CN104660297A - 无线通信单元和集成电路 - Google Patents

Abstract

本发明提供一种集成电路和无线通信单元。该无线通信单元包含：处理基频发送信号的发送器，产生用于无线传输的第一无线频率信号；接收第二无线频率信号并将其转换为基频接收信号的接收器，其中接收器包含求和模块，用于将消除信号与该基频接收信号相加；耦接发送器及接收器至天线的选择单元，其中该第一无线频率信号的减少部分引入到第二无线频率信号以产生基频接收信号的二阶互调失真成分；以及适应性估计器模块包含用于对该基频接收信号进行滤波以移除直流偏移的第一滤波器和用于对该基频发送信号进行滤波以移除直流偏移的第二滤波器，该适应性估计器模块基于该已滤波基频发送信号以及该已滤波基频接收信号产生该消除信号，以输入到该求和模块。

Description

无线通信单元和集成电路

本申请是申请日为2010年05月19日，申请号为201080063777.2，发明名称为“集成电路、通信单元以及减少互调失真成分的方法”的专利申请的分案申请。

技术领域

本发明有关于消除(cancellation)互调(intermodulation)失真的集成电路、通信单元以及方法。更具体地，有关于集成电路、无线通信单元以及减少二阶互调失真成分的方法。

背景技术

近年来，频分双工(Frequency Division Duplex，FDD)以及时分双工(Time DivisionDuplex，TDD)已经成为无线系统中选择用于处理上行链路(uplink，UL)以及下行链路(downlink，DL)两种方法。FDD为UL以及DL使用两个不同的频率，以将二者在频率上分开，而TDD为UL以及DL信号使用相同的频率，然后在时间上将二者分开。因此，为了满足多个通信标准的效能要求，集成电路以及/或者通信单元已经设定为使用FDD技术作为分开UL/DL发送以及接收通信的机制。

因此，尤其对于典型的无线通信频率，其中发送(以及接收)频率很高，例如第三代宽带码分多址(wideband code division multiple access，WCDMA)标准中，为1GHz频率范围，已知地，在IC或者通信单元中的高频率范围内已发送以及已接收信号之间的较差的隔离可能造成干扰。此处，在接收混频器内部，发送信号经由二阶失真(secondorder distortion)机制通过双重滤波器以及混频器泄漏(Leak)到基频，因此引起了品质降低的接收信号噪声比(Signal to Noise Ratio，SNR)效能。这引起了接收器显著降低灵敏度(desensitization)。该问题在发送器运行在或者接近发送器的最高发送功率容量(capability)而接收器运行在或者接近最低接收功率容量时变得尤为严重，其中，接收器的最低接收功率容量称作接收器的‘灵敏度(sensitivity)’。在此情况下二阶互调乘积(2nd order intermodulation products)可以降低无线电(radio)的灵敏度，而且导致二进制误码率(bit-error-rate BER)恶化。当两个信号彼此混频会发生二阶互调失真(二阶互调乘积或者二阶互调失真)，通过二阶非线性(second order nonlinearity)产生两个干扰的和频以及差频的二阶互调(Second Order Intermodulation，IM2)乘积或者二阶互调失真(Second Order Intermodulation Distortion，IIP2)。

图1为现有技术中高频通信单元100中引起二阶互调乘积干扰效应的电路示意图。高频通信单元100包含数字基频‘I’以及‘Q’信号102，数字基频‘I’以及‘Q’信号102输入到发送链数模转换器(TX DAC)105，其中数字基频‘I’以及‘Q’信号102转换为模拟基频‘I’以及‘Q’信号，然后在低通滤波器(LPF)110中滤波。已滤波基频信号然后使用混频器级115上变频，其中，混频器级115耦接到本地振荡器(LO)120，这样，已滤波基频信号频率上转换到LO 120所提供的频率上。混频器级115输出的已上变频信号输入到功率放大器(PA)125，其中，PA 125将已上变频信号放大到足够高无线频率电平，以从天线135辐射出去。天线135耦接到发送链/接收链(Tx/Rx)双重滤波器130，Tx/Rx双重滤波器130将接收自发送路径的信号衰减，使得来自发送路径的信号不能进入通信单元的接收路径。尽管如此，考虑到如此高无线频率的滤波技术的诸多限制，大量的发送信号泄漏140(图中记作TX泄漏)到接收器路径中。

因此，在接收路径上，天线135以及Tx/Rx双重滤波器130将已接收高频信号选路(route)到低噪声放大器(LNA)145。已放大高频信号输入到正交下变频混波器150，正交下变频混波器150将已放大信号经由与正交移位(quadrature shifted)本地振荡器信号155相乘而将其下变频，其中，正交移位本地振荡器信号155来自LO源160。正交下变频器150的输出为基频频率，例如低通或者带通滤波器(LPF/BPF)165可以用于将频率域不需要的信号去除或者衰减。基频信号可以为低频(LF)信号、低中频(Very LowIntermediate Frequency，VLIF)信号或者甚至为DC(零IF)信号。基频(模拟)已滤波信号然后在接收链模数转换器(RX ADC)170数字化，然后再次滤波以去除滤波器175的数字化影响。曲线图185给出如何发送信号泄漏到接收路径中从而使得接收器效能降低灵敏度(de-sensitised)(通常称作‘desense’，图中标记为‘desense’)，其中，大多数降低灵敏度效应发生在接收下变频器级。效能降低以灵敏度降低以及最终的二进制误码率(Bit Error Rate，BER)测量，而且效能降低是因为基频信号中存在IMD2乘积。

最小化发送信号泄漏进接收路径的电平的经典方法使用表面声波(SurfaceAcoustic Wave，SAW)滤波器。但是，由于SAW滤波器体积大以及高成本等因素，以及联系到持续增长的需求以降低产品成本以及大小，SAW滤波器的使用不再适用，尤其在移动电话行业中。

一种已经尝试的方法已经使用集成窄带宽、可调谐带通或者带拒(notch)类型滤波器，以替代SAW滤波器的功能。但是，该方法仍然需要多个集中式单元电感器(lumpedelement inductors)。

还有一种替代方法是使用校准方案，该校准方案可以为制程、电压以及温度(Process,Voltage and Temperature，记作PVT)变动(variation)范围内的最大IIP2而调整(trim)接收下变频器运作。但是，由于模拟无线频率设定不能很好处理PVT变动范围，因此该方案被认为是无效的。进一步说，就是加入专用调整端口(dedicated trimmingport)的效果可能需要和其他关键RF指标(metrics)达成妥协。

另一消除二阶互调乘积的现有方法如图2所示，图2为现有的用于减少上述二阶互调失真方法的无线通信单元200的模块示意图。如图所示，数字基频‘I’以及‘Q’信号102也输入到适应性互调失真(IMD)消除功能块215。IMD消除功能块215用于提供通信单元的发送器的二阶互调失真成分的数字估计(信号220、225中)。然后，在减法模块230、235中，发送二阶互调失真成分的数字估计(信号220、225中)从滤波器175的输出信号中减掉，以(理论上)去除二阶互调失真成分的一部分，该二阶互调失真成分在接收路径中作为通过Tx/Rx双重滤波器130的发送信号的泄漏的结果而产生。以此方式，干扰的估计则基于本身与参考信号的相关性(correlated)。然后图2的技术在接收信号的DC校正之后，产生了的错误信号，则使用该错误信号实现IMD消除功能块215。其后，进行适应性消除以最小化估计误差的均方功率。

上述技术中存在缺点，例如接收器效能的选择性(当带宽为，例如<100Hz)在设定时间过慢时变成了缺点，例如，由于所使用的任何平均技术。此处，考虑DC校正技术，设定者在选择性和设定时间之间面临一个均衡。存在于相关技术中另一个缺点是是对于数字基频‘I’以及‘Q’使用了相同的增益产生消除信号。存在于上述技术中的再一个缺点是，适配率的固定值(僵化，rigid)为在通信单元的功率范围内选择。

因此，迫切需要提出一种改进的集成电路、通信单元以及消除方法。

发明内容

有鉴于此，本发明致力于减轻、缓和或消除上述提及的一个或多个缺陷，提供了一种集成电路和无线通信单元。

依据本发明的第一实施例，提供一种无线通信单元，包含：一发送器，用于处理一基频发送信号，以产生用于无线传输的一第一无线频率信号；一接收器，用于接收一第二无线频率信号，以及将该第二无线频率信号转换为一基频接收信号，其中，该接收器包含一求和模块，用于将一消除信号以及该基频接收信号相加；一选择单元，用于将该发送器以及该接收器耦接到一天线，其中，该第一无线频率信号的一减少部分引入到该第二无线频率信号，以产生该基频接收信号中的二阶互调失真成分；以及一适应性估计器模块，包含第一滤波器和第二滤波器，该第一滤波器用于对该基频接收信号进行滤波以移除直流偏移，该第二滤波器用于对该基频发送信号进行滤波以移除直流偏移，以及该适应性估计器模块基于该已滤波基频发送信号以及该已滤波基频接收信号产生该消除信号，以输入到该求和模块。

依据本发明的第二实施例，提供一种用于无线通信单元的集成电路。该集成电路包含：一发送器，用于处理一基频发送信号，以产生用于无线传输的一第一无线频率信号；一接收器，用于接收一第二无线频率信号，以及将该第二无线频率信号转换为一基频接收信号，其中，该接收器包含一求和模块，用于将一消除信号以及该基频接收信号相加；一选择单元，用于将该发送器以及该接收器耦接到一天线，其中，该第一无线频率信号的一减少部分引入到该第二无线频率信号，以产生该基频接收信号中的二阶中间调制失真成分；以及一适应性估计器模块，包含第一滤波器和第二滤波器，该第一滤波器用于对该基频接收信号进行滤波以移除直流偏移，该第二滤波器用于对该基频发送信号进行滤波以移除直流偏移，以及该适应性估计器模块基于该已滤波基频发送信号以及该已滤波基频接收信号产生该消除信号，以输入到该求和模块。

