CN103618503A - 放大器电路及其控制电路和控制方法 - Google Patents

Abstract

一种放大器电路及其控制电路和控制方法，其中，第一电容的第一端适于接收输入信号，第一电容的第二端连接第一电感的第一端；第一电感的第二端连接第一MOS管的栅极；第一MOS管的源极连接第二电感的第一端，第一MOS管的漏极连接第二MOS管的源极；第二MOS管的漏极连接第三电感的第一端、第一电阻的第一端和第二电容的第一端；第二电容的第二端连接第三电容的第一端；第四电容的第一端连接第三电感的第二端，第四电容的第二端连接第二电容的第一端；第三电感的第二端连接第一电阻的第二端和第三电容的第二端；第一MOS管和第二MOS管均工作在饱和区。

Description

放大器电路及其控制电路和控制方法

技术领域

本发明涉及一种放大器电路及其控制电路和控制方法。

背景技术

同步全球定位系统（Simultaneous GPS，S-GPS）是GPS信号的接收和手机语音或数据信号的传输在同一时间发生的操作。语音或数据传输中的干扰信号可能会泄漏到GPS接收机的通路中，并会因接收机的低噪声放大器或接收器后端的过载而影响接收器的灵敏度。

一般而言，在手机内部环境相对较为嘈杂，而天线接收到的GPS信号非常微弱，设计人员需要对微弱传入的GPS信号，同时还有语音或数据传输中的强干扰信号保持GPS接收器的灵敏度。这需要GPS接收机前端的低噪声放大器针对微弱的GPS信号具有低噪声系数和高增益，同时还能非常有效地阻断强干扰信号，高线性度的低噪声放大器设计有为关键。然而，现有放大器无法达到上述要求。

发明内容

本发明解决的问题是现有放大器的线性度不高。

为解决上述问题，本发明提供一种放大器电路，包括：第一电容、第二电容、第三电容、第四电容、第一电感、第二电感、第三电感、第一MOS管、MOS管组和第一电阻，所述MOS管组包括：第二MOS管；

