CN101502007A - 互调失真的检测和减轻 - Google Patents

Abstract

描述一种用于检测和减轻互调失真(IMD)的技术。一设备(例如蜂窝电话)获取数字互调失真，并且基于该数字互调失真，数字地确定输入信号中的互调失真。该设备可以使数字互调失真与输入信号相关，并且基于相关结果来确定输入信号中的互调失真。该设备可以基于所检测的输入信号中的互调失真，调整接收机中一个或多个电路块(如混频器、LNA等)的操作。可替换地或另外地，该设备可以调节数字互调失真，以便获取与输入信号中的互调失真相匹配的调节后的互调失真，随后可以从输入信号中减去调节后的互调失真。

Description

互调失真的检测和减轻

根据35　U.S.C.§119要求优先权

本专利申请要求2006年8月8日提交的标题为“Digital IntermodulationEstimation，Digital Intermodulation Cancellation”的临时申请No.60/836,608的优先权，该临时申请被转让给本受让人，并通过引用明确地合并于此。

技术领域

本公开总地涉及电路，更具体而言涉及用于减轻接收机中的互调失真的技术。

背景技术

无线全双工通信系统中的无线设备对于双向通信可以同时地发送和接收数据。一种这样的全双工系统是码分多址(CDMA)系统。在发送路径上，无线设备内的发射机(a)将数据调制到射频(RF)载波信号上以生成已调制信号，并且(b)放大该已调制信号以获取具有适当信号电平的发送信号。该发送信号路经双工器，并经由天线发送至一个或多个基站。在接收路径上，无线设备内的接收机(a)经由天线和双工器获取所接收的信号，并且(b)对所接收的信号进行放大、滤波和解调以获取基带信号。对基带信号加以进一步处理，以恢复由基站发送的数据。

所接收的信号可以包括各种信号分量，例如期望信号和电子干扰(jammer)。电子干扰是频率上很靠近期望信号的幅值很大的不期望有的信号。一部分发送信号还可能经由双工器从发射机渗漏到接收机。由于发送信号和期望信号通常在两个不同的频率上，所以发送渗漏信号通常可以滤除，并且本身不会造成问题。然而，接收机中的非线性可能会导致发送渗漏信号与其自身以及与电子干扰的混频，这可能由此导致落在期望信号的带宽内的互调失真。落在带内的互调失真充当了可能使性能降低的额外噪声。

因此，在该技术领域中需要用以减轻接收机中互调失真有害效应的技术。

发明内容

此处描述了用于检测和减轻互调失真(IMD)的技术。设备(例如蜂窝电话)获取互调失真的数字表示(或简单地说是，数字互调失真)，并且基于该数字互调失真，数字地确定或检测输入信号中的互调失真。该数字互调失真可以通过以下方式获取：(a)基于数字数据在数字域(相对于模拟域)中生成互调失真，或(b)数字化含有互调失真的模拟信号。互调失真的数字确定/检测是指数字域中的互调失真的确定/检测，例如使用数字信号处理技术。该设备可以获取数字二阶互调失真(IM2)，并基于该数字IM2数字地确定输入信号中的IM2。可替换地或另外地，该设备可以获取数字三阶互调失真(IM3)，并基于该数字IM3数字地确定输入信号中的IM3。该设备可以使数字互调失真与输入信号相关，并且可以基于相关结果来确定输入信号中的互调失真。

该设备可以基于所确定的输入信号中的互调失真，调整接收机中一个或多个电路块(如混频器、低噪声放大器(LNA)等)的操作。可替换地或另外地，该设备可以调节(condition)数字互调失真，以便获取与输入信号中的互调失真相匹配的调节后的互调失真，随后可以从输入信号中减去或消除调节后的互调失真。

下面，将更为详细地描述本公开的各个方面和特征。

附图说明

图1示出无线设备的框图。

图2A-2D示出在接收机各个位置处的信号分量。

图3示出基于数模转换之前的发送信号版本生成和检测数字IMD的无线设备。

图4A示出基于发送信号的下变频版本生成和检测数字IMD的无线设备。

图4B示出基于发送信号的平方版本生成和检测数字IMD的无线设备。

图5A-5E示出IM2和IM3生成器的不同设计。

图6A-6C示出IM2和IM3相关器的不同设计。

图7示出检测和消除数字IMD的无线设备。

图8示出IMD生成器和数字滤波器/IMD消除器。

图9A示出IMD调节单元。

图9B示出电子干扰重建单元。

图10示出用于检测和减轻IMD的过程。

具体实施方式

此处描述的IMD检测和减轻技术可以用于无线设备、基站和其它电子设备。无线设备还可以称作移动台、用户设备、用户终端、用户单元等等。无线设备可以是蜂窝电话、个人数字助理(PDA)、无线调制解调器、手持设备、手机等等。该技术还可以用于各种通信系统，如CDMA系统、时分多址(TDMA)系统、频分多址(FDMA)系统、正交FDMA(OFDMA)系统等等。为了清楚起见，以下就CDMA系统中的无线设备来描述该技术。

图1示出无线设备100的框图，无线设备100包括模拟部分102和数字部分104。模拟部分102包括(a)发射机110和(b)接收机112，发射机110包括混频器124和功率放大器(PA)126，接收机112包括低噪声放大器(LNA)140、混频器142和模拟滤波器144。

在发送路径上，发送(TX)数据处理器120处理要发送的数据，并提供数字输出同相(I)信号I_out和数字输出正交(Q)信号Q_out。数模转换器(DAC)122将输出I和Q信号转换为模拟的信号，并提供模拟I和Q信号。混频器124用模拟I和Q信号调制发送本地振荡器(LO)信号，并提供已调制信号。发送LO信号的频率为ω_T，频率为ω_T由用于无线设备100的数据发送的频率信道来确定。功率放大器126放大已调制信号，并提供发送信号，发送信号路经双工器128并经由天线130发送。

在接收路径上，天线130接收基站和其它干扰源发送的信号，并提供所接收到的信号。双工器128将所接收到的信号从天线130路由到LNA 140。一部分发送信号还经由双工器128渗漏到LNA 140。LNA 140输入端的信号由此包括来自天线130的所接收到的信号，以及来自功率放大器126的发送渗漏信号。LNA 140放大它的输入信号并提供放大的信号。混频器142用接收LO信号解调放大的信号，并提供基带I和Q信号。接收LO信号的频率为ω_R，频率为ω_R由无线设备100接收的频率信道来确定。模拟滤波器144对基带I和Q信号进行滤波以去除噪声和其它分量，并提供滤波后的I和Q信号。滤波器144可以执行抗混叠(anti-alias)滤波，以用于后继的数字化处理。模数转换器(ADC)146数字化滤波后的I和Q信号，并提供数字的所接收的I信号I_rx和Q信号Q_rx。数字滤波器148对所接收到的I和Q信号进行滤波，并提供数字输入I信号I_in和Q信号Q_in。滤波器148可以衰减数字化处理所产生的噪声和其它分量，并且可以传送所关心的期望信号。接收(RX)数据处理器150处理输入I和Q信号，并提供解码后的数据。