本发明提供的集成电路以及无线通信单元克服了先前技术的缺陷，并且提高了效能。

本发明的其他方面将参考下述实施例详细说明书如下。

附图说明

以下将参照多个附图为例，对本发明的实施例进行详细的描述。附图中的元素描述仅是一种示例说明，为了更清楚、简单的描述本发明，而并非对本发明的限制。例如，各个附图中所出现的符号数字仅是为了能更简单的理解本发明而已。

图1为现有的高频通信单元中引起二阶互调乘积干扰效应的电路示意图；

图2为现有的使用二阶互调失真问题的已知解法的通信单元的模块示意图；

图3为根据本发明一实施例的无线通信单元的模块示意图；

图4为本发明实施例的无线通信单元的更详细的模块示意图；

图5A为依据本发明实施例的二阶互调失真的基本模型的结构示意图；

图5B为本发明实施例的二阶互调失真的扩展模型的结构示意图；

图6为图4所示接收器路径的接收器基频处理模块的模块示意图；

图7为实现固定延迟同步技术的自调节延迟机制的电路示意图；

图8为本发明实施例中典型的计算系统800的结构示意图。

具体实施方式

本发明实施例结合通信单元来描述，该通信单元支持CDMA通信。但是，所属领域技术人员可以了解，此处描述的一些概念也可以通过其他类型的无线通信单元来体现，因此，本发明不限于CDMA通信单元。

首先参考图3，图3为根据本发明一实施例的无线通信单元300的模块示意图，其中，无线通信单元有时候在蜂窝通信中称作移动用户单元(Mobile Subscriber Unit，MS)或者在第三代合作伙伴计划(3rd Generation Partnership Project，3GPP)通信系统中称作用户设备(User Equipment，UE)。无线通信单元300包含天线302，优选地耦接到双重滤波器/天线开关(duplex filter/antenna switch)304上，该双重滤波器/天线开关304用于在无线通信单元300的接收以及发送链(chain)之间提供隔离。

在接收器链上，如现有技术所知，包含接收器前端电路306(有效提供接收、滤波以及中间或者基频频率转换)。接收器前端电路306串联耦接到信号处理模块308。来自信号处理模块308的输出提供给适当输出装置310，码功率指示(code powerindicator)电路312，码功率指示电路312反过来耦接到控制器314，控制器314维持整体用户单元控制。控制器314可以因此从已经恢复信息中接收二进制误码率(BER)或者帧误码率(Frame Error Rate，FER)数据。控制器314也耦接到接收器前端电路306以及信号处理模块308(通常由数字信号处理器330实现，数字信号处理器简写作DSP)。控制器314也耦接到存储器装置316，存储器装置316选择性地储存运作定制(regime)，例如解码/编码函数、同步模式(pattern)、码序列、RSSI数据以及类似参数。

根据本发明实施例，存储器装置316储存滤波器信息，例如适应性滤波器系数、线性发送-接收增益值、时间校准设定(time alignment setting)、适配率(adaptation rate)值、DC滤波器调谐(tuning rate)率等。存储器装置316可储存整个上层的状态机(statemachine)数据/代码，通过整个状态机数据/代码配置可用来控制底层的硬件。包含在存储器装置316中的数据可以由无线通信单元300所使用，以及由信号处理模块308所处理。进一步说，计时器318耦接到控制器314，以控制无线通信单元300内的工作时序(依赖于时间信号的发送或者接收)。

至于发送链，实质上包含输入装置320、例如键盘，输入装置320通过发送器/调制电路322以及功率放大器324串行耦接到天线302。发送器/调制电路322以及功率放大器324运作上响应控制器314。

发送链上的信号处理模块可以实现为与接收链上的处理器不同。可替换地，单一处理器模块308可以用图3实现发送以及接收信号的处理。很清楚地，无线通信单元300中的各种元件均可以离散或者集成元件形式予以实现，因此在最终的架构中仅为专用或者设定选择。

现在参考图4，图4为本发明实施例的无线通信单元400的更详细的模块示意图。无线通信单元400包含数字基频‘I’以及‘Q’信号402、404，数字基频‘I’以及‘Q’信号402、404输入到发送链数模转换器(TX DAC)406，其中数字基频‘I’以及‘Q’信号402、404转换为模拟基频‘I’以及‘Q’信号，然后经低通模拟抗混叠(anti-aliasing)滤波器408滤波。已滤波基频信号然后使用耦接到本地振荡器(LO)412的混频器级410进行上变频，这样已滤波基频信号转换到LO 412所提供的LO信号的频率上。输出自混频器级410的上变频信号输入到功率放大器414，以放大到足够高无线频率电平，以由天线418辐射出去。天线418耦接到Tx/Rx双重滤波器416，Tx/Rx双重滤波器416试图衰减接收自发送路径的信号，以阻止其进入无线通信单元接收路径。但是，受到如此高无线频率的滤波技术的诸多限制，大量发送信号会泄漏到接收器路径上。在接收路径中，天线418以及Tx/Rx双重滤波器416将已接收高频信号选路到低噪声放大器(图未示)。已放大高频信号输入到正交下变频器420，正交下变频器420然后将已放大信号与正交移位422LO信号相乘而下变频该已放大信号，其中，正交移位422的本地振荡器信号来自LO源424。正交下变频器420的输出为基频频率，这样ACI滤波器426(例如，可以为模拟LPF/BPF)可用于去除(或者大致上衰减)频率域的不需要的相邻通道干扰(Adjacent Channel Interfering，ACI)信号。

基频信号可以为LF信号、VLIF信号或者甚至为DC(0IF)信号。基频(模拟)已滤波信号然后在接收模数转换器(RX ADC)428数字化。

根据本发明实施例，数字基频‘I’以及‘Q’信号402、404在发送到TX DAC 406前分接至滤波器436滤波，其中为用于复合(composite)(例如，数字加模拟)滤波器的模型，该模型存在于沿着发送路径分接起点、参考点以及发送无线频率端(天线418)之间。在一个实施例中，滤波器436为固定、预设滤波器，假设为已知。在此实施例中，已滤波发送基频信号的模数(modulus)或者幅度、平方I²+Q²在平方模块438中计算，然后经过可编程数字延迟线模块而延迟。可编程数字延迟线模块的目的之一是在消除点(减法模块430处)将数字估计与的实际IMD2乘积同步。

在一个实施例中，在发送到接收端的群体延迟变动(variation)会由相关联的模拟滤波器变动(variation)而产生，该发送到接收端的群体延迟变动(variation)不会太大，以至于使用解析度比1/4码片周期更好的固定可编程延迟就足以补偿。相应地，延迟线值可以由配置固件(firmware)或者软件的上层而设定。在替换例子中，延迟线值可以使用可编程延迟单元设定。

平方模块438输出的已同步幅度平方信号，然后在数字滤波器442，经由而滤波，以形成了沿接收路径的复合基频滤波模型，该接收路径可以包含，例如，模拟接收滤波器、ADC信号传递动态、任何CIC抽取(decimation)滤波器、任何数字补偿/抽取模块以及任何接收通道平方根升余弦(Square Root Raised Cosine，SRRC)滤波器。在发送情况下，可以配置为预设固定滤波器，该预设固定滤波器的值为根据实验室特性数据而离线(off-line)确定。

已同步、已滤波幅度平方信号，然后在缩放模块446经过确定性(deterministic)增益而缩放，其中，代表从数字TX分接点到数字消除点之间的事前(apriori)已知增益。缩放模块446，使用缩放已同步、已滤波幅度平方信号，其中，包含沿着发送路径从数字基频发送信号到双工器(或者双重滤波器)416的发送器端的已知增益，(最坏的情况)双工器发送接收隔离以及前端接收器(线性)增益(例如，由LNA主导，图未示)，以及从下混频器级到数字基频消除点的已知增益(例如，主要是来自AGC增益的增益，简洁起见，图未示)。在一个实施例中，可以基于发送路径的实际增益(或基于发送目标输出功率)以及AGC设定而由固件或者软件的上层动态设定。

消除路径的第一级包含两个低阶、适应性有限脉冲响应(Finite Impulse Response，FIR)滤波器448以及449(图中分别以以及表示)，其中适应性FIR滤波器448以及449(以及)分别用于‘I’以及‘Q’路径。FIR滤波器为一种数字滤波器，其中，FIR滤波器对应δ(Kronecker delta)输入的脉冲响应为有限，因为在有限数量的取样时间之后，FIR滤波器的响应会趋于0。N阶FIR滤波器的脉冲响应持续N+1个取样，然后收敛为零。适应性FIR滤波器448、449的目的主要是通过接收混频器级建立实际IMD2增益的模型，并且去掉或者移除任何与预设缩放模块446增益相关的，任何增益不确定性(uncertainty)，这些不确定性与双工器发送接收隔离的估计以及通过发送以及接收路径的剩余增益有关。另外，在一个例子中，适应性FIR滤波器448以及449(以及)也用于最小化任何相位不确定性以及残留(residual)时间误校准，其中，任何相位不确定性以及残留时间误校准发生在发送以及接收滤波器(分别对应滤波器436以及数字滤波器442)的错误建立模型过程中。进一步说，在一个实施例中，两个相互独立的适应性FIR滤波器448以及449(以及)可以运作于超过标准增益关系此种更复杂的IMD2模型。特别地，这样的架构可以方便具有相互独立的IMD2相位响应的‘I’以及‘Q’路径(其中，经典的或者传统的滤波器只允许一个独立的增益响应，而且假设沿着发送以及接收路径为一个共有相位响应)。