所述第一电容的第一端适于接收输入信号，所述第一电容的第二端连接所述第一电感的第一端；

所述第一电感的第二端连接所述第一MOS管的栅极；

所述第一MOS管的源极连接所述第二电感的第一端，所述第一MOS管的漏极连接所述第二MOS管的源极；

所述第二MOS管的漏极连接所述第三电感的第一端、第一电阻的第一端和第二电容的第一端；

所述第二电容的第二端连接所述第三电容的第一端；

所述第四电容的第一端连接所述第三电感的第二端，所述第四电容的第二端连接所述第二电容的第一端；

所述第三电感的第二端连接第一电阻的第二端和第三电容的第二端并适于输入第一电压；

所述第二电感的第二端适于输入第二电压；

所述第一MOS管和第二MOS管均工作在饱和区，所述第一电压和第二电压的电压值不相等。

可选的，所述第一MOS管为共源结构。

可选的，所述第二MOS管为共栅结构。

可选的，所述放大器电路还包括：第二电阻和开关，所述MOS管组还包括：第三MOS管；

所述第一MOS管的衬底连接第二电阻的第一端和开关的第一端；

所述第二电阻的第二端和开关的第二端适于输入所述第二电压；

所述第三MOS管的源极连接所述第二MOS管的源极，所述第三MOS管的漏极连接所述第二MOS管的漏极；

所述第三MOS管工作在弱反型区。

可选的，所述第二MOS管和第三MOS管均为共栅结构。

可选的，所述放大器电路还包括：第四电感；

所述第四电感的第一端连接所述第二电容的第二端。

本发明还提供一种上述放大器电路的控制电路，包括：

切换单元，适于在所述输入信号的功率大于功率阈值，或者所述输入信号中的干扰信号的功率大于干扰功率阈值时，控制所述开关处于开启状态。

可选的，所述切换单元还适于在所述输入信号的功率小于或等于所述功率阈值，或者所述输入信号中的干扰信号的功率小于或等于所述干扰功率阈值时，控制所述开关处于闭合状态。

本发明还提供一种上述放大器电路的控制方法，包括：

在所述输入信号的功率大于功率阈值，或者所述输入信号中的干扰信号的功率大于干扰功率阈值时，控制所述开关处于开启状态。

可选的，所述控制方法还包括：

在所述输入信号的功率小于或等于所述功率阈值，或者所述输入信号中的干扰信号的功率小于或等于所述干扰功率阈值时，控制所述开关处于闭合状态。

与现有技术相比，本发明的技术方案的放大器电路可以减小三阶非线性项，从而提高了放大器电路的线性度。

附图说明

图1是本发明放大器电路的一结构示意图；

图2是本发明放大器电路的另一结构示意图；

图3是本发明放大器电路的又一结构示意图。

具体实施方式

为使本发明的上述目的、特征和优点能够更为明显易懂，下面结合附图对本发明的具体实施例做详细的说明。

如图1所示，本发明提供一种放大器电路，包括：第一电容C1、第二电容C2、第三电容C3、第四电容C4、第一电感L1、第二电感L2、第三电感L3、第一MOS管M1、MOS管组M和第一电阻R1，所述MOS管组M包括：第二MOS管M2。

所述第一电容C1的第一端适于接收输入信号VIN，所述第一电容C1的第二端连接所述第一电感L1的第一端。

所述第一电感L1的第二端连接所述第一MOS管M1的栅极。

所述第一MOS管M1的源极连接所述第二电感L2的第一端，所述第一MOS管M1的漏极连接所述第二MOS管M2的源极。

所述第二MOS管M2的漏极连接所述第三电感L3的第一端、第一电阻R1的第一端和第二电容C2的第一端。

所述第二电容C2的第二端连接所述第三电容C3的第一端。

所述第四电容C4的第一端连接所述第三电感L3的第二端，所述第四电容C4的第二端连接所述第二电容C2的第一端。

所述第三电感L3的第二端连接第一电阻R1的第二端和第三电容C3的第二端并适于输入第一电压。

所述第二电感L2的第二端适于输入第二电压。

所述第一MOS管M1和第二MOS管均工作在饱和区，所述第一电压和第二电压的电压值不相等。

本领域技术人员可以知晓，当第一MOS管M1和第二MOS管M2均为NMOS管时，第一电压可以为所述放大器电路的电源电压VDD，第二电压为地电压；当第一MOS管M1和第二MOS管M2均为PMOS管时，所述第一电压可以为地电压，第二电压为所述放大器电路的电源电压VDD。以下仅以第一MOS管M1和第二MOS管M2均为NMOS管作为本实施例的实现方式继续描述，本领域技术人员可以根据本实施例得知第一MOS管M1和第二MOS管M2均为PMOS管的实现方式。

由于第二MOS管M2工作在饱和区，所以第二MOS管M2的栅极输入的第一栅极电压VG1可以与电源电压VDD相等，即第二MOS管M2的栅极可以直接连接第三电感L3的第二端。

在本实施例中，第一MOS管M1可以为共源结构的MOS管，第二MOS管M2可以为共栅结构的MOS管。

在图1所示的放大器电路中，所述第二电容C2的第二端可以作为所述放大器电路的输出端OUT，第二电容C2、第三电容C3和第四电容C4构成输出匹配电路。

在第二电容C2、第三电容C3和第四电容C4构成的输出匹配电路中，第二电容C2可以将放大器电路的输出阻抗变换为较高的阻抗以提高功率增益，第四电容C4可以控制输出谐振腔的中心频率，第三电容C3提供额外的高频衰减以提高放大器电路在高频强干扰情形下的线性度，同时有效的增强了高频稳定性。

第二电容C2、第三电容C3和第四电容C4构成的输出匹配电路在较高的工作频率下，第二电容C2和第三电容C3组成了额外的对地低阻通路，有效的降低了高频时的输出阻抗，因而可以降低输出三阶交调项，从而提高放大器电路的线性度。

所述放大器电路还可以包括：第三电阻R3。所述第三电阻R3的第一端连接所述放大器电路的输出端OUT，所述第三电阻R3的第二端接地。

如图2所示，所述放大器电路还可以包括第四电感L4。所述第四电感L4的第一端连接所述第二电容C2的第二端。在图2所示的放大器电路中，第四电感L4的第二端可以作为所述放大器电路的输出端OUT，第三电阻R3的第一端连接所述放大器电路的输出端OUT，所述第三电阻R3的第二端接地。