控制器/处理器190指挥无线设备100内各单元的操作。存储器192存储用于无线设备100的数据和程序代码。

一般而言，接收机可以用超外差式(super-heterodyne)架构或直接基带(direct-to-baseband)架构来实现。在超外差式架构中，所接收到的信号在多个阶段中进行下变频，例如，在一个阶段中从RF到中间频率(IF)，然后在另一阶段中从IF到基带。如图1所示，在直接基带架构中，所接收到的信号在一个阶段中从RF直接下变频到基带。超外差式架构和直接基带架构可以使用不同的电路块和/或具有不同的要求。发射机也可以用超外差式架构或直接基带架构来实现(如图1所示)。为了清楚起见，以下描述针对于直接基带架构。

图1示出简化的收发信机设计。在典型收发信机中，发送和接收路径上的信号可以通过一个或多个阶段的放大器、滤波器、混频器等进行调节。也可以不同于图1所示的配置来布置电路块。此外，图1中未示出的其它电路块也可以用来调节发送和接收路径上的信号。举例来说，可以在各个混频器之前和/或之后添加滤波器和/或放大器。

图2A示出从天线130接收到的信号。所接收到的信号包括以频率ω_R为中心的期望信号212和以频率ω_J为中心的电子干扰214。电子干扰214是不期望有的信号，并可能对应于例如高级移动电话服务(AMPS)系统中附近基站发射的信号。电子干扰的幅值可以比期望信号高得多，并且可能在频率上靠近期望信号。

图2B示出LNA 140输入端的信号。该信号包含所接收到信号中的期望信号212和电子干扰214，以及来自发射机的发送渗漏信号216。发送渗漏信号216可以具有相对期望信号更大的幅值，因为来自功率放大器126的发送信号通常在幅值上比期望信号大得多。

图2C示出混频器142输出端的信号。LNA 140和混频器142中的非线性可能会造成发送渗漏信号216与其自身混频，这可能会进而导致以零频率为中心或直流(DC)的二阶互调失真(IM2)分量218。该非线性还可能会造成IM2分量218与电子干扰214混频，这可能会进而导致以下变频的电子干扰频率ω_J—ω_R为中心的三阶互调失真(IM3)分量220。IMD分量218和220将在下文中进行更为详细的描述。

图2D示出数字滤波器148输出端的信号。滤波器148可以抑制期望信号212带宽以外的IMD分量。期望信号212带宽以内的MD分量不能得到抑制，并且充当期望信号212的额外噪声。该额外噪声可能会使性能降低，并导致更高的比特误码率(BER)、更高的分组误码率(PER)等等。该额外噪声还可能使接收机灵敏性降低(或使接收机“不敏感”)，以至能够由接收机可靠检测到的最小期望信号需要具有更高的幅值。

有源设备(例如LNA 140或混频器142)具有下述传递函数：

y(v)＝a₁ v+a₂ v²+a₃ v³+...       等式(1)

其中，v是输入到有源设备的输入信号，

a₁、a₂和a₃是定义有源设备线性度的系数，而

y(v)是从有源设备输出的输出信号。

为了简单起见，三阶以上的更高阶的项可以忽略不计。

在等式(1)中，a₁v是线性项，其中a₁是有源设备的增益。二阶非线性用a₂v²给出，而三阶非线性用a₃v³给出。系数a₂和a₃分别确定二阶和三阶非线性的量。对于理想的有源设备而言，a₂和a₃均等于零。如果a₂和/或a₃具有非零的值，那么非理想的设备具有非线性传递函数。

输入到有源设备的输入信号可以如下所示：

v＝A[s_xcos(ω_Tt)-s_ysin(ω_Tt)]+J cos(ω_Jt)  等式(2)

其中，A[s_xcos(ω_Tt)-s_ysin(ω_Tt)]对应于发送渗漏信号，而J cos(ω_Jt)对应于电子干扰。

来自有源设备的输出信号可以如下所示：

$y\left(v\right)=a_1\{A(s_x\cos \left({\mathrm{\ω}}_{T}t\right)-s_y\sin \left({\mathrm{\ω}}_{T}t\right))+J\cos \left({\mathrm{\ω}}_{J}t\right)\}$

$+\frac{a_2}{2}[A^2(s_x^2+s_y^2)+J^2]+a_2\mathrm{AJ}[s_x\cos ({\mathrm{\ω}}_T-{\mathrm{\ω}}_J)t-s_y\sin ({\mathrm{\ω}}_T-{\mathrm{\ω}}_J)t]$

$+\frac{{3a}_3}{4}[A^2(s_x^2+s_y^2)+{2J}^2]A[s_x\cos \left({\mathrm{\ω}}_{T}t\right)-s_y\sin \left({\mathrm{\ω}}_{T}t\right)]$           等式(3)

$+\frac{3a_3}{4}[2A^2(s_x^2+s_y^2)+J^2]J\cos \left({\mathrm{\ω}}_{J}t\right)$

$+\frac{3a_3}{2}{A}^{2}J[(s_x^2-s_y^2)\cos (2{\mathrm{\ω}}_T-{\mathrm{\ω}}_J)t-s_x{s}_y\sin (2{\mathrm{\ω}}_T-{\mathrm{\ω}}_J)t]$

$+\frac{3a_3}{2}A{J}^2[s_x\cos (2{\mathrm{\ω}}_J-{\mathrm{\ω}}_T)t-s_y\sin (2{\mathrm{\ω}}_J-{\mathrm{\ω}}_T)t].$

在等式(3)中，第一行包括来自线性项a₁v的两个分量。发送渗漏信号和电子干扰通过线性项传递，并且可以由混频器142进行下变频，并由模拟滤波器144和/或数字滤波器148进行滤波。第二行包括由二阶非线性项a₂v²生成的两个IM2分量。这些IM2分量处于DC和ω_T—ω_J。第三行直到最后一行包括由三阶非线性项a₃v³生成的IM3分量。这些IM3分量处于频率ω_T、ω_J、2ω_T—ω_J和2ω_J—ω_T。

如等式(3)所示，二阶和三阶非线性生成了混频乘积的各种组合。有两个混频乘积是值得特别关注的，并且可以表示为：

$y\left(v\right)=\frac{a_2}{2}[A^2(s_x^2+s_y^2)+J^2]+\frac{3a_3}{4}[2A^2(s_x^2+s_y^2)+J^2]J\cos \left({\mathrm{\ω}}_{J}t\right)+...$    等式(4)

在等式(4)中，

是由二阶非线性产生的IM2分量。 $3a_3[2A^2(s_x^2+s_y^2)+J^2]J\cos \left({\mathrm{\ω}}_{J}t\right)/4$ 是由三阶非线性产生的IM3分量。等式(3)中第一、第三、第五、和第六行中的其它IM2和IM3分量由混频器142下变频到其它频率，并可以滤除。