在此例子中，适应性FIR滤波器448以及449(以及)的输出以及提供IMD2乘积的复基频估计，而IMD2乘积的复基频估计在减法模块430中，在接收路径上，从实际已接收‘I’以及‘Q’值中减掉，如图所示，以产生已消除(或者校正)的复(complex)信号。已消除(或者校正)的复信号然后在数字相邻通道干扰(ACI)滤波器432中滤波。

在一个实施例中，已滤波已消除(或者校正)复信号也成为了适应性更新方程式的错误项。

使用相互独立‘I’以及‘Q’调整建立IMD2因素的模型：

适应性消除器的实际实现一个重要因素就是从发送基频电路到接收基频电路的IMD2路径的模型的建立。现在参考图5A，图5A为依据本发明实施例的二阶互调失真的基本模型500的结构示意图。

由于图4的双工器416的有限隔离，一定量的发送功率就会通过接收端泄漏。参考图5，已泄漏发送信号505可以表示为：

A(t)cos{ω_txt+φ_tx(t)}    [1]

其中：

A为发送无线频率信号的包络(envelope)或者幅度已调制成分，

ω_tx为发送无线频率信号的载波频率，以及

φ_tx为发送无线频率信号的相位已调制成分。

相位偏移、载波偏移、相位误差以及所有其他损耗以及发送器瑕疵，为了说明基本模型500已经忽略了。除了其他任何寄生耦接路径，发送到无线频率输入端以及接收混频器级的本地振荡器端的寄生耦接路径，均在泄漏信号中产生自混频。这产生了特性平方(characteristic squaring)或者二阶效应(second order effect)，特性平方(characteristic squaring)或者二阶效应引起了基频信号组成的输出，该基频信号组成的输出正比于：

A²/2    [2]

以及发送载波频率的二倍频率的无线频率项正比于：

0.5A²(t)cos{2ω_txt+2φ_tx(t)}    [3]

接收器模拟通道滤波器555、560移除无线频率成分，留下与已泄漏发送幅度调制(AM)电平平方成比例的基频项。发送泄漏的相位成分有效地被平方模块530中的平方功能去除掉(stripped off)，其中，平方模块530使用大量幅度调制平方功率电平进行平方运作，该平方运作混频到基频，而该基频由该混频器级的IIP2确定。加权(weighting)或者增益项，a_2I540以及a_2Q535，引入‘I’以及‘Q’路径，以建立该缩放效应的模型，从而得到用于IMD2项的基本表达式：

IMD₂＝A²(a_2I+ja_2Q)    [4]

加权或者a2系数可以使用传统的IIP2定义而调谐(reconcile)，如方程式[5]：

${\mathrm{IIP}}_2\left(\mathrm{dBVrms}\right)=-{20\log }_{10}\sqrt{2}\left|a_2\right|---\left[5\right]$

其中：

$a_2=\sqrt{a_{2I}^2+a_{2Q}^2}.---[6]$

因此，一旦实际混频器级IIP2效能已经计算完成，那么等效‘a2’系数也可能得以计算。进一步说，随着无线频率包络简单缩放，原始发送幅度调制信号被延迟以及/或者已滤波信号，理论上说，一旦缩放以及滤波为已知，那么就可以评估幅度调制平方项以及对应的瞬时IMD2时间序列(series)。因此，基本模型500以及方程式[4]到[6]包含IM2的传统定义以及模型，IM2的传统定义以及模型是受到限制的。发明人已经意识到在一些情况下，基本模型可能不足够，而且相反，会受到沿着‘I’以及‘Q’IM2路径的纯增益的限制，所以可以使用独立的滤波器。

现在参考图5B，图5B为本发明实施例的二阶互调失真的扩展模型590的结构示意图。特别地，该扩展模型590可以解决任何沿着‘I’以及‘Q’IMD2路径的共有相位响应的潜在计算不足。扩展模型的实施例包含相互独立的低阶FIR结构565、570，低阶FIR结构565、570可以整合在每个路径上，以允许沿着每个路径的不同相位响应。如图5B所示，单一的‘a2’系数现在由低阶FIR结构565、570替代，这样，之前的以及现存的幅度调制平方值就可以用于瞬时IMD2的估计。更进一步说，在一个例子中，用于分别的FIR系数为可配置，以追踪(track out)不确定性以及时间改变(time-varying)模型错误，该不确定性以及时间改变模型错误与发送基频模拟抗混叠以及接收滤波有关。低阶FIR结构565、570为适应性，而且可以动态更新，例如，FIR的形式可以为：

${\hat{H}}_I\left(z^{-1}\right)=\underset{m=0}{\overset{M-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}{\hat{h}}_I\left(m\right)z^{-m}---\left[7\right]$

使用该结构，扩展IMD2模型为：

${\mathrm{IMD}}_2\left(n\right)=\underset{m=0}{\overset{M-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}{\hat{h}}_I\left(m\right)A^2(n-m)+j\underset{m=0}{\overset{M-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}{\hat{h}}_Q\left(m\right)A^2(n-m)---\left[8\right]$

请注意，经典(基本)IMD2模型为方程式[8]中的扩展模型的特例，其中，M＝1，所以：

${\hat{a}}_{2I}={\hat{h}}_I\left(0\right)$ 以及

${\hat{a}}_{2Q}={\hat{h}}_Q\left(0\right)$

请参考图6，图6为图4所示接收器路径的接收器基频处理模块600的模块示意图。接收器基频处理模块600包含平方模块602，平方模块602与无线频率端以及图4的接收器混频器级的本地振荡器端之间的寄生耦接路径效应相等(equate)。根据图5的描述，平方效应来自泄漏信号的自混频。接收器基频处理模块600进一步包含两个相互独立的适应性FIR滤波器以及适应性FIR滤波器以及允许超过标准增益关系的更复杂的接收器基频处理IMD2模型。接收器基频处理模块600进一步包含分别的‘I’以及‘Q’模拟相邻通道干扰滤波器426，然后跟随模拟AGC级610(图4中未示，图6中表示为AGC)，AGC级610也耦接到RX ADC(包含相关的信号形成，shaping)428，其中，图6的实施例中RX ADC实现为ΣΔ-ADC。接收器基频处理模块600进一步包含分别的‘I’以及‘Q’抽取器(decimator)、数字相邻通道干扰滤波器432以及数字SRRC通道滤波器625(图4中未示)，其中抽取器包含CIC滤波(以及任何相关的补偿/抽取级)620，‘I’以及‘Q’抽取器分别跟随对应的数字相邻通道干扰滤波器432以及数字SRRC通道滤波器625(图4中未示)。

出于简洁目的的考虑，DC或者偏置校准系统/模型没有包含在图5或者图6的示例模型中。虽然偏置对消除器效能具有深刻影响，尤其是实现或者适应性IMD2FIR系数的估计器，DC影响分别对待，而且不明确建立模型。

在一个例子中，假设模拟相邻通道干扰滤波器426与模拟AGC 610匹配，因为假设他们微分(differential)不匹配(mismatch)被忽略了。考虑到这方面，就可能进一步简化图6的模型，简化到共有增益以及滤波器用于描述基频处理的点。

现有技术美国专利US2008/0232268中揭示了接收器链，该接收器链提出了使用共有数字‘I’以及‘Q’处理路径。因此，现有技术的该美国专利US2008/0232268提出了使用单一分接或者单一增益级。因此，在本发明的一实施例中，如上描述，本发明揭示的无线通信单元，经由提供数字处理链而适应(accommodate)独立二阶‘I’以及‘Q’路径，而解决了如何提供IMD2乘积的更精确消除的问题。在一个无线通信单元例子中，基频信号为正交基频信号。示例无线通信单元包含适应性估计器模块，适应性估计器模块包含基频处理模块，基频处理模块用于接收正交基频发送信号与正交基频接收信号。基频处理模块进一步用于将相互独立的增益以及相位调整应用到正交基频发送信号的正交部分，以及基于正交基频接收信号的至少一信号成分，以形成相互独立的消除信号。基频处理模块进一步用于将相互独立的消除信号应用到相加模块上。

根据图4的实施例，基频处理模块则包含滤波器436、平方模块438、延迟线模块数字滤波器442、缩放模块446、适应性FIR滤波器448以及449等，适应性FIR滤波器448以及449为相互独立的适应性滤波器，而且，可为多阶FIR滤波器，用于补偿‘I’以及‘Q’路径基频接收信号以及‘I’以及‘Q’路径基频发送信号之间的不匹配错误。有关适应性FIR滤波器448以及449可为多阶FIR滤波器，请参考后文的内容。

适应性估计器

在一个实施例中，二阶互调失真成分的消除由适应性估计器完成，例如以最小均方(Least Mean Square，LMS)适应性估计器的形式。LMS方程式的一般形式可以由下列形式提供：

$\widehat{\mathrm{\&theta;}}\left[n\right]=\widehat{\mathrm{\&theta;}}(n-1)-\mathrm{\&mu;}\frac{\&PartialD;\mathrm{\&epsiv;}\left(n\right)}{\&PartialD;\widehat{\mathrm{\&theta;}}(n-1)}\mathrm{\&epsiv;}\left(n\right)---\left[9\right]$