如图3所示，本实施例所述的放大器电路还可以包括：第二电阻R2和开关K，MOS管组M还包括：第三MOS管M3。

所述第一MOS管M1的衬底连接第二电阻R2的第一端和开关K的第一端。

所述第二电阻R2的第二端和开关K的第二端适于输入所述第二电压。

所述第三MOS管M3的源极连接所述第二MOS管M2的源极，所述第三MOS管M3的漏极连接所述第二MOS管M2的漏极；所述第三MOS管M3工作在弱反型区。

根据晶体管的小信号等效模型可以得知，从输入端看到的等效阻抗Zin：

Zin=1/(s*Cgs)+s*(Ls+Lg)+g1*Ls/Cgs     （1）

s为拉普拉斯变量，Cgs为第一MOS管M1的栅源电容的电容值，Lg为第一电感L1的电感值，Ls为第二电感L2的电感值，g1为第一MOS管M1的栅源电压引起的线性跨导，所述拉普拉斯变量s与输入信号VIN的频率有关。

当公式（1）中的前两项大小相等时抵消，公式（1）可表示为实数形式Rin=g1*Ls/Cgs。

因此，第一MOS管M1的栅源电压的电压值Vgs：

Vgs=Vin/(Rin*Cgs*s)（2）

Vin为输入信号VIN的电压值。

仅考虑跨导引起的非线性时，第一MOS管M1的栅源电压引起的漏极电流的电流值Id1：

Id1=g1*Vgs+g2*V²gs+g3*V³gs    （3）

g2为第一MOS管M1的栅源电压引起的二阶跨导，g3为第一MOS管M1的栅源电压引起的三阶跨导。

对无线通信系统而言，在IIP3和IIP2这两个线性度的指标中，IIP3远比IIP2重要，因此，本实施例忽略g2的影响，第一MOS管M1的栅源电压引起的漏极电流的电流值Id1可以表示为：

Id1=g1*Vgs+g3*V³gs     （4）

将公式（2）代入公式（4）中，第一MOS管M1的栅源电压引起的漏极电流的电流值Id1：

Id1=(Vin/(Rin*Cgs*s))*g1+(Vin/(Rin*Cgs*s))³*g3   （5）

在本实施例中，当开关K处于开启状态时，第一MOS管M1的衬底通过第二电阻R2接地，第一MOS管M1的衬底不再是地而是一个节点，因此需要考虑其它节点到衬底的电容。

由于第一MOS管M1工作在饱和区，所以第一MOS管M1的栅极到衬底的电容可以忽略（电流沟道的存在）。第一MOS管M1的源极到衬底的电容以及第一MOS管M1的漏极到衬底的电容不可忽略。第一MOS管M1的源极到衬底的电容的电容值Csb与第一MOS管M1的漏极到衬底的电容的电容值Cdb可近似看作相等，即Cdb=Csb。

由基尔霍夫定律可以推出第一MOS管M1的衬底交流电势Vb：

Vb=(Cdb*Vd+Csb*Vs)/(Cdb+Csb)=0.5*(Vd+Vs)    （6）

第一MOS管M1的漏极的交流电势Vd：

Vd=-Vin/(Rin*Cgs*s)*g1/gm1      （7）

gm1为MOS管组M的线性跨导。

当MOS管组M仅包括第二MOS管M2时，gm1为第二MOS管M2的线性跨导，即第二MOS管M2的栅源电压引起的线性跨导；当MOS管组M还包括其他MOS管时，gm1为组成MOS管组M的所有MOS管的线性跨导之和。