图2C示出由LNA 140和/或混频器142的二阶和三阶非线性生成的IM2和IM3分量。在混频器142的输出端，将期望信号212下变频到DC。IM2分量

穿过混频器142并落到处于DC的期望信号之上。该IM2分量本质上是发送信号的平方。时域中发送信号的平方对应于频域中发送信号与其自身的卷积。如果发送信号具有矩形谱形，那么卷积将得到具有近似三角形的IM2分量218。IM3分量 $3a_3[2A^2(s_x^2+s_y^2)+J^2]J\cos \left({\mathrm{\ω}}_{J}t\right)/4$ 以下变频的电子干扰频率为中心，并可能与期望信号重叠。该IM3分量本质上是与电子干扰混频的发送信号的平方，并且对应于以下变频的电子干扰频率为中心的具有近似三角形的IM3分量220。

接收机112可能具有较弱的二阶和/或三阶非线性。如等式(3)和图2C所示，当发送渗漏信号和/或电子干扰存在时，非线性可能会造成落在带内的IMD分量。IMD分量可能会使性能降低和/或使接收机不灵敏。

在一方面，通过获取数字IM2和/或IM3，并且使输入信号与数字IM2和/或IM3相关，来检测输入信号中的IM2和/或IM3。可以采取纠正措施来将检测到的IM2和/或IM3水平降低到可接受的水平以内。所关心的IM2和/或IM3分量应归因于混频发送信号的乘积。IM2和/或IM3可以基于发送信号的版本数字地生成，所述发送信号的版本可以根据提供给DAC 122的数字信号来获取，或者通过下变频发送信号来获取。数字IM2还可以通过数字化发送信号的平方版本来获取。

图3示出无线设备300的设计框图，其中基于数字输出I信号I_out和Q信号Q_out生成和检测数字IMD。无线设备300包括图1中无线设备100内的单元120-150、190和192。无线设备300还包括IMD生成器160、IMD相关器170和IMD控制单元180。

IMD生成器160从TX数据处理器120接收数字输出I信号I_out和Q信号Q_out，还可以从数字滤波器148接收中间I信号I_int和Q信号Q_int。如下所述，IMD生成器160根据发送信号数字地生成IMD。IMD相关器170接收数字IMD以及来自数字滤波器148的输入I信号I_int和Q信号Q_int。IMD相关器170使输入I和Q信号与数字IMD相关，并提供相关结果。IMD控制单元180基于该相关结果，确定输入I和Q信号中的IMD水平。IMD控制单元180生成一个或多个控制，以便基于检测到的IMD水平来调整一个或多个电路块，从而降低输入I和Q信号中的IMD。

无线设备300基于发送信号的数字版本生成IMD。这可以简化无线设备300的设计并降低成本，因为用来生成IMD的处理过程可以数字地来执行，而无须使用额外的模拟电路。

图4A示出无线设备400的设计框图，其中基于发送信号的下变频版本生成和检测数字IMD。无线设备400包括图1中无线设备100内的单元120-150、190和192。无线设备400还包括用于发送信号的第二接收路径、IMD生成器162、IMD检测器170和IMD控制单元180。

对于第二接收路径，混频器152利用发送LO信号解调来自LNA 140的放大信号，并提供基带I和Q信号。相同的发送LO信号既提供给发送路径中的混频器124，还提供给第二接收路径中的混频器152。模拟滤波器154对基带I和Q信号进行滤波，以去除噪声和其它分量，并提供滤波后的I和Q信号。ADC 156数字化滤波后的I和Q信号，并向IMD生成器162提供数字的、下变频后的I信号I_dtx和Q信号Q_dtx。

IMD生成器162从ADC 156接收下变频后的I和Q信号，还可以从数字滤波器148接收中间I信号I_int和Q信号Q_int。IMD生成器162根据发送信号数字地生成IMD。IMD相关器170接收数字IMD以及来自数字滤波器148的输入I信号I_in和Q信号Q_in，使输入I和Q信号与所生成的IMD相关，并提供相关结果。IMD控制单元180基于该相关结果确定输入I和Q信号中的IMD水平，并生成用于一个或多个电路块的一个或多个控制，以降低检测到的IMD水平。

无线设备400基于发送信号的下变频版本生成IMD。提供给IMD生成器162的发送信号版本历经或通过与实际上引起输入I和Q信号中IMD的发送信号相同的发送电路。该相同的发送电路包括双工器128，其特性(例如延迟和增益特性)在抑止频带(stopband)中往往是不可预测的。混频器152、模拟滤波器154和ADC 156简单地用于发送信号的解调，由此没有必要一定分别与混频器142、模拟滤波器144和ADC 146相匹配。用于生成IMD的发送信号版本接下来能够遵从与造成输入I和Q信号中所接收到的IMD的发送信号相类似的接收电路。将提供给IMD生成器162的发送信号版本与造成所接收到的IMD的发送信号进行匹配，可能会在生成IMD的过程中导致更高的准确度。

图4B示出无线设备402的设计框图，其中基于发送信号的平方版本生成和检测数字IMD。无线设备402包括图1中无线设备100内的单元120-150、190和192。无线设备402还包括用于发送信号的第二接收路径、IMD生成器164、IMD检测器170和IMD控制单元180。

对于第二接收路径，平方律设备172接收来自LNA 140的放大信号，对放大信号应用非线性传递函数，并提供包含RF中平方(squared-in-RF)分量的输出信号。该非线性传递函数用来将发送信号分量下变频到基带，并且可以是平方函数、指数函数等。模拟滤波器174对来自设备172的输出信号进行滤波，以去除噪声和其它分量，并提供滤波后的信号。ADC 176数字化滤波后的信号，并向IMD生成器164提供数字的、下变频后的信号D_dtx。

图3、4A和4B中数字滤波器148可以包括多个滤波阶段。第一滤波阶段可以具有相对宽的带宽，并且可以衰减来自ADC 146数字化的图像和量化噪声。例如，如果ADC 146是带有噪声成形的∑-△(西格马-德尔塔)ADC，那么第一滤波阶段可以衰减来自ADC的高频量化噪声。第二滤波阶段可以具有能够通过期望信号和衰减电子干扰的狭窄带宽。第二滤波阶段可以执行信道选择、电子干扰抑制、噪声滤除，下降采样等等。

图5A示出IM2生成器160a的设计框图，IM2生成器160a基于来自TX数据处理器120的输出I信号I_out和Q信号Q_out，数字地生成IM2。IM2生成器160a可以用于图3中的IMD生成器160。在IM2生成器160a内，查找表(LUT)510接收输出I和Q信号，并提供补偿后的I和Q信号。查找表510可以对发送路径中各电路块的特性做出说明，例如，功率放大器126、混频器124等的特性。延迟单元512将查找表510的I和Q输出延迟可变的延迟量。可调整滤波器514利用第一滤波器响应，对延迟单元512的I和Q输出进行滤波。单元516计算来自滤波器514的I和Q输出的平方幅值。可调整滤波器518利用第二滤波器响应，对单元516的输出进行滤波。滤波器514可以说明自DAC　122至混频器142的发送渗漏信号所遵从的电路块的频率响应。滤波器518可以说明混频器142之后的发送渗漏信号所遵从的电路块的频率响应。固定滤波器512对滤波器518的输出进行滤波，以去除噪声和带外分量并提供数字IM2 I_im2。