其中，

第m个取样时间处的参数估计的Mx1行(row)矢量；以及

M为待估计参数的数目；

ε为估计误差；以及

μ为步长，或者适配率，可以选择步长或者适配率以均衡收敛对噪声抑制(convergence versus noise rejection)的速度。

将方程式[9]应用到IMD2消除的特例的基本原则如图4所示，其中已消除输出变成了估计误差，该估计误差反过来回到LMS更新方程式。为了最大化估计误差信号(例如，信噪比，SNR)，反馈点可以在接收数字通道平方根升余弦(SRRC)滤波器之后，导致了用于‘I’路径(请注意‘Q’路径具有相似表达)的估计误差为：

${\mathrm{\&epsiv;}}_I\left(n\right)=I\left(n\right)-{\hat{I}}_{\mathrm{IMD}2}\left(n\right)---\left[10\right]$

一般导数项适用于IMD2消除应用

$\frac{{\&PartialD;\mathrm{\&epsiv;}}_I\left(n\right)}{\&PartialD;{\hat{h}}_I(n-1)}=-\frac{\&PartialD;{\hat{I}}_{\mathrm{IMD}2}\left(n\right)}{\&PartialD;{\hat{h}}_I(n-1)}---\left[11\right]$

此处，已估计IMD2项(对于‘I’路径)由下列方程式提供：

${\hat{I}}_{\mathrm{IMD}2}\left(n\right)={\hat{g}}_{\mathrm{txrx}}\underset{m=0}{\overset{M_I-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}{\hat{h}}_I(m,n-1)A^2(n-m)---\left[12\right]$

其中：

AM平方项，A²为固定确定性滤波器串行模型的输出，如图4所示。

于一实施例中，项可以由替，其中，如前所述，m为FIR滤波器的第m个系数，而附加(时间)索引(现在包含n-1)，以识别产生自适应性或者LMS算法调整的滤波器的隐含(underlying)时间改变特性。因此，导数项可以简化为：

$\frac{{\&PartialD;\mathrm{\&epsiv;}}_I\left(n\right)}{\&PartialD;{\hat{h}}_I(n-1)}=-A^2\left(n\right){\hat{g}}_{\mathrm{txrx}}---\left[13\right]$

为FIR的Mx1行(row)矢量，或者系数估计(对应参数估计的矢量，一般LMS方程式中的)，与时间索引n-1处的为标量(scalar)或者单一系数不同。相似地，A²(n)为Mx1行(row)矢量，其中，A²(n-m)为该矢量的相关的第m项(entry)。增益项为正标量值，而且在一实施例中，不包含任何以相位或者符号形式的方向信息。进一步说，移除增益项可以产生方程式[14]中的正规化(normalized)导数项：

$\frac{{\&PartialD;\mathrm{\&epsiv;}}_I\left(n\right)}{\&PartialD;{\hat{h}}_I(n-1)}=-A^2\left(n\right)---\left[14\right]$

为了方便更有效的实现，有效实现的数字范围可以限制在正标量(scalar)值0以及1之间。将此项代回LMS方程式，则提供了用于第m个系数的更新算法。

${\hat{h}}_I(m,n)={\hat{h}}_I(m,n-1)+{\mathrm{\&mu;A}}^2(n-m){\mathrm{\&epsiv;}}_I\left(n\right)---\left[15\right]$

相同(identical)导数也可产生用于Q路径的更新方程式：

${\hat{h}}_Q(m,n)={\hat{h}}_Q(m,n-1)+{\mathrm{\&mu;A}}^2(n-m){\mathrm{\&epsiv;}}_Q\left(n\right)---\left[16\right]$

每个系数可以根据这些方程式而更新，从而导岀方程式的矢量记法(notation)(或者族，family)：

$\left[\begin{array}{c}{\hat{h}}_I(0,n)\\ {\hat{h}}_I(1,n)\\ .\\ .\\ .\\ {\hat{h}}_I(M-1,n)\end{array}\right]=\left[\begin{array}{c}{\hat{h}}_I(0,n-1)\\ {\hat{h}}_I(1,n-1)\\ .\\ .\\ .\\ {\hat{h}}_I(M-1,n-1)\end{array}\right]+\mathrm{\&mu;}\left[\begin{array}{c}{A}^2\left(n\right)\\ A^2(n-1)\\ .\\ .\\ .\\ A^2(n-M-1)\end{array}\right]{\mathrm{\&epsiv;}}_I\left(n\right)---\left[17\right]$

DC偏置以及低频IMD2干扰(Disturbance)修正

在现实的不理想存在情况下，上面讨论的基本估计算法可能会失败，尤其对于非IM2DC偏置。虽然对于WCDMA，在DC(对于WCDMA，甚至是相对于最终基频功率的较大比例IMD2功率)，全部(2-tone)IMD2功率会下降-3dB或者50％，但是本发明的发明人已经确定，其他DC偏置可能伪装为真正的IMD2DC成分，因此破坏估计，而且导致潜在消除效能的品质降低。上述LMS估计器基于基本原则：即所有非IMD效应都与参考信号无关。DC通常与DC相关，无论来源如何，而且因此非IMD2DC就会与IMD2DC相关。如果其他DC偏置足够大，那么IM2估计器就会偏移(bias)的非常严重，使得相应的消除器结果失败。

针对上述潜在的不理想因素，消除效能的品质降低的一种示例方法是，分接(tapoff)该错误反馈点于接收器DC校准系统之后。但是，这会增加消除路径上大量的延迟时间以及复杂度，包含需建立DC校准系统动态的模型，或者在消除路径内复制。更有效的方法就是在误差信号应用到估计算法之前，通过高通滤波该误差信号，将一DC移除模块引入至消除器内部。

尽管如此，该问题进一步因为低频IM2干扰的存在而变的复杂，其中，低频IM2干扰来自或者发送以及/或者接收增益的不可建模的变动。例如，由于或者发送以及/或者接收增益的一者或者两者的模型建立中的增益错误，当发送功率目标在1.5kHz时槽(slot)速率(rate)(1.5kHz)修改时，IM2干扰引入系统。那么这些干扰就不可以由消除器建立模型，因为他们原始来自发送以及./或者接收增益错误的一者或者两者，或者不确定性，所以，只能在经典的闭环负反馈类型中抑制。任何由已定位DC校正引入的衰减，在1.5kHz的高通滤波器(HPF)可以减少该负反馈调整增益，减少的量等于该HPF衰减的量，而且因此，折衷该消除器的能力以抑制这样的干扰。以相似方式，PA中发生的AM-AM失真可能引起低频IM2干扰的另一个来源。

HPF的选择需仔细设定，这一点是很重要的，这样低频IM2干扰可足以被消除器抑制。任何已定位HPF应该具有选择性，该选择性同时抑制DC或者静态偏置(例如，<100Hz)，在槽率(>＝1.5kHz)同时最小化衰减或者抑制。

更进一步地，从适应性或者实现IMD2FIR滤波器角度来看，选择性也是很重要的。任何频率信号成分的移除都会导致这些频率处，适应性滤波器较差实现。这个现象在现有技术中称作‘持续激励(persistent excitation)’或者‘充分激励(sufficientexcitation)’。简单描述，如果目的是在某一频率范围实现适应性滤波器，那么实现信号必须在此范围内具有足够的谱功率(spectral power)。不可避免的是，DC信号成分必须移除，因为没法区分IM2DC以及非IM2DC。但是，这样做，其他低频成分的移除应该最小化，使得在那些频率不使实现发生妥协(compromise)。相应地，HPF的选择性对于保证适应性滤波器的低频精确性是最重要的。这一点尤其重要，因为多于50％的基频IM2功率在低频，充分激励的要求随着适应性滤波器阶数以及复杂性的增加变得更加重要，HPF的选择性对于已扩展多阶FIR IMD2模型比经典的单抽头，基于增益模型(gain based model)也更重要。

除了足够的选择性，HPF必须能够在特定最小值(称作低噪声放大器输入，i/p)之上，足够快地抑制或者追踪非IMD2静态偏置，这样IMD2估计器就可以收敛。在低槽(例如，100us)一部分(fraction)内，DC追踪或者移除到较低的值是很必要的。这就是经典的滤波器带宽对选择性的均衡。总结起来，HPF必须具有足够的选择性，以足够抑制静态DC偏置，例如，在1.5kHz，槽长度(～100us)的一部分内，具有最小衰减的幅度大约在1-100uV(称作LNA i/p)范围内。

下面描述的一个示例方法就是使用LMS DC估计级增大(augment)IM2估计器。换言之，该适应性估计器模块进一步包含一个逻辑(LMS DC估计级)，用于确定本地估计误差。估计器模块内确定的本地估计误差然后从LMS DC估计中减掉。DC估计方程式然后提供如下：

${\hat{I}}_{\mathrm{dc}}\left(n\right)={\hat{I}}_{\mathrm{dc}}(n-1)+{\mathrm{\&mu;}}_{\mathrm{dc}}{\mathrm{\&Delta;\&epsiv;}}_I\left(n\right)$

${\hat{Q}}_{\mathrm{dc}}\left(n\right)={\hat{Q}}_{\mathrm{dc}}(n-1)+{\mathrm{\&mu;}}_{\mathrm{dc}}{\mathrm{\&Delta;\&epsiv;}}_I\left(n\right)---\left[18\right]$