第一MOS管M1的源极的交流电势Vs：

Vs=Vin/Rin*Ls*s        （8）

将公式（7）和公式（8）代入公式（6），第一MOS管M1的衬源电压引起的漏极电流的电流值Id2：

Id2=gb1*(Vb-Vs)+gb3*(Vb-Vs)³

=-0.5*(Vin/(Rin*Cgs*s)*(g1/gm1-Ls*Cgs*s²)*gb1+0.5*(-(Vin/(Rin*Cgs*s)*(g1/gm1-Ls*Cgs*s²))³*gb3       （9）

gb1为第一MOS管M1的衬源电压引起的线性跨导，gb3为第一MOS管M1的衬源电压引起的三阶跨导。

由公式（5）和公式（9）可以得到，当开关K处于开启状态时，第一MOS管M1的漏极电流的电流值Id：

Id=Id1+Id2=(Vin/(Rin*Cgs*s))*g1+(Vin/(Rin*Cgs*s))³*g3

-0.5*(Vin/(Rin*Cgs*s)*(g1/gm1-Ls*Cgs*s²)*gb1+0.5*(-(Vin/(Rin*Cgs*s)*(g1/gm1-Ls*Cgs*s²))³*gb3（10）

由于s²为负数，所以gb3的系数为负数，则第一MOS管M1的衬源电压引起的漏极电流的电流值Id2中的三阶跨导会减小第一MOS管M1的栅源电压引起的漏极电流的电流值Id1的三阶跨导，即减小了非线性度。

本领域技术人员可以根据实际需要，根据本实施例提供的技术方案，为一MOS管M1选择合适的尺寸，为第二电阻R2选择合适的电阻值，从而进一步减小三阶跨导引起的非线性度，甚至可以做到完全抵消。

由公式（10）可以看出，在非线性度减小的同时，有效的线性跨导也会部分抵消。但是，由于调整第二电阻R2的电阻值时，第一MOS管M1的衬源电压引起的三阶跨导gb3会随之改变，而第一MOS管M1的栅源电压引起的三阶跨导g3则基本保持不变，所以，对第一MOS管M1的尺寸和第二电阻R2的电阻值的进行调整时，不会对放大器电路的功率增益造成较大影响。

为了更清楚的描述第三MOS管M3的工作原理，下面仅对开关K处于闭合时放大器电路的非线性进行分析。对开关K处于开启状态的非线性的分析，可以结合上述对第二电阻R2的工作原理，此处不再赘述。

开关K处于闭合时，第一MOS管M1的衬底接地，所述放大器电路的非线性项包括：

（I）第一MOS管M1的跨导引起的非线性项∝g3*gm1*Vin，g3<0，gm1>0；

（II）第二MOS管M2的跨导引起的非线性项∝gm3*g1/gm1*Vin，gm3为第二MOS管M2的三阶跨导，gm3<0，g1>0；

（III）第三MOS管M3的跨导引起的非线性项∝gn3*g1/gn1*Vin，gn1为第三MOS管M3的线性跨导，gn3为第三MOS管M3的三阶跨导，gn3>0，gn1>0。

在上述非线性项中，所述第一MOS管M1的跨导、第二MOS管M2的跨导和第三MOS管M3的跨导均指栅源电压引起的跨导。

虽然系数为负值的gm3数值较大，但是，本实施例引入了系数为正值的gn3，所以在整体上减小非线性项，从而提高放大器的线性度。

本实施例的MOS管组M所包含的MOS管的数量可以根据实际需要进行选择，只要MOS管组M包括至少一个工作在饱和区的MOS管和至少一个工作在弱反型区的MOS管，就可以减小非线性度。

本领域技术人员可以根据实际需要，根据本实施例提供的技术方案，对MOS管组M内的MOS管的选择合适的尺寸和栅极电压，从而进一步减小三阶跨导引起的非线性度，甚至可以做到完全抵消。

本发明实施例还提供一种图3所示放大器电路的控制电路，所述控制电路包括：切换单元。所述切换单元适于在所述输入信号VIN的功率大于或等于功率阈值，或者输入信号VIN中的干扰信号的功率大于或等于干扰功率阈值时，控制所述开关K处于开启状态。

所述切换单元还适于在所述输入信号VIN的功率小于所述功率阈值，或者所述输入信号VIN中的干扰信号的功率小于所述干扰功率阈值时，控制所述开关K处于闭合状态。

当输入信号VIN的功率大于功率阈值，或者输入信号VIN中的干扰信号的功率大于干扰功率阈值时，说明放大器电路受到较大的带外信号干扰，此时切换单元可以控制所述开关K处于开启状态，提高放大器电路的线性度。当输入信号VIN的功率小于或等于功率阈值，或者输入信号VIN中的干扰信号的功率小于或等于干扰功率阈值时，说明放大器电路未受到较大的带外信号干扰，此时切换单元可以控制所述开关K处于闭合状态，第一MOS管的衬底直接接地，放大器电路切换到高增益的状态，并且噪声系数几乎不变。这样，既提高了放大器电路的线性度，又提高增益、减小了噪声。