IM2生成器160a根据通过双工器128渗漏到接收路径中的发送信号数字地生成IM2。所生成的IM2应当与所接收到的IM2相匹配，所接收到的IM2是来自数字滤波器148的输入I和Q信号中的IM2。IM2生成器160a包括各种单元，这些单元可以被调整成匹配所生成的IM2与所接收到的IM2。延迟单元512可以用来将所生成的IM2与所接收到的IM2进行时间校准。滤波器514和518可以用来匹配所生成IM2的频率响应与所接收到的IM2的频率响应。

滤波器514和518均可以用具有下述滤波器响应的2抽头(2-tap)有限脉冲响应(FIR)滤波器来实现：

z(n)＝x(n)+c·x(n-1)                          等式(5)

其中，x(n)是对于采样周期n，进入到滤波器的输入信号，

z(n)是对于采样周期n，来自滤波器的输出信号，而

c是滤波器系数。

系数c₁可以用于滤波器514，而系数c₂可以用于滤波器518。可以选择系数c₁和c₂以便所生成的IM2具有与所接收到的IM2的频率响应相匹配的频率响应(例如下降的或下垂的频率响应)。滤波器514和518也可以用更高阶的FIR滤波器、无限脉冲响应(IIR)滤波器或其它类型的滤波器来实现。

图5B示出IM2生成器162a的设计框图，该IM2生成器162a基于来自图4A中ADC 156的下变频后的I信号I_dtx和Q信号Q_dtx，数字地生成IM2。IM2生成器162a可以用于图4A中的IMD生成器162。在IM2生成器162a内，延迟单元530将下变频后的I和Q信号延迟可变的延迟量。滤波器532对延迟单元530的I和Q输出进行滤波，以去除噪声和数字化所产生的其它分量。可调整滤波器534a和534b利用滤波器响应对滤波器532的I和Q输出进行滤波，其中滤波器响应可以针对I和Q分别进行调整。增益单元536a和536b分别利用针对I和Q分别选择的增益g_2I和g_2Q，依比例决定滤波器534a和534b的输出。滤波器534a和534b与增益单元536a和536b可以用来计算加权的I²+Q²，它可以用来匹配I和Q路径中的幅值失调。下变频后的I信号I_dtx和Q信号Q_dtx可以具有归因于诸如ADC 156等电路块的DC偏移量。DC回路538a和538b试图分别去除增益单元536a和536b的输出中的DC偏移量。DC回路538a和538b还可以置于其它位置，例如位于滤波器532之后，或者位于滤波器534a和534b之后，等等。单元540计算DC回路538a和538b的I和Q输出的平方幅值，并提供数字IM2 I_im2。尽管图5B中未示出，但是DC回路可以添加在单元540之后，并用来从数字IM2中去除DC分量。

图5C示出IM2生成器162b的设计框图，IM2生成器162b基于来自图4A中ADC 156的下变频后的I信号I_dtx和Q信号Q_dtx，数字地生成IM2。IM2生成器162b也可以用于图4A中的IMD生成器162。在IM2生成器162b内，单元550计算下变频后的I和Q信号的平方幅值。延迟单元522将单元550的输出延迟可变的延迟量。DC回路554去除延迟单元552的输出中的DC偏移量，并提供数字IM2 I_im2。由于下变频后的I和Q信号遵从与输入I和Q信号中的IMD相同的发送电路和相似的接收电路，所以所生成IM2的频率响应可以近似地匹配所接收到的IM2的频率响应。由此，在IM2生成器162b中可以省略滤波。

图5D示出图4B中IM2生成器164的设计框图。IM2生成器164接收数字的下变频信号D_dtx，并提供数字IM2 I_im2。IM2的实际生成由平方律设备172执行，而IM2生成器164简单地提供IM2的数字表示。在IM2生成器164内，延迟单元562将来自ADC 176的数字的下变频信号D_dtx延迟可变的延迟量。DC回路564去除延迟单元562的输出中的DC偏移量，并提供数字IM2 I_im2。

图5A-5D示出了四种特定的IM2生成器设计。IM2还可以按其它方式生成，例如利用其它配置和/或其它单元。举例来说，在图5A中，滤波器514和518可以合并成一个滤波器，延迟单元512可以移到单元516之后，等等。作为另一个例子，在图5C中，例如可以在延迟单元552之前或之后，配备滤波器。一般而言，IM2可以利用可变增益、可变延迟、可调整的频率响应、DC偏移量去除等或其任意组合来生成。

图5E示出IMD生成器166的设计框图，该IMD生成器166基于发送信号的版本，数字地生成IM2和IM3。IMD生成器166可以用于图3中的IMD生成器160、图4A中的IMD生成器162以及图4B中的IMD生成器164。

IMD生成器166包括IM2生成器570和IM3生成器580。IM2生成器570接收(a)来自图3中TX数据处理器120的输出I信号I_out和Q信号Q_out，或者(b)来自图4A中ADC 156的下变频的I信号I_dtx和Q信号Q_dtx，或者(c)来自图4B中ADC 176的下变频信号D_dtx。IM2生成器570基于输入生成IM2，并提供数字的IM2 I_im2。IM2生成器570可以用图5A中的IM2生成器160a、图5B中的IM2生成器162a、图5C中的IM2生成器162b、图5D中的IM2生成器164或某种其它设计来实现。IM3生成器580从第一滤波器阶段接收中间I信号I_int和Q信号Q_int(带有未衰减的或衰减得很少的电子干扰)，从IM2生成器570接收所生成的IM2，并且数字地生成IM3。在IM3生成器580内，延迟单元582延迟中间I和Q信号，以便这些信号中的电子干扰与来自IM2生成器570的所生成的IM2得以时间校准。滤波器(例如均衡器)584可以跟在延迟单元582之后(或位于延迟单元582之前)，并且可以恢复中间I和Q信号中所包含的电子干扰信号。乘法器586a和586b将所生成的IM2分别乘以来自滤波器584的含有电子干扰的延迟且滤波后(例如均衡后的)的I和Q信号，并提供数字IM3 I_im3和Q_im3。

图5E示出IM3生成器的特定设计。IM3还可以按其它方式来生成，例如利用其它配置和/或其它单元。举例来说，延迟单元582可以延迟所生成的IM2，而不是中间I和Q信号。作为另一个例子，可以在延迟单元582之前或之后，在乘法器584a和584b之后添加滤波器，等等。一般而言，IM3可以用可变增益、可变延迟、可调整的频率响应、DC偏移量去除等或其任意组合来生成。

图6A示出IM2相关器170a的设计框图，IM2相关器170a数字地检测输入I和Q信号中的IM2。IM2相关器170a可以用于图3、4A和4B中的IMD相关器170。在IM2相关器170a内，乘法器612a将来自数字滤波器148的输入I信号I_in乘以所生成的IM2 I_im2。乘法器612b将来自数字滤波器148的输入Q信号Q_in乘以所生成的IM2。累加器614a和614b分别累加乘法器612a和612b的输出。单元616a计算累加器614a的输出的平方幅值，并提供相关的IM2I功率C_2I。单元616b计算累加器614b的输出的平方幅值，并提供相关的IM2 Q功率C_2Q。C_2I和C_2Q指示所生成IM2和所接收IM2之间的相关量。