其中：

Δε为DC已校正或者高通已滤波估计误差

${\mathrm{\&Delta;\&epsiv;}}_I\left(n\right)={\mathrm{\&epsiv;}}_I\left(n\right)-{\hat{I}}_{\mathrm{dc}}\left(n\right)$

${\mathrm{\&Delta;\&epsiv;}}_Q\left(n\right)={\mathrm{\&epsiv;}}_Q\left(n\right)-{\hat{Q}}_{\mathrm{dc}}\left(n\right)---\left[19\right]$

以及

ε为原始估计误差，即，每个方程式[10]的IM2已消除输出。

高通已滤波误差然后用在基本IM2适应性滤波器系数更新方程式中，以提供已修改基本IM2适应性滤波器系数：

$\left[\begin{array}{c}{\hat{h}}_I(0,n)\\ {\hat{h}}_I(1,n)\\ .\\ .\\ .\\ {\hat{h}}_I(M-1,n)\end{array}\right]=\left[\begin{array}{c}{\hat{h}}_I(0,n-1)\\ {\hat{h}}_I(1,n-1)\\ .\\ .\\ .\\ {\hat{h}}_I(M-1,n-1)\end{array}\right]+\mathrm{\&mu;}\left[\begin{array}{c}{A}^2\left(n\right)\\ A^2(n-1)\\ .\\ .\\ .\\ A^2(n-M-1)\end{array}\right]{\mathrm{\&epsiv;}}_I\left(n\right)---\left[20\right]$

用于Q路径有对应的方程式。

这等效于沿着ε作输入，Δε作输出的IM2消除点之间的估计误差路径上引入基于HPF的IIR，该ε作输入，Δε作输出的IM2消除点具有领先-滞后(lead-lag)或者极点-零点传递函数如下：

$\frac{1-z^{-1}}{1+{\mathrm{\&mu;}}_{\mathrm{dc}}-z^{-1}}---\left[21\right]$

该HPF在z＝1具有零点，在z＝1/(1+μ_dc)具有极点。

数字微分器(differentiator)项1-z^-1去除了静态DC，而极点通过适当选择μ_dc而定位，以影响所需的选择性与带宽(设定时间)的均衡。例如，当μ_dc→∞，极点→0，而且HPF倾向于纯数字微分器。在此情况下，设定时间会比‘1’个时钟周期小。但是，尤其在1.5kHz的临界频率的选择性可以与低频IM2干扰不足以由回路调整的范围相妥协(compromised to the extent)，这样。进一步说，多阶适应性滤波器的实现，由于在滤波器的停止频带上频谱内容减少而变得更差。相反地，在另一个极端，μ_dc→0，极点则倾向于为一个单位或者系统化改进选择性而倾向于零，但是为了追踪(trackout)DC偏置的给定电平，则处于持续增长的设定成本。(很明显，对于μ_dc＝0，因为极点消除为零，或者设定时间为无限，所以，没有DC抑制)。

强调HPF错误Δε(n)仅位于LMS估计器内是有用的，其中，HPF错误ε(n)用于校正或者IM2消除输出，以提供接下来的无线/数据机串行的处理。以此方式，HPF影响有利地只发生在估计器内。相反，如果Δε(n)用作IM2消除输出以及输入，以提供接下来的数据机(modem)处理，高通滤波影响会通过移除所需信号的低频成分而潜在地降低信号的SNR。

重新分割(Re-partitioning)基频滤波器

请参考图4，图4给出了输出到/来自LMS适应性估计器模块458的输入/输出信号，以及原理性构建模块的示意图。已消除或者已校正输出454、456(图中分别表示为εI、εQ)由DC估计校正级466进行高通滤波，以及用作错误信号而应用到468。其中，DC估计校正级466可以为领先-滞后高通滤波器或者带通滤波器的至少一者，如果DC估计校正级466为领先-滞后高通滤波器，则可以为微分器，如图所示，DC估计校正级466即为数字微分器。可见，DC估计校正级466包含LMS引擎，即适应性估计器模块458的至少一部分。

根据本发明的一个实施例，适应性估计器模块用于在增益级应用一增益至已滤波基频接收信号之前，对该基频发送信号的一部分进行相邻通道干扰滤波，然后分接干扰滤波后的基频发送信号。以此方式，导数或者回归函数(regressor)输入A²先于缩放模块446的增益项分接，并输入到适应性估计器模块458(请注意，根据方程式的严格推导，可以在增益项之后分接)。在一个例子中，偏离更为经典的方法是为了适应实现的原因，因为信号A²具有减少了很多的动态范围，因此会导致更经济的位元宽度要求。在替换例子中，信号A²在增益级(缩放模块446)之后分接(tape out)，就需要更大的动态范围，例如在50dB量级，为了追踪到从大约-110dBM到-80dBm的自动增益控制范围，以及30dB范围，加上2-10dB的增益控制范围，以追踪从最大输出功率以下大约10dB的范围。增益或者适配率引擎或者算法可以修改，然后轻易地透过步长项μ470而补偿，例如，某种含义下，增益项可以看作嵌入步长。基本地，在增益级(例如，缩放模块446)之前分接信号A²，可能会节省硬件成本，因为定点(fixedpoint)数表示大小需求降低。但是，增益串列(line-up)改变的结果，在一个实施例中，可以经过修改适配率而补偿。增益级(例如，缩放模块446)以及步长项μ470影响消除环内的增益。依赖于信号在何处分接，这样的增益就可以影响回路的瞬态响应。因此，在增益级(例如，缩放模块446)之前分接信号A²可以改变瞬态，其中，在一个实施例中，可以经由修改步长项μ470而控制瞬态。上述例子步长或者适配率μ470基于通道上功率的当前估计而产生，以及送到LMS更新引擎468。更新估计然后送到消除子系统的分别的滤波器，适应性FIR滤波器448以及449。请注意，上述经缩放模块446分接之后的信号经过延迟460的延迟，然后进入微分器462，经过延迟464而产生进入信号的多个已延迟信号，然后经由相关功能块468进行相关运算。从另一个角度来看，既然步长或者适配率μ470基于通道上功率的当前估计而产生，而且专用系统472用于功率侦测，那么专用系统472更可以称为功率测量模块(例如，AGC系统的数字带内功率侦测)，操作上耦接于适应性估计器模块，而且用于测量基频接收信号的通道上功率电平。而且专用系统472用于确定适配率，所以在一个实施例中，将专用系统472称为一个基频处理模块。而且，在一个实施例中，专用系统可以忽略不相关的噪声成分。

现有技术的美国专利US2008/0232268揭示了一种接收器链中放置数字相邻通道干扰(ACI)滤波器在错误信号分接之后。以此方式，已知适应性估计器移除或者衰减相邻通道干扰。但是，本发明的发明人发现，这样的设定只在稳定状态下可靠，使用适应性滤波器的静态条件完全收敛了，否则，根据消除器的适应性时间项，通过接收器排队的延迟太长。因此，现有技术美国专利US2008/0232268揭示的次优滤波器分割，是一种不实用而且不经济的解决办法。

相反，在本发明实施例中，介绍了用于独立均衡ACI抑制对设定的机制。因此，经由将消除点放置在ACI滤波器之前，但是反馈分接点放置在ACI滤波器之后，则提供了一种新颖的接收器架构，为了分割消除节点以提供IMD2乘积的更精确的消除。因为包含在串行(line-up)直到消除的实际点之间的模块/函数都沿着消除路径建立模型，那么较优地，为了简化消除模型，在串列(line-up)上尽可能早地插入消除点然后分接反馈点。在上述例子中，ACI滤波器建模为延迟460的延迟值，延迟460的延迟值经被确定为用于消除已经足够。特别地，接收器架构根据当前通道功率电平的估计在数字基频滤波级上，订定消除点。以此方式，估计器可以更快收敛，因此抑制更多噪声。

本实施例的接收器机构可以实现在无线通信单元中，该无线通信单元包含发送器以及接收器，发送器用于处理基频发送信号，以产生用于无线传输的第一无线频率信号，接收器用于接收第二无线频率信号，然后将第二无线频率信号转换为基频接收信号。接收器包含模数转换器，操作上耦接到求和模块，用于将消除信号于基频接收信号相加。接收器进一步包含选择单元，该选择单元用于将发送器以及接收器耦接到天线上，使得第一无线频率信号的已消除的部分引入到第二无线频率信号中，以产生基频接收信号中的二阶互调失真成分。接收器进一步包含数字相邻通道滤波器，该数字相邻通道滤波器位于接收器内部，以对输出自求和模块的信号进行滤波；以及适应性估计器模块，用于接收输出已滤波信号以及基频发送信号，以及产生基于上述信号的消除信号。

适配率算法

适配率μ470控制估计收敛的速率，因此，控制适应性估计器模块458抑制噪声的能力。适配率μ470越大，则收敛速率越快，但是噪声抑制越差，反之亦然。与发送AM平方信号不相关的所有已接收’I’以及’Q’信号，视为适应性估计器模块458的噪声。随着噪声电平增加，适配率μ470应该成比例地调低。这样的不相关噪声信号产生自显而易见的源端，例如模拟前端的热噪声、数据转换量化噪声以及也来自不明显的源，例如所需接收信号自身此外，调制中的IM₃以及所有其他接收器前端损害都会构成不相关噪声。关键地，对全部通道上信号有贡献的信号，除了IMD2影响以及DC偏置，均会表现为不相关噪声。在一个例子中，随着噪声层(floor)变动，适配率μ470反过来调整，以维持噪声抑制的期望电平。

