间信号延迟与所述采样的同相和正交相信号的采样速率相对应的采样间隔的整数倍L，其中所述整数倍L大于0。

18.如权利要求13所述的方法，还包括

由在不同的中间频率下由所述校准信号(cal(t))获得的所述中间信号(x_cal(t))的波谱振幅来确定所述适应性滤波器的所述滤波系数。

19.如权利要求13所述的方法，还包括

对由所述校准信号(cal(t))获得的所述中间信号(x_cal(t))进行傅立叶变换，以获得由所述校准信号(cal(t))获得的所述中间信号(x_cal(t))的波谱X_cal(f)。

20.一种接收机单元，包括：

第一滤波单元(360)，其被配置来滤波中间信号(x(t))，所述中间信号(x(t))的实部基于采样的同相IF信号(x_i(t))，并且其虚部基于采样的正交相IF信号(x_q(t))；

第二滤波单元(366)，其被配置来滤波所述中间信号(x(t))的共轭复数形式，其中，所述第一滤波单元(360)和所述第二滤波单元(366)的滤波系数由校准信号来得到；

重组单元(368)，其被配置来重组所述滤波单元(360，366)的输出信号，以生成经补偿的信号(y(t))；以及

振荡器电路，其被配置来供应用于处理所述接收机单元的接收信号的信号和所述校准信号。

21.如权利要求20的接收机单元，其中

所述第一滤波单元(360)被配置来将将所述中间信号(x(t))延迟与所述采样的同相和正交相信号的采样速率相对应的采样间隔的整数倍L，其中所述整数倍L大于0。

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