单元622a和622b分别计算输入I和Q信号的平方幅值。累加器624a累加单元622a的输出并提供输入I信号功率P_I。累加器624b累加单元622b的输出，并提供输入Q信号功率P_Q。单元622c计算所生成IM2的平方幅值。累加器624c累加单元622c的输出，并提供所生成的IM2功率P_im2。

单元618a基于功率P_I和P_im2，标准化相关的IM2 I功率C_2I，并提供I信号的相关结果ρ_2I。单元618b基于功率P_Q和P_im2，标准化相关的IM2 Q功率C_2Q，并提供Q信号的相关结果ρ_2Q。IM2的相关结果可以表示如下：

${\mathrm{\ρ}}_{2I}=\frac{1}{P_I{P}_{\mathrm{im}2}}\·{\left|\underset{n}{\mathrm{\Σ}}{I}_{\mathrm{im}2}\left(n\right)I_{\mathrm{in}}\left(n\right)\right|}^2,$ 和

${\mathrm{\ρ}}_{2Q}=\frac{1}{P_Q{P}_{\mathrm{im}2}}\·{\left|\underset{n}{\mathrm{\Σ}}{I}_{\mathrm{im}2}\left(n\right)Q_{\mathrm{in}}\left(n\right)\right|}^2$       等式(6)

其中，I_in(n)和Q_in(n)是针对采样周期n的输入I和Q信号，而

I_im2(n)是针对采样周期n所生成的IM2。

图6B示出IM3相关器170b的设计框图，IM3相关器170b数字地检测输入I和Q信号中的IM3。IM3相关器170b可以用于图3、4A和4B中的IMD相关器170。在IM3相关器170b内，乘法器632a将输入I信号I_in乘以所生成的IM3Q分量I_im3。乘法器632b将输入Q信号Q_in乘以所生成的IM3 Q分量Q_im3。累加器634a和634b分别累加乘法器632a和632b的输出。单元636a计算累加器634a的输出的平方幅值，并提供相关的IM3 I功率C_3I。单元636b计算累加器634b的输出的平方幅值，并提供相关的IM3 Q功率C_3Q。C_3I和C_3Q表示所生成的IM3和所接收的IM3之间的相关量。单元642a和642b分别计算所生成的IM3 I和Q分量的平方幅值。累加器644a累加单元642a的输出，并提供所生成的IM3 I功率P_im3I。累加器644b累加单元642b的输出，并提供所生成IM3 Q功率P_im3Q。单元642c和642d分别计算输入I和Q信号的平方幅值。累加器644c累加单元642c的输出并提供输入I信号功率P_I。累加器644d累加单元642d的输出，并提供输入Q信号功率P_Q。

单元638a基于功率P_I和P_im3I标准化相关的IM3 I功率C_3I，并提供I信号的相关结果ρ_3I。单元638b基于功率P_Q和P_im3Q标准化相关的IM3 Q功率C_3Q，并提供Q信号的相关结果ρ_3Q。IM3的相关结果可以表示如下：

${\mathrm{\ρ}}_{3I}=\frac{1}{P_I{P}_{\mathrm{im}3I}}\·{\left|\underset{n}{\mathrm{\Σ}}{I}_{\mathrm{im}3}\left(n\right)I_{\mathrm{in}}\left(n\right)\right|}^2,$ 和

${\mathrm{\ρ}}_{3Q}=\frac{1}{P_Q{P}_{\mathrm{im}3Q}}\·{\left|\underset{n}{\mathrm{\Σ}}{Q}_{\mathrm{im}3}\left(n\right)Q_{\mathrm{in}}\left(n\right)\right|}^2$            等式(7)

其中，I_im3(n)是针对采样周期n所生成的IM3 I分量，而

Q_im3(n)是针对采样周期n所生成的IM3 Q分量。

图6C示出IMD相关器170c的设计框图，IMD相关器170c数字地检测输入I和Q信号中的IM2和IM3。IMD相关器170c可以用于图3、4A和4B中的IMD相关器170。IMD相关器170c包括IM2相关器170a和IM3相关器170b。如以上针对图6A所述，IM2相关器170a接收数字IM2 I_im2，和输入I信号I_in和Q信号Q_in，并生成IM2的相关结果ρ_2I和ρ_2Q。如以上针对图6B所述，IM3相关器170b接收数字IM3 I_im3和Q_im3以及输入I信号I_in和Q信号Q_in，并生成IM3的相关结果ρ_3I和ρ_3Q。

图6A、6B和6C示出了三种特定的IMD相关器设计。IM2和/或IM3的检测也可以按其它方式来执行。

在图3和4A中，IMD控制单元180接收来自IMD相关器170的相关结果，并确定输入I和Q信号中的IMD水平。IMD控制单元180可以基于所检测到的IMD水平，调整一个或多个电路块的操作。该调整可以按各种方式来执行。

对于IM2而言，IMD控制单元180可以调整混频器142的操作，以便相关结果ρ_2I和ρ_2Q是可接受的(例如，是最小的)。混频器142可以包括用于I路径的第一混频器和用于Q路径的第二混频器。IMD控制单元180可以调整第一混频器的对称性，从而降低相关结果ρ_2I，并且可以调整第二混频器的对称性，从而降低相关结果ρ_2Q。IMD控制单元180还可以调整LNA 140和/或其它电路块的操作，以便改善(例如降低)IM2。

在一种设计中，IM2调整以闭环方式执行。IMD控制单元180可以通过下述步骤以闭环方式来调整混频器142、LNA 140和/或其它电路块的操作：(a)在每次调整之后监视相关结果ρ_2I和ρ_2Q，(b)如果相关结果改善(例如下降)，按相同方向继续调整，并且(c)如果相关结果恶化(例如增大)，按相反方向调整。

在另一种设计中，IM2调整基于阈值来执行。IMD控制单元180可以将相关结果ρ_2I和ρ_2Q与阈值进行比较，并且如果相关结果高于阈值，则表示强IM2水平。如果检测到强IM2水平，则IMD控制单元180可以调整混频器142、LNA 140和/或其它电路块的操作。

对于IM3而言，IMD控制单元180可以调整LNA 140、混频器142和/或其它电路块的操作，以便相关结果ρ_3I和ρ_3Q是可接受的。举例来说，通过降低LNA 140的增益，通过对LNA 140和/或混频器142使用更多偏置电流，通过对LNA 140和/或混频器142使用更高的电源电压等，可以改善(例如降低)相关结果ρ_3I和ρ_3Q。例如，以上针对IM2所述的那样，IM3调整可以按闭环方式来执行。例如，以上针对IM2所述的那样，IM3调整还可以基于阈值来执行。

图7示出检测数字IMD和消除数字IMD的无线设备700的设计框图。除了数字滤波器148和IMD生成器162以外，无线设备700包含图4A中无线设备400的所有单元。无线设备700还包含IMD生成器166以代替IMD生成器162，以及数字滤波器/IMD消除器182以代替数字滤波器148。