适配率的自动调整可以由专用系统472来完成。在一个例子中，AGC系统的数字带内功率侦测较优地重新使用，以维持通道上功率的动态估计。已估计功率值用于索引(index)适配率μ470的查找表(Look-Up Table，LUT)，适配率μ470的LUT项(entrty)进行缩放，以提供随着功率估计的平方根反向改变的适配率。在简化的例子中，适配率μ470实现函数，或者更具体地数，其中，x与已侦测功率(V2)成比例，而且μ₀为常数，选择将步长输出缩放，以在指定的功率范围内工作(从灵敏度到大约-80dBm)。对于通道上功率电平，确定为处在已接收信号功率电平，已接收信号功率电平比通信单元的接收器灵敏度电平小，而且可以使用步长μ＝μ₀，对于超过上限μ＝0(即，估计器算法关闭)功率电平以及对于中间电平，该率为可变，例如在模式中，从μ₀到0。

适配率引擎

本实施例的适配率模块的定点实现如图4所示。在前述例子中，假设其可以使用现有技术所知的典型的AGC功率侦测模块，而且简洁起见，此处不再描述。在一个例子中，适配率μ470的LUT可以储存无符号12b分数值，例如，在模式中，占据从μ₀到的范围。

在一实施例中，基于LUT的一RAM 470配置为适应于一可编程的值μ₀。在一个例子中，如果适配率μ470的曲线(profile)证明为不适当的，适配率μ470的LUT也可以作为离散性(contingency)的测量，做为方便值的可编程。在一个例子中，应用到适配率μ470的LUT的解决方案可以缩放，例如，当侦测到最小(或较低)功率(例如，当接收器位于，或者接近灵敏度电平，例如，典型地接近-110dBm，而接近-102dBm，原理上为热噪声电平)，就可以读取到最大值。在此例子中，对于30dB窗口范围内的功率电平，超过最小值(例如，-110dBm)，适配率μ470就可以用于输出一个字(word)，该字与已侦测功率平方根成反比例。对于低于上限功率电平，就可以读取适配率μ470的LUT的一个0值。因此，该标准化LUT输出，然后就可以通过可编程增益μ而缩放，其中，该可编程增益μ为LMS估计器提供适配率。

因此，现有技术美国专利US2008/0232268揭示了具有固定适配率增益的接收器链。此处，US2008/0232268揭示了不能适应性典型的实际情况的机制，例如，当接收信号可能在大范围内动态改变时(例如，从～-115dBm到～-80dBm)。因此，US2008/0232268揭示的机制可以产生次优(suboptimum)效能。因此，在上述一个例子中，提供一个新颖的适配率自动调整，以提供IMD2乘积的更精确的消除。特别地，接收器架构揭示了在接收信号功率范围内缩放适配率增益的机制。

示例接收器架构可以实现在无线通信单元中，该无线通信单元包含发送器以及接收器，发送器用于处理基频信号，以产生用于无线传输的第一无线频率信号，接收器用于接收第二无线频率信号，以及将该第二无线频率信号转换为基频接收信号，其中，该接收器包含求和模块，用于将消除信号于基频接收信号相加。无线通信单元进一步包含选择单元，该选择单元用于将发送器以及接收器耦接到天线上，使得第一无线频率信号的已消除的部分引入到第二无线频率信号中，以产生基频接收信号中的二阶互调失真成分。无线通信单元进一步包含功率测量模块，该功率测量模块用预测量基频接收信号的通道上功率电平。无线通信单元进一步包含适应性估计器模块，适应性估计器模块操作上耦接到功率测量模块，以及该适应性估计器模块用于接收第一基频发送信号以及基频接收信号，其中，该适应性估计器模块包含基频处理模块，基频处理模块用于确定适配率，该适配率由适应性估计器模块使用，而产生基于基频接收信号的已测量通道上功率电平的消除信号。参考图4的实施例，可见，专用系统472作为了适应性估计器模块458的基频处理模块，用于确定适配率，以及图4的实施例中，将适应性估计器模块458划分为两个模块，并不表示不可以将专用系统472以及适配率μ470整合到适应性估计器模块458中。

作者为Qualcomm，2006年5月出版在IEEE，题目为“用于WCDMA的Tx泄漏的集成LMS适应性滤波器(An integrated LMS adaptive filter of Tx leakage for CDMAreceiver front ends)”的论文提出了基于适应性干扰消除的连续时间模拟系统解法。该文献提出了在功率放大器之后分接无线频率参考信号，以及提出了在非线性下变频级之前移除任何发送泄漏，因此阻止产生IM2。虽然适应性干扰消除的理论相同，但是该文献仍然存在经典的DC偏置、品质低的噪声指数(noise figure)以及电流消耗等模拟问题。

现有技术焦点都集中在校正(calibrate)适应性IP2测量，而且对应该校正，以解决限制接收器混频器二阶互调制乘积的重要问题。例如，现有技术给出了如何调谐或者校准接收器RF前端电路以及装置的教导，以最大化IP2功率电平以及因此最小化二阶互调制乘积。相反，本发明建议的技术提出了消除技术。

消除信号的时间校准(alignment)

在实际发送-接收IMD2路径以及消除模型之间的时间误校准，可能因为在模拟滤波器以及数字等效模型之间相位存在错误而发生。另外，由于每个路径的暂存器延迟没有被计数(unaccounted)，而可能发生进一步的时间延迟不匹配。虽然IMD2-FIR滤波器的适应性架构在一些例子中可能是对的，但是对于时间误校准，IMD2-FIR滤波器的适应性架构却不是用于补偿纯延迟时间或者常数群体延迟不匹配的最有效的机制。例如，通过任意增加滤波器的阶数，就可以校正任意的误校准。但是，这个方法不仅会为实际滤波器自身进一步增加复杂度，而且也会为适应性LMS估计器增加复杂度以及扩展收敛时间。相应地，在一些实施例中，包含一些专用的时间校准模块以校正时间误校准。

在一些实施例中，固定的可编程延迟线包含在消除路径以及实际发送或者接收IMD2路径D₀中。沿着图4的消除路径包含延迟D₀，有的延迟线模块的延迟所描述，沿着实际发送-接收路径，覆盖了消除路径比实际延迟更长的可能性(eventuality)。在图4中，延迟D₀表示为插入到接收器ADC-CIC以及IMD2消除节点之间。

包含适应性IMD2FIR滤波器架构，以追踪滤波器错误建模，以及滤波器变动，以及为未知时间误校准的有限范围进行校正。原理上，通过将滤波器阶数扩展，可校正任意长度的时间误校准。尽管如此，假设这样的误校准由未知但是固定的数字时间延迟所主导，而且仅需要校正一次，这样的方法(即，增加的FIR的阶数)对硬件是没有效率的(hardware inefficient)。相反的，包含专用自调节时间校准系统以用于此目的。

现在参考图7，图7为实现固定延迟同步技术的自调节延迟机制的电路示意图。为了补足固定延迟同步的不足，自调谐延迟机制700包含用于动态调整具有的可编程延迟值以均等(equalise)路径延迟。来自两个路径的合成延迟由求和逻辑735提供，通过整数/分数模块736以整数与分数的形式然后应用到延迟线模块上。

自调谐时间校准系统

基于固件或者硬件的实现或者基于软件/固件的调谐算法，为基于峰值相关理论的扩展。自调谐校准系统例子中的基本原理为基于下列事实：如果实际输出与已估计输出之间的时间误校准为kT_s，其中T_s为共用隐含的(underlying)取样周期，然后，互相关过程就在滞后k为最大值或者峰值。然后时间误校准可以被量测到通过解析互相关值而得到足够精确的精准度，并且得到在滞后值为何值时可以有最大值的互相关。尽管如此，该原理的传统应用可以导致硬件无效实现，该硬件无效实现被认为随着适应性FIR滤波器阶数的增加而成本增加。例如，为了解析在+/-2码片范围内，将误校准提高到比1/16th码片周期更好就需要2x16x2乘加结构。

此处描述一替换实施例，该替换实施例只在4个滞后值估计交互相关性。上述值然后组合(使用逻辑/函数模块728中的方程式[23])以提供误差类型函数，该误差类型函数与时间误校准具有近似线性关系。错误函数然后用于驱动简单数字控制器730，简单数字控制器730调整数字时间校准中的延迟线模块(延迟线模块为可控延迟单元)的延迟，以最小化该误差(换言之，简单数字控制器730用于调整该可控延迟单元，延迟线模块直到该误差信号为最小值)。其中，简单数字控制器730用于对数字基频‘I’以及‘Q’信号402、404与已消除或者已校正输出454以及456的至少一取样实施互相关，以产生一误差信号，该误差信号代表数字基频‘I’以及‘Q’信号402、404与已消除或者已校正输出454、456之间的时间差。数字基频‘I’以及‘Q’信号402、404与已消除或者已校正输出454以及456的至少一取样的涵义是：数字基频‘I’以及‘Q’信号402、404合称基频发送信号，已消除或者已校正输出454、456合称已消除信号，数字基频‘I’以及‘Q’信号402、404与已消除或者已校正输出454以及456的至少一取样的互相关就是基频发送信号的幅度平方与已消除信号的幅度平方在一定数量的滞后点的信号的互相关。

更具体地，在本实施例中，假设时间误校准限制到+/-2码片的范围内，则利用滞后值为+/-1码片以及+/-2码片的互相关(使用第一延迟，延迟460)结果就有能力(使用两个延迟460)得到此范围的时间误校准。用于决定WCDMA幅度平方信号以及带有延迟值+/-1以及+/-2的WCDMA幅度平方信号之间的互相关函数分别都与SRRC滤波器714的脉冲响应有关，其中，SRRC滤波器714用于产生WCDMA信号。以此方式，可清晰证明的最大或者峰值发生在误校准偏差为0的情况，相当于时间偏差等于滞后落入(falls off)SRRC脉冲。