与之对应的，本发明实施例还提供一种图3所示放大器电路的控制方法，所述方法包括：在所述输入信号的功率大于或等于功率阈值，或者所述输入信号中的干扰信号的功率大于或等于干扰功率阈值时，控制所述开关处于开启状态。

所述方法还可以包括：在所述输入信号的功率小于所述功率阈值，或者所述输入信号中的干扰信号的功率小于所述干扰功率阈值时，控制所述开关处于闭合状态。

虽然本发明披露如上，但本发明并非限定于此。任何本领域技术人员，在不脱离本发明的精神和范围内，均可作各种更动与修改，因此本发明的保护范围应当以权利要求所限定的范围为准。

Claims (10)

1.一种放大器电路，其特征在于，包括：第一电容、第二电容、第三电容、第四电容、第一电感、第二电感、第三电感、第一MOS管、MOS管组和第一电阻，所述MOS管组包括：第二MOS管；

所述第一电容的第一端适于接收输入信号，所述第一电容的第二端连接所述第一电感的第一端；

所述第一电感的第二端连接所述第一MOS管的栅极；

所述第一MOS管的源极连接所述第二电感的第一端，所述第一MOS管的漏极连接所述第二MOS管的源极；

所述第二MOS管的漏极连接所述第三电感的第一端、第一电阻的第一端和第二电容的第一端；

所述第二电容的第二端连接所述第三电容的第一端；

所述第四电容的第一端连接所述第三电感的第二端，所述第四电容的第二端连接所述第二电容的第一端；

所述第三电感的第二端连接第一电阻的第二端和第三电容的第二端并适于输入第一电压；

所述第二电感的第二端适于输入第二电压；

所述第一MOS管和第二MOS管均工作在饱和区，所述第一电压和第二电压的电压值不相等。

2.如权利要求1所述的放大器电路，其特征在于，所述第一MOS管为共源结构。

3.如权利要求1所述的放大器电路，其特征在于，所述第二MOS管为共栅结构。

4.如权利要求1所述的放大器电路，其特征在于，还包括：第二电阻和开关，所述MOS管组还包括：第三MOS管；

所述第一MOS管的衬底连接第二电阻的第一端和开关的第一端；

所述第二电阻的第二端和开关的第二端适于输入所述第二电压；

所述第三MOS管的源极连接所述第二MOS管的源极，所述第三MOS管的漏极连接所述第二MOS管的漏极；

所述第三MOS管工作在弱反型区。

5.如权利要求4所述的放大器电路，其特征在于，所述第二MOS管和第三MOS管均为共栅结构。

6.如权利要求1所述的放大器电路，其特征在于，还包括：第四电感；

所述第四电感的第一端连接所述第二电容的第二端。

7.一种权利要求4所述的放大器电路的控制电路，其特征在于，包括：

切换单元，适于在所述输入信号的功率大于功率阈值，或者所述输入信号中的干扰信号的功率大于干扰功率阈值时，控制所述开关处于开启状态。

8.如权利要求7所述的控制电路，其特征在于，所述切换单元还适于在所述输入信号的功率小于或等于所述功率阈值，或者所述输入信号中的干扰信号的功率小于或等于所述干扰功率阈值时，控制所述开关处于闭合状态。

9.一种权利要求4所述的放大器电路的控制方法，其特征在于，包括：

在所述输入信号的功率大于功率阈值，或者所述输入信号中的干扰信号的功率大于干扰功率阈值时，控制所述开关处于开启状态。

10.如权利要求9所述的控制方法，其特征在于，还包括：

在所述输入信号的功率小于或等于所述功率阈值，或者所述输入信号中的干扰信号的功率小于或等于所述干扰功率阈值时，控制所述开关处于闭合状态。

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