IMD生成器166接收来自ADC 156的下变频后的I信号I_dtx和Q信号Q_dtx(如图7所示)，或者来自ADC 176的下变频后的信号D_dtx(未在图7中所示)，以及来自数字滤波器/IMD消除器182的中间I信号I_int和Q信号Q_int，并且提供数字IM2和IM3。数字滤波器/IMD消除器182接收来自IMD生成器166的数字IM2和IM3，以及来自ADC 146的所接收的数字I信号I_rx和Q信号Q_rx。数字滤波器182对所接收到的I和Q信号进行滤波，并提供中间I信号I_int和Q信号Q_int。IMD消除器182调节数字IM2和IM3，以获取与所接收的I和Q信号相匹配的调节后的IM2和IM3，并进一步从所接收到的I和Q信号中减去或消除调节后的IM2和IM3。数字滤波器182对消除IMD之后的I和Q信号进行进一步滤波，并提供输入I信号I_in和Q信号Q_in。

IMD相关器170从IMD生成器166接收数字IM2和IM3，并从数字滤波器/IMD消除器182接收输入I信号I_in和Q信号Q_in。IMD相关器170使该输入I和Q信号与所生成的IM2和IM3相关，并提供相关结果。IMD控制单元180基于相关结果检测IMD水平，并调整诸如IMD生成器166、IMD消除器182、混频器142、LNA 140之类的各个块的操作。

图8示出了图7中IMD生成器166和数字滤波器/IMD消除器182的设计框图。IMD生成器166包括IM2生成器832、IM3生成器834和电子干扰重建单元836。IM2生成器832从ADC 156接收下变频后的I信号I_dtx和Q信号Q_dtx，并提供数字IM2 I_im2。IM2生成器832可以用图5B中的IM2生成器162a、图5C中的IM2生成器162b和某个其它IM2生成器来实现。电子干扰重建单元836从数字滤波器/IMD消除器182接收中间I信号I_int和Q信号Q_int，并提供重建的电子干扰信号I_J和Q_J。单元836可以按如下所述来实现。IM3生成器接收数字IM2和重建的电子干扰信号，并提供数字IM3 I_im3和Q_im3。IM3生成器834可以用图5E中的IM3生成器580或某个其它IM3生成器来实现。

数字滤波器/IMD消除器182包括数字滤波器810和IMD消除器840。数字滤波器810包括延迟单元812和818、第一滤波器阶段814和第二滤波器阶段822。第一滤波器阶段814可以衰减来自ADC 146的图像和高频量化噪声。第二滤波器阶段822可以执行信道选择、电子干扰抑制、噪声滤除、下降采样等等。

IMD消除器840包括加法器816和820、IM2调节单元842以及IM3调节单元844。单元842接收来自IM2生成器832的数字IM2，并提供调节后的IM2 I_cim2和Q_cim2。单元844接收来自IM3生成器834的数字IM3，并提供调节后的IM3 I_cim3和Q_cim3。单元842和844可以按如下所述来实现。

延迟单元812延迟所接收到的I信号I_rx和Q信号Q_rx，以匹配IM2生成器832和IM2调节单元842的延迟。加法器816a从第一滤波器阶段814的I输出中减去调节后的IM21分量I_cim2，并提供中间I信号I_int。加法器816b从第一滤波器阶段814的Q输出中减去调节后的IM2Q分量Q_cim2，并提供中间Q信号Q_int。延迟单元818延迟中间I和Q信号，以匹配IM3生成器834和IM3调节单元844的延迟。加法器820a从延迟单元818的I输出中减去调节后的IM3I分量I_cim3。加法器820b从延迟单元818的Q输出中减去调节后的IM3Q分量Q_cim3。单元842与加法器816a和816b执行IM2消除。单元844与加法器820a和820b执行IM3消除。

图8示出IMD生成器166和数字滤波器/IMD消除器182的特定设计。IMD也可以按其它方式来消除。举例来说，可以检测IM2和IM3水平，如果IM2水平比IM3水平高，则可以优先于IM3来消除IM2，而如果IM3水平比IM2水平高，则可以优先于IM2来消除IM3。

图9A示出IMD调节单元900的设计框图。单元900可以用于图8中的IM2调节单元842，于是可以接收I和Q输入的数字IM2 I_im2和Q_im2，并提供调节后的IM2 I_cim2和Q_cim2。单元900还可以用于IM3调节单元844，于是可以接收I和Q输入的数字IM3 I_im3和Q_im3，并提供调节后的IM3 I_cim3和Q_cim3。

在IMD调节单元900内，增益单元910a和910b分别用增益g_I和g_Q来依比例决定I和Q输入。滤波器912a和912b分别用可调整的滤波器响应，对增益单元910a和910b的输出进行滤波。延迟单元914a和914b分别将滤波器912a和912b的输出延迟一可变的延迟量。滤波器916a和916b分别用可调整的滤波器响应对延迟单元914a和914b的输出进行滤波，并提供调节后的IM2或IM3。

图7中的IMD控制单元180可以接收分别用于IM2和IM3的相关结果，并且可以调整IMD调节单元900内的各个单元，以便调节后的IM2和IM3可以分别尽可能接近地与所接收到的IM2和IM3相匹配。增益g_I和g_Q可以选择成使得调节后的IM2或IM3的幅值与所接收IM2或IM3的幅值相匹配。滤波器912a、912b、916a和916b可以调整成使得调节后的IM2或IM3的频率响应与所接收IM2或IM3的频率响应相匹配。举例来说，滤波器912a和912b可以在调节后的IM2或IM3中提供下降或下垂，以匹配归因于接收路径上各电路块的所接收I和Q信号中的下降或下垂。延迟单元914a和914b可以调整成使得调节后的IM2或IM3与所接收到的IM2或IM3得以时间校准。IMD控制单元180可以遍历所有可调整的参数(例如增益、延迟、频率响应等)，并且可以一次调整一个参数。对于各个参数而言，IMD控制单元180可以应用不同的值，并且选择提供最低相关结果的值，这指示IMD消除得更好。IMD控制单元180还可以连带地调整多个或所有参数。

在另一种设计中，IMD调节单元用自适应滤波器来实现，该自适应滤波器具有可以基于相关结果来调整的系数。举例来说，自适应滤波器可以接收I_im3，并基于可以根据相关结果ρ_3I进行调整的一组系数来生成I_cim3。自适应滤波器还可以用来生成I_cim2、Q_cim2和Q_cim3。自适应滤波器的系数调整可以基于各种自适应算法，如最小均方(LMS)、递归最小二乘方(RLS)、直接矩阵求逆(DMI)等等。

图9B示出图8中电子干扰重建单元836的设计框图。在单元836内，增益单元920a和920b接收并依比例决定中间I信号I_int。增益单元920c和920d接收并依比例决定中间Q信号Q_int。增益单元920a-920d可以用来矫正I/Q幅值失调。加法器922a将来自单元920a的定标后的I_int与来自单元920c的定标后的Q_int加起来。加法器922b将来自单元920b的定标后的I_int与来自单元920d的定标后的Q_int加起来。滤波器924a对加法器922a的输出进行滤波，并提供电子干扰I信号I_J。滤波器924b对加法器922b的输出进行滤波，并提供电子干扰Q信号Q_J。滤波器924a和924b可以上扬重建后的电子干扰I和Q信号，以便补偿所接收路径的频率响应中的下垂。