定义提前(advance)+1码片的正规化互相关为r_xy(1)，以及在1码片滞后或者延迟为r_xy(-1)。更进一步，定义一个函数，该函数约略与在+/-1码片周期的窗口内的时间误校准值成正比：

ε＝r_xy(-1)-r_xy(1)    [22]

误差函数在+/-1码片范围内表现良好，但是超过那个点就品质降低，最终，在误校准接近+/-2码片时会得到错误符号。为了在+/-2码片范围内提高错误函数精确性，一个实施例经过整合+/-2码片滞后(使用逻辑/函数模块728)的互相关函数而修改误差方程式如下：

ε＝r_xy(-1)-r_xy(1)+r_xy(-2)-r_xy(2)    [23]

生成的误差函数符号，现在在+/-2码片误校准窗口范围内校正。以附加的互相关滞后项(entries)为代价，可能进一步在任意窗口范围内提高误差函数对时间误校准的线性关系。尽管如此，假设时间误校准限制在+/-2码片内，那么方程式[23]的误差函数包括+/-2码片的滞后，而且方程式[23]的误差函数足够精确以驱动随后的控制回路。

在此例子中，对应提前2个码片、提前1个码片、延迟1个码片以及延迟2个码片，产生A²幅度平方信号444的4个已延迟信号然后，进入数字微分器716、462、463以及466，即变数(variables)的矢量产生如方程式[24]：

{A²(n+2L) A²(n+L) A²(n-L) A²(n-2L)}    [24]

其中：

n为当前索引以及

L为对应1码片周期的索引偏置。

实际上，假设在此例子中沿着消除路径的SRRC滤波器714实现为FIR形式滤波器：

$A^2\left(n\right)=\underset{k=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}{c}_k{A}_i^2(n-k)---\left[25\right]$

其中：

为SRRC输入幅度平方信号以及

c_k为SRRC滤波器714的第k个系数，

已提前信号A²(n+2L)以及A²(n+L)的近似值可以从回归函数或者应用在SRRC滤波器自身的延迟线而获得。

特别地，如果SRRC被指定在Lx码片速率运行，那么从延迟线的末端抽头内部回归函数2L以及L，即产生提前信号A²(n+2L)以及A²(n+L)的近似值。SRRC滤波器714的实际输出经过附加的延迟单元而延迟，以产生已延迟或者已滞后(lagged)值A²(n-L)以及A²(n-2L)。依赖于适应性IMD2-FIR滤波器的阶数，上述延迟460的延迟值已经可以从适应性FIR回归函数延迟线获得。

幅度平方已回归矢量以及误差幅度的DC成分，在相关步骤之前通过数字微分器722、462、463以及466移除，因为这样的偏置与时间误校准无关，而且可以主宰相关结果，因此降低了整体精确性。标记x₂用作描述DC带拒(notched)且提前2码片幅度平方信号，x₁为对应DC带拒且提前一个码片信号，x_-1为DC带拒且延迟一个码片的信号，x_-2为DC带拒且延迟2个码片的信号。y用于描述DC带拒幅度平方误差信号。

整数以及积分后倒卸(integrate-and-dump)函数/模块726、720、710以及706然后应用到延迟项{x₂,x₁,x_-1,x_-2}以及y的每一者的乘积724、718、708以及704上，以影响期望的相关运作。积分窗口长度N在一个例子中为可编程，而且可以扩展到槽长度的可编程二进制分数范围内，其中，槽长度例如1/16th、1/8th、1/4th、1/2、1以及2。

来自逻辑/函数模块728的方程式[23]中的误差函数然后，以积分及倒卸输出速率从分别的互相关项而产生，然后应用到简单整数控制器730。

$\hat{d}\left(n\right)=\hat{d}(n-1)+{\mathrm{\&mu;}}_D\mathrm{\&epsiv;}\left(n\right)---\left[26\right]$

其中：

为自调谐时间校准估计的校正或者更新值，以及

μ_D为适配率，该适配率与已侦测通道上功率一起缩放。

以相似方式使用图4的适配率μ470的步长，其中，适配率与通道上功率的平方根成反比例缩放，控制方程式也可以根据通道上功率的平方根而缩放，如前面所述。

延迟估计加到可编程延迟估计以提供复合延迟，其中，复合延迟在整数/分数模块736分解为整数以及分数成分，然后应用到延迟线模块的延迟。

在进一步的实施例中，限制方案可以用到估计限制在边界内，其中，为延迟线的上限。在此例子中，扩展下边界的一部分，则可沿着实际发送-接收IMD2路径增加策划(intentional)延迟D₀而获得，使得发送-接收延迟增加，而不是通过将减少到以下。在某些时间情况下，例如在即时电话(live call)过程中，该实现较优地可编程为避免改变实际发送或者延迟路径。

因此现有技术美国专利US2008/0232268揭示了可以选择滞后值以将消除信号时间校准的峰值侦测器，其中，确定最大互相关值以校准两个信号。但是，由于接收器内的模拟滤波器不确定性，这样的现有技术仅为群体延迟改变提供粗略校正。因此，在一个例子中，已经描述了校正时间校准消除信号的新颖的时间校准系统。特别地，描述了通过使用错误函数以及相关控制器的自调谐时间校准系统，以适应由于接收器内模拟滤波器的不确定性引起的群组延迟改变，以实现消除信号的时间校准。

示例自调谐时间校准系统可以在无线通信单元中实现，其中无线通信单元包含发送器以及接收器，其中发送器用于处理第一基频发送信号，以产生用于无线传输的第一无线频率信号，接收器用于接收第二无线频率信号，以及将该第二无线频率信号转换为基频接收信号，其中，该接收器包含求和模块，该求和模块用于将消除信号加到基频接收信号上。通信单元进一步包含选择单元，选择单元用于将发送器以及接收器耦接到天线。第一无线频率信号的减少的部分然后引入到第二无线频率信号，因此产生基频接收信号中的二阶互调失真成分。通信单元进一步包含控制器模块，控制器模块用于实现第一基频发送信号以及消除信号的每一者的至少一个抽头的互相关，以产生代表之间时间差的错误信号。可控延迟单元操作上耦接到控制器模块以及用于使用错误信号以设定时间延迟，该时间延迟用于第一基频发送信号、消除信号的一组中的至少一者。其中，控制器实现为简单数字控制器730，简单数字控制器730控制延迟线模块

虽然本发明已经参考无线通信单元中二阶互调失真消除能力一些方面进行描述，其中，无线通信单元支持通用移动电信系统(Universal Mobile TelecommunicationSystem，UMTS)蜂窝通信系统，尤其对于3GPP系统的UMTS陆地无线接入网络(Terrestrial Radio Access Network，UTRAN)，本发明不限于特定蜂窝通信系统。可以预见的是，上述概念已经应用到任意无线通信系统或者技术中。

现在参考图8，图8为本发明实施例中典型的计算系统800的结构示意图，计算系统800可以用在本发明的实施例中实现信号处理功能。该类型的计算系统可以用于接入点以及无线通信单元中。本领域技术人员可以了解，如何使用其他计算系统或者架构实现本发明。计算系统800可以代表，例如桌上系统(desktop)、便携式电脑(laptop)或者笔记本计算机、手持计算设备(PDA、手机、掌上机等)，主机大型电脑(mainframe)、服务器(server)、客户端(client)或者其他类型的对于给定的应用或者环境，可能为适合或者期望的专用或者通用计算装置。计算系统800可以包含一个或者多个处理器，例如处理器804。处理器804可以使用通用或者专用处理装置，例如，微处理器、微控制器或者其他控制模块而实现。在此例子中，处理器804连接到总线802或者其他通信媒体。

计算系统800也包含主存储器808，例如随机存取存储器(RAM)或者其他动态存储器，用于储存信息以及由处理器804执行的指令。主存储器808可以用于储存临时变数或者其他由处理器804执行指令过程中的中间信息。计算系统800可以类似地包含耦接到总线802的只读存储器(ROM)或者其他静态储存装置，以储存静态信息以及处理器804执行的指令。

计算系统800也可以包含信息储存系统810，信息储存系统810包含，例如，媒体驱动器812以及可移除储存接口820。媒体驱动器812可以包含一个驱动器或者其他机制以支持固定或者可移除储存媒体，例如硬盘驱动器、软盘驱动器、磁带驱动器、光碟驱动器、压缩碟(Compact Disc，CD)或者数字视频驱动器(Digital Video Drive，DVD)读取或者写入驱动器(R或者RW)，或者其他可移除或者固定媒体驱动器。储存媒体818可以包含，由媒体驱动器812读取以及写入的例如，硬盘、软盘、磁带、光碟、CD或者DVD，或者其他固定或者可移除媒体。如上述例子所述，储存媒体818可以包含具有特定计算机软件或者储存数据的计算机可读储存媒体。

在替换实施例中，信息储存系统810可以包含其他类似的元件，以允许计算机程序或者其他指令，或者数据装载在计算系统800中。这样的元件可以包含，例如，可移除储存单元822以及接口820，例如程序盒式磁盘(cartridge)以及盒式磁盘接口、可移除存储器(例如，快闪存储器或者其他可移除存储器模块)以及存储器槽，以及其他允许软件以及数据被从可移除储存单元818传递到计算系统800的可移除储存单元822以及接口820。

计算系统800也可以包含通信接口824。通信接口824可以用于允许软件以及数据在计算系统800以及外部装置之间传递。通信接口824的例子，可以包含数据机、网络接口(例如Ethernet或者其他NIC卡)、通信端口(例如通用串行总线端)、PCMCIA槽以及卡等。通过通信接口824传送的软件以及数据可以通过信号的形式，例如电、电磁以及光或者其他可被通信接口824接收的信号。上述信号通过通道828提供给通信接口824。通道828可以承载信号，而且可以使用无线媒体而实现，其中无线媒体可以为线(wire)或者电缆(cable)、光纤(fiber optics)或者其他通信媒体。通道的一些例子包含电话线、蜂窝电话链路、RF链路、网络接口、局域或者广域网，以及其他通信通道。

在此文献中，‘计算机程序产品’以及‘计算机可读媒体’以及其他类似的词可以用于通常称媒体，例如，存储器808、储存装置818或者储存单元822。上述以及其他计算机可读媒体可以储存由处理器804所使用的一个或者多个指令，以使得处理器实施804特定运作。这样的指令一般称作‘计算机程序代码’(可以分组为计算机程式或者其他组)，当被执行时，则启动计算系统800以执行本发明的实施例的功能。请注意，代码可以直接引起处理器804实施特定运作，因为处理器804被编译为这样做，以及/或者与其他软件、硬件以及/或者固件单元组合(例如，实施标准函数库)以这样做。

在一个实施例中，使用软件实现单元的情况下，软件可以储存在计算机可读媒体中，然后使用例如可移除储存驱动器822、驱动器812或者通信接口824装载到计算系统800中。控制模块(在此例子中，软件指令或者计算机程序代码)，当由处理器804执行时，使得处理器804实施本发明所述的功能。

特别地，前述发明的概念可以由半导体制造商用到任何包含收发模块的集成电路中。

进一步说，本发明的概念可以用在专用集成电路(Application-Specific IntegratedCircuit，ASIC)以及/或者任何其他子系统单元或者一个或者多个电路中。

可以了解的是，为了清楚说明，本发明的上述实施例的描述参考不同功能单元以及处理器进行。尽管如此，在不同功能单元或者处理器之间适当分配功能是很明显的，例如，波束成形或者光束扫描模块可以不偏离本发明的精神情况下使用。例如，所述功能可以由分开的处理器而实施，或者控制器可以由同样的处理器或者控制器实施。此处，参考特定功能单元只是为了提供描述功能的适当方法，而不是表示严格的逻辑上或者实体上的架构或者组织。

本发明的一些方面可以任何适当的形式，包含硬件、软件以及固件或者上述几者的任何组合实现。本发明可以选择性地实现，至少一部分，因为计算机软件在一个或者多个数据处理器以及/或者数字信号处理器或者可配置模块元件(例如FPGA装置)上运行。因此，本发明的实施例的元件或者单元可以实体上、功能上以及逻辑上以任何适当方式实现。确实，功能可以单一单元、多个单元，或者其他功能单元的一部分而实现。

虽然本发明已经联系多个实施例进行描述，但是这并不代表本发明局限于特定形式。相反，本发明的保护范围由权利要求书决定。而且，虽然本发明的一些特点可能参考特定实施例而描述，但是所属领域技术人员可以了解，所述实施例的多个特点可以根据本发明而组合起来。在权利要求书中，术语‘包含’不排除其他单元或者步骤的存在。

进一步说，虽然分开列出了多个手段、单元或者方法步骤，但是多个手段、单元或者方法步骤可以例如，由单一单元或者处理器实现。而且，虽然分开的技术特征可能包含在不同的权利要求项中，这些可能组合起来更为有利，而且不同权利要求项包含的技术特征并不代表，上述技术特征的组合就没有意义以及/或者没有优势。而且，在一类权利要求中的技术特征不意味着对此类权利要求的限制，相反，如果可以的话技术特征可以等效地用于其他类型权利要求中。

进一步说，在权利要求中没有暗示其中的技术特征实施的任何特定顺序，而且方法项中独立的步骤的特定顺序也不代表上述步骤就只能按此顺序实施。进一步说，上述步骤可以任何适当的顺序实现。此外，单数没有排除多数的含意。因此，‘一’、‘一个’、‘第一’、‘第二’也不排除多数的情况。

因此，参考现有技术，本发明提供了改进的集成电路、通信单元以及方法，大致上克服了现有技术的前述缺陷。

Claims (15)

1.一种无线通信单元，其特征在于，包含：

一发送器，用于处理一基频发送信号，以产生用于无线传输的一第一无线频率信号；

一接收器，用于接收一第二无线频率信号，以及将该第二无线频率信号转换为一基频接收信号，其中，该接收器包含一求和模块，用于将一消除信号以及该基频接收信号相加；

一选择单元，用于将该发送器以及该接收器耦接到一天线，其中，该第一无线频率信号的一减少部分引入到该第二无线频率信号，以产生该基频接收信号中的二阶互调失真成分；以及

一适应性估计器模块，包含第一滤波器和第二滤波器，该第一滤波器用于对该基频接收信号进行滤波以移除直流偏移，该第二滤波器用于对该基频发送信号进行滤波以移除直流偏移，以及该适应性估计器模块基于该已滤波基频发送信号以及该已滤波基频接收信号产生该消除信号，以输入到该求和模块。

2.如权利要求1所述的无线通信单元，其特征在于，该适应性估计器模块用于在一增益级应用一增益至该已滤波基频接收信号之前，对该基频发送信号的一部分进行相邻通道干扰滤波，然后分接干扰滤波后的基频发送信号。

3.如权利要求1所述的无线通信单元，其特征在于，该第一滤波器用于对该基频接收信号进行滤波，其中，该第一滤波器为一领先-滞后高通滤波器或者一带通滤波器中的至少一者。

4.如权利要求3所述的无线通信单元，其特征在于，该适应性估计器模块进一步包含一逻辑，用于确定一本地估计误差，以及从该滤波器减去一最小均方直流估计。

5.如权利要求1所述的无线通信单元，其特征在于，该基频发送信号为一正交基频发送信号，以及该基频接收信号为一正交基频接收信号；以及该适应性估计器模块包含一基频处理模块，该基频处理模块用于：

接收该正交基频发送信号以及该正交基频接收信号；

基于该正交基频接收信号的至少一信号成分，应用一独立增益以及一相位调整至该正交基频发送信号，以形成独立消除信号；以及

将该独立消除信号应用到该求和模块。

6.如权利要求5所述的无线通信单元，其特征在于，该基频处理模块包含多个独立适应性滤波器。

7.如权利要求6项所述的无线通信单元，其特征在于，该多个独立适应性滤波器包含多个多阶有限脉冲响应滤波器，用于补偿该正交基频接收信号以及该正交基频发送信号之间的不匹配误差。

8.如权利要求1所述的无线通信单元，其特征在于，进一步包含：

功率测量模块，耦接于该适应性估计器模块，以及用于测量该基频接收信号的通道上功率电平；以及

其中，该适应性估计器模块包含一基频处理模块，用于确定一适配率，其中，该适应性估计器模块基于该基频接收信号的已测量通道上功率电平，应用该适配率以产生该消除信号。

9.如权利要求8所述的无线通信单元，其特征在于，该基频处理模块用于忽略不相关噪声成分，以使得消除信号消除二阶互调失真成分。

10.如权利要求1所述的无线通信单元，其特征在于，该接收器包含一模数转换器，该模数转换器操作上耦接于该求和模块，该模数转换器进一步包含：

一数字滤波器，位于该接收器内部，用于对该求和模块输出的信号进行滤波；以及

其中，该适应性估计器模块用于接收该已滤波信号以及该基频发送信号，以及基于该已滤波信号以及该基频发送信号产生该消除信号。

11.如权利要求10所述的无线通信单元，其特征在于，该数字滤波器为一数字相邻通道滤波器。

12.如权利要求1所述的无线通信单元，其特征在于，进一步包含：

一控制器模块，用于对该基频发送信号以及该消除信号的每一者的至少一抽头执行互相关运作，以产生一误差信号，该误差信号代表该基频发送信号以及该消除信号之间的时间差；

一可控延迟单元，耦接到该控制器模块，以及使用该误差信号以设定一时间延迟，该时间延迟用于该基频发送信号以及该消除信号的至少一者中。

13.如权利要求12所述的无线通信单元，其特征在于，该控制器模块用于对评估于多个滞后点的两个信号之间实施交互相关运作。

14.如权利要求12所述的无线通信单元，其特征在于，该控制器模块用于调整该可控延迟单元，直到该误差信号为一最小值。

15.一种集成电路，该集成电路用于无线通信单元，其特征在于，该集成电路包含：

一发送器，用于处理一基频发送信号，以产生用于无线传输的一第一无线频率信号；

一接收器，用于接收一第二无线频率信号，以及将该第二无线频率信号转换为一基频接收信号，其中，该接收器包含一求和模块，用于将一消除信号以及该基频接收信号相加；

一选择单元，用于将该发送器以及该接收器耦接到一天线，其中，该第一无线频率信号的一减少部分引入到该第二无线频率信号，以产生该基频接收信号中的二阶中间调制失真成分；以及

一适应性估计器模块，包含第一滤波器和第二滤波器，该第一滤波器用于对该基频接收信号进行滤波以移除直流偏移，该第二滤波器用于对该基频发送信号进行滤波以移除直流偏移，以及该适应性估计器模块基于该已滤波基频发送信号以及该已滤波基频接收信号产生该消除信号，以输入到该求和模块。