在图3、4A、4B和7中，发送信号是IM2和IM3的主要组成部分。由于主要的IM2分量本质上是平方的发送信号，因此发送信号的版本可以从DAC 122之前的数字输出I和Q信号中获取(如图3所示)，或者可以从第二接收链的数字下变频后的I和Q信号中获取(如图4A和7所示)，或者可以从数字IM2信号中获取(如图4B所示)。归因于电子干扰的IM2还可以通过重建电子干扰(如图9B所示)并且以与发送信号类似的方式基于重建的电子干扰信号生成IM2来进行估计。

图10示出通过诸如无线设备(如蜂窝电话)的设备来检测和减轻IMD的处理过程1000。该设备获取数字互调失真(框1012)，并基于数字互调失真数字地确定输入信号中的互调失真(框1014)。该设备可以获取数字IM2，并基于数字IM2来确定输入信号中的IM2。可选地或另外地，该设备可以获取数字IM3，并基于数字IM3来确定输入信号中的IM3。输入信号可以对应于输入I和Q信号、所接收到的I和Q信号等等。

对于框1012，该设备可以数字地生成互调失真(举例来说，如图3或4A所示)，或者可以基于含有互调失真的模拟信号来获取数字互调失真(举例来说，如图4B所示)。该设备可以基于以下两者数字地生成IM2：(a)发送信号的一版本，例如与数模转换之前的发送信号版本相对应的数字输出I和Q信号，如图3所示，或(b)与上变频和下变频之后的发送信号版本相对应的数字下变频后的I和Q信号，如图4A所示。该设备还可以基于发送信号的平方版本来获取数字IM2，如图4B所示。该设备可以基于输出或下变频后的I和Q信号的平方幅值数字地生成IM2。该设备可以通过将数字地生成的IM2乘以包含电子干扰的中间I和Q信号，数字地生成IM3。如图5A-5E所示，该设备可以用可变增益、可变延迟、可调整的频率响应、DC偏移量去除等来获取数字IM2和/或IM3。

对于框1014，该设备可以使数字互调失真与输入信号相关，并基于相关结果来确定输入信号中互调失真的水平。对于IM2，举例来说如图6A和等式(6)所示，该设备可以使数字IM2与输入I和Q信号相关，以获取相关的IM2 I和Q功率，确定数字IM2的功率，确定输入I和Q信号的功率，并且基于所有这些功率确定IM2的相关结果。对于IM3，举例来说如图6B和等式(7)所示，该设备可以使数字IM3 I分量与输入I信号相关以获取相关的IM3 I功率，使数字IM3 Q分量与输入Q信号相关以获取相关的IM3Q功率，确定数字IM3 I和Q分量的功率，确定输入I和Q信号的功率，并且基于所有这些功率确定IM3的相关结果。

该设备可以基于所确定的输入信号中的互调失真，调整接收机中至少一个电路块的操作(框1016)。如上所述，这些调整可以基于相关结果。举例来说，该设备可以基于所确定的IM2来调整接收机中混频器的操作，基于所确定的IM3来调整接收机中LNA的增益和/或线性度，等等。该设备可以以闭环方式执行调整，基于阈值来执行调整，等等。

可替换地或另外地，该设备可以调节数字互调失真，以便获取与输入信号中的互调失真相匹配的调节后的互调失真(框1018)，并且可以从输入信号中减去或消除调节后的互调失真(框1020)。该设备可以基于数字IM2得出调节后的IM2，并从输入信号中减去调节后的IM2。该设备还可以基于数字IM3得出调节后的IM3，并从输入信号中减去调节后的IM3。该设备可以用可变增益、可变延迟、可调整的频率响应等得出调节后的IM2和/或IM3，以实现IM2和/或IM3的良好消除。

数字互调失真由此可以用来(a)调整接收机中至少一个电路块的操作，如框1016所示，(b)得出调节后的互调失真，并从输入信号中消除调节后的互调失真，如框1018和1020所示，或(c)既调整至少一个电路块的操作，也得出调节后的互调失真并从输入信号中消除调节后的互调失真。

此处所描述的技术可以提供某些优点。首先，模拟电路块(如混频器142)可以实时地(on the fly)进行校准，这可以由于不执行工厂校准而带来成本节约。此外，实时校准能够说明温度、电源电压等的变化。第二，通过如上所述减轻IM2和/或IM3，可以实现改善的性能。第三，这些技术可以虑及接收机中外部模拟滤波器(例如在LNA 140之后)的省略，和/或虑及用不太严格的互调规范设计的模拟电路(例如混频器142)的使用，这可以降低成本和功率损耗。

此处描述的IMD检测和减轻技术可以用各种手段来实现。例如，这些技术可以实现为硬件、固件、软件或其组合。对于硬件实现，用于IMD检测和减轻的处理单元可以在一个或多个专用集成电路(ASIC)、数字信号处理器(DSP)、数字信号处理设备(DSPD)、可编程逻辑设备(PLD)、现场可编程门阵列(FPGA)、处理器、控制器、微控制器、微处理器、电子设备，设计用来执行这里所描述功能的其它电子单元、计算机或其组合内实现。

对于固件和/或软件实现，该技术可以用执行这里所描述功能的模块(例如步骤、功能，等等)来实现。固件和/或软件代码可以存储在存储器(如存储器192)中，并且由处理器(如处理器190)来执行。存储器可以在处理器内或处理器外实现。

实现这里所述技术的装置可以是孤立的单元，或者可以是设备的一部分。设备可以是(i)孤立的集成电路(IC)，(ii)一个或多个IC的集合，可以包括用于存储数据和/或指令的存储器IC，(iii)ASIC，例如移动台调制解调器(MSM)，(iv)可以内嵌在其它设备内的模块，(v)蜂窝电话、无线设备、手机或移动单元，(vi)等等。

提供了本公开的先前描述，以便使本领域的任何技术人员能够利用或使用本公开。对本公开的各种修改对本领域技术人员而言是显而易见的，并且在不背离本公开的精神或范围的前提下，此处所定义的一般原理可以应用于其它变型。因此，本公开并不意图局限于此处所描述的例子，而是要给予与此处所披露的原理和新颖特征相一致的最宽范围。

Claims (39)

1.一种装置，包括：

至少一个处理器，用于获取数字互调失真，并且基于该数字互调失真数字地确定输入信号中的互调失真；以及

耦合到所述至少一个处理器的存储器。

2.根据权利要求1所述的装置，其中，所述至少一个处理器用于获取数字二阶互调失真(IM2)，并基于所述数字IM2数字地确定所述输入信号中的IM2。

3.根据权利要求1所述的装置，其中，所述至少一个处理器用于获取数字三阶互调失真(IM3)，并基于所述数字IM3数字地确定所述输入信号中的IM3。

4.根据权利要求1所述的装置，其中，所述至少一个处理器用于基于发送信号的版本，获取所述数字互调失真。

5.根据权利要求1所述的装置，其中，所述至少一个处理器用于基于与数模转换之前的发送信号版本相对应的数字同相(I)和正交(Q)信号，获取所述数字互调失真。

6.根据权利要求1所述的装置，其中，所述至少一个处理器用于基于与上变频和下变频之后的发送信号版本相对应的数字同相(I)和正交(Q)信号，获取所述数字互调失真。

7.根据权利要求1所述的装置，其中，所述至少一个处理器用于基于在模拟域中通过平方所获得的发送信号的平方版本，获取所述数字互调失真。

8.根据权利要求1所述的装置，其中，所述至少一个处理器用于基于数字同相(I)和正交(Q)信号的平方幅值，获取数字二阶互调失真(IM2)。

9.根据权利要求8所述的装置，其中，所述至少一个处理器用于利用可变增益、可变延迟和可调整的频率响应中的至少一个获取数字IM2。

10.根据权利要求8所述的装置，其中，所述至少一个处理器用于通过去除直流(DC)偏移量，获取数字IM2。

11.根据权利要求1所述的装置，其中，所述至少一个处理器用于获取数字二阶互调失真(IM2)，并基于该数字IM2获取数字三阶互调失真(IM3)。

12.根据权利要求11所述的装置，其中，所述至少一个处理器用于通过将所述数字IM2乘以包含有电子干扰的同相(I)和正交(Q)信号来获取数字IM3。

13.根据权利要求12所述的装置，其中，所述至少一个处理器用于基于所述输入信号生成所述包含有电子干扰的I和Q信号。

14.根据权利要求11所述的装置，其中，所述至少一个处理器用于利用可变增益、可变延迟和可调整的频率响应中的至少一个获取数字IM3。

15.根据权利要求1所述的装置，其中，所述至少一个处理器用于使所述数字互调失真与所述输入信号相关，并基于相关结果确定所述输入信号中的互调失真。

16.根据权利要求1所述的装置，其中，所述输入信号包括输入同相(I)和正交(Q)信号，并且所述至少一个处理器用于获取数字二阶互调失真(IM2)，并用于使所述数字IM2与所述输入I和Q信号相关，以获得相关的IM2I和Q的功率。

17.根据权利要求16所述的装置，其中，所述至少一个处理器用于确定所述数字IM2的功率，确定所述输入I和Q信号的功率，并且基于所述相关的IM2I和Q的功率、所述数字IM2的功率以及所述输入I和Q信号的功率来确定相关结果。

18.根据权利要求1所述的装置，其中，所述输入信号包括输入同相(I)和正交(Q)信号，并且所述至少一个处理器用于获取三阶互调失真(IM3)的数字I和Q分量，使所述数字IM3的I分量与所述输入I信号相关以获得相关的IM3I的功率，并且使所述数字IM3的Q分量与所述输入Q信号相关以获得相关的IM3Q的功率。

19.根据权利要求18所述的装置，其中，所述至少一个处理器用于确定所述数字IM3I和Q分量的功率，确定所述输入I和Q信号的功率，并基于所述相关的IM3I和Q的功率、所述数字IM3I和Q分量的功率以及所述输入I和Q信号的功率来确定相关结果。

20.根据权利要求1所述的装置，其中，所述至少一个处理器用于基于所确定的所述输入信号中的互调失真，调整接收机中至少一个电路块的操作。

21.根据权利要求20所述的装置，其中，所述至少一个处理器用于以闭环方式来调整所述至少一个电路块的操作，以降低所确定的互调失真。

22.根据权利要求1所述的装置，其中，所述至少一个处理器用于基于所确定的所述输入信号中的二阶互调失真(IM2)，调整接收机中混频器的操作。

23.根据权利要求1所述的装置，其中，所述至少一个处理器用于基于所确定的所述输入信号中的三阶互调失真(IM3)，调整接收机中低噪声放大器(LNA)的增益或线性度，或者增益和线性度两者都进行调整。

24.根据权利要求1所述的装置，其中，所述至少一个处理器用于调节所述数字互调失真，以获取与所述输入信号中互调失真相匹配的调节后的互调失真，并且从所述输入信号中减去所述调节后的互调失真。

25.根据权利要求24所述的装置，其中，所述至少一个处理器用于利用可变增益、可变延迟和可调整的频率响应中的至少一个，来调节所述数字互调失真。

26.根据权利要求1所述的装置，其中，所述至少一个处理器用于获取数字二阶互调失真(IM2)，调节所述数字IM2以获得与所述输入信号中的IM2相匹配的调节后的IM2，并从所述输入信号中减去所述调节后的IM2。

27.根据权利要求1所述的装置，其中，所述至少一个处理器用于获取数字三阶互调失真(IM3)，调节所述数字IM3以获得与所述输入信号中的IM3相匹配的调节后的IM3，并从所述输入信号中减去所述调节后的IM3。

28.一种方法，包括：

获取数字互调失真；并且

基于该数字互调失真，数字地确定输入信号中的互调失真。

29.根据权利要求28所述的方法，其中，获取数字互调失真的步骤包括：

获取数字二阶互调失真(IM2)；并且

基于所述数字IM2，获取数字三阶互调失真(IM3)。

30.根据权利要求28所述的方法，其中，数字地确定输入信号中的互调失真的步骤包括：

使所述数字互调失真与所述输入信号相关；并且

基于相关结果确定所述输入信号中的互调失真。

31.根据权利要求28所述的方法，还包括：

基于所确定的所述输入信号中的互调失真，调整接收机中至少一个电路块的操作。

32.根据权利要求28所述的方法，还包括：

调节所述数字互调失真，以获取与所述输入信号中互调失真相匹配的调节后的互调失真；并且

从所述输入信号中减去所述调节后的互调失真。

33.一种装置，包括：

用于获取数字互调失真的模块；以及

用于基于该数字互调失真数字地确定输入信号中的互调失真的模块。

34.根据权利要求33所述的装置，其中，用于数字地确定输入信号中的互调失真的模块包括：

用于使所述数字互调失真与所述输入信号相关的模块；以及

用于基于相关结果确定所述输入信号中的互调失真的模块。

35.根据权利要求33所述的装置，还包括：

用于基于所确定的所述输入信号中的互调失真调整接收机中至少一个电路块的操作的模块。

36.根据权利要求33所述的装置，还包括：

用于调节所述数字互调失真以获取与所述输入信号中的互调失真相匹配的调节后的互调失真的模块；以及

用于从所述输入信号中减去所述调节后的互调失真的模块。

37.一种处理器可读介质，用于存储执行下述步骤的指令：

获取数字互调失真；并且

基于该数字互调失真，数字地确定输入信号中的互调失真。

38.根据权利要求37所述的处理器可读介质，还用于存储执行下述步骤的指令：

使所述数字互调失真与所述输入信号相关；并且

基于相关结果确定所述输入信号中的互调失真。

39.根据权利要求37所述的处理器可读介质，还用于存储执行下述步骤的指令：

调节所述数字互调失真，以获取与所述输入信号中的互调失真相匹配的调节后的互调失真；并且

从所述输入信号中减去所述调节后的互调失真。

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