CN101795141B - 应用于接收机射频系统电路内部三阶互调失真参数的分配方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种本发明公开了一种应用于接收机射频系统电路内部三阶互调失真参数的分配方法，属于电磁兼容技术领域，该分配方法首先依据无寄生响应对接收机射频系统总体接收性能指标进行处理，得到阈值电压；然后依据约束关系计算将要进入接收通带内、各级子电路中的三阶互调失真的总失真电压；最后依据总失真电压小于等于总失真电压的关系得到各级子电路的三阶截断点。本发明的方法实现了级联电路电压信号同相情况下，各级子电路三阶互调失真参数的分配，从而解决了接收机射频系统三阶互调失真信号干扰过大而导致的通信质量差的问题。

Description

应用于接收机射频系统电路内部三阶互调失真参数的分配方法

技术领域

本发明涉及一种对接收机射频系统中电路内部三阶互调失真参数的分配方法，该方法解决了三阶互调失真信号对接收机造成的干扰，属于电磁兼容技术领域。

背景技术

接收机一般由天线、射频系统和解调系统组成，应用最为普遍的超外差式接收机射频系统包括低噪放、混频器和中频放大器这些具有非线性特性的子电路。三阶互调失真参数是射频系统非常重要的指标，这个指标决定了生成的三阶互调失真信号功率大小。在接收邻近信道有两个干扰连续波存在时，三阶互调失真信号很容易落入接收通带内，从而干扰接收机正常接收有用信号。

2008年12月第6卷第6期在《信息与电子工程》中公开的“接收机的非线性分析”，三阶互调的存在导致了输出信号的失真，因此可用三阶互调作为衡量接收机线性度的一个指标。

三阶互调失真信号是功率较强且较难滤除的寄生产物，特别是接收机的输入信号中包含两个靠得很近的频率ω₁、ω₂(记为前频率ω₁、后频率ω₂)时，其三阶互调失真信号频率Δω(Δω＝2ω₁-ω₂)也会离ω₁、ω₂很近而落入接收通带内，三阶互调失真信号通常降低接收机通信质量。无论是对接收机射频系统进行设计、还是接收机系统通信质量仿真评估中，接收机射频系统给出的总体参数往往是信噪比、总噪声系数、带宽、动态范围、增益等，没有包含具体的内部各级子电路模块的三阶互调失真参数。接收机射频系统内各级子电路三阶互调失真参数的精确设计，可以保证接收机不因三阶互调失真信号过大而导致接收机灵敏度下降、通信质量恶化等后果。因此，需要根据接收机射频系统总体接收性能指标合理分配各级子电路模块的三阶互调失真参数。

发明内容

本发明的目的是提出一种应用于接收机射频系统电路内部三阶互调失真参数的分配方法，该分配方法根据接收机射频系统总体接收性能指标，利用各级约束关系解决了级联电路信号同相情况下，各级子电路互调失真参数的分配。该分配方法在只能获取有限总体参数的实际情况下，分配过程中严格控制各级三阶互调失真信号的电压强度，完成三阶互调失真参数的精确、合理的分配，能为接收机射频系统仿真评估以及优化设计提供参数指导。

本发明是一种应用于接收机射频系统中电路内部三阶互调失真参数的分配方法，该分配方法是在通带邻近信道有两个连续波存在时(参见图1所示)，会在通带内产生三阶互调干扰信号，针对该三阶互调干扰信号的分配执行下列步骤：

步骤一：初始时，三阶互调干扰信号中的第一失真电压V_OIM3 ¹、第一截断点P_OIP3 ¹和第一输出功率P_CW ¹之间的约束关系为

步骤二：将第一失真电压V_OIM3 ¹作为第二级子电路的输入三阶互调信号电压，根据信号同相情况下的电压线性叠加原理，得到第二失真电压V_OIM3 ²、第二截断点P_OIP3 ²和第二输出功率P_CW ²之间的约束关系

步骤三：将第二失真电压V_OIM3 ²作为第三级子电路的输入三阶互调信号电压，根据信号同相情况下的电压线性叠加原理，得到第三失真电压V_OIM3 ³、第三截断点P_OIP3 ³和第三输出功率P_CW ³之间的约束关系

步骤四：将第三失真电压V_OIM3 ³为下一级子电路的输入三阶互调信号电压，根据信号同相情况下的电压线性叠加原理，得到总失真电压V_OIM3、第N截断点P_OIP3 ^N和第N输出功率P_CW ^N之间的约束关系

$V_{\mathrm{OIM}3}=[(V_{\mathrm{OIM}3}^1\sqrt{G_2}+\frac{\sqrt{{\left(P_{\mathrm{CW}}^2\right)}^3{Z}_0}}{P_{\mathrm{OIP}3}^2})\sqrt{G_3}+...+\frac{\sqrt{{\left(P_{\mathrm{CW}}^{N-1}\right)}^3{Z}_0}}{P_{\mathrm{OIP}3}^{N-1}}]\sqrt{G_N}+\frac{\sqrt{{\left(P_{\mathrm{CW}}^N\right)}^3{Z}_0}}{P_{\mathrm{OIP}3}^N};$

依据该约束关系

中的V_OIM3作为再下一级子电路的输入三阶互调信号电压进行分配，直至V_OIM3≤V′_OIM3时结束，从而得到各级子电路的三阶截断点P_OIP3 ¹、P_OIP3 ²、……、P_OIP3 ^N。

本发明采用多个约束关系进行三阶互调失真参数的分配方法的优点在于：

①应用接收机射频系统总体指标完成内部各级子电路三阶互调失真参数的逐级分解分配，分配过程中严格控制各级三阶互调失真信号的电压强度，最终使总失真信号电压满足要求，保证系统正常功能指标实现。

②在初始时的约束关系中，利用接收机射频系统的阻抗进行调整，保证了输入信息的有效性。

③在第二约束关系中引入接收机射频系统的增益进行调整，保证了下一级子电路的输入电压的有效性。

④在步骤三中的约束关系中，将步骤二的约束关系顺延接合至第三约束关系中，保证了一下级子电路的输入电压的线性关系。

⑤在步骤四以至于以后的步骤中，应用通用的约束关系进行下一级子电路的输入电压的三阶互调信号电压分配，使得根据接收机射频系统总体接收性能指标合理分配各级子电路模块的三阶互调失真参数的分配方法简单、分配手段有效。

⑥采用本发明的分配方法能够使接收机在仿真评估过程中，解决了在只能获取有限参数的实际情况下，三阶互调失真参数分配不明确所导致的无法精确分析三阶互调失真信号对接收机造成干扰的问题。

⑦采用本发明的分配方法无论是对接收机射频系统进行前期设计、还是后期仿真评估，都能够对射频系统中的三阶互调失真参数进行合理的分配，同时也能为接收机射频系统的优化设计提供参数指导。

附图说明

图1是接收机射频系统中邻近信道有两个连续波存在时产生三阶互调干扰信号的示意图。

图2是非线性放大器、混频器的三阶截断点示意图。

图3是某型超外差式接收机射频系统的结构框图。

具体实施方式

下面将结合附图和实施例对本发明做进一步的详细说明。

本发明公开了一种接收机射频系统电路内部三阶互调失真参数的分配方法，属于电磁兼容技术领域。该分配方法首先依据无寄生响应对接收机射频系统的总体接收性能指标进行处理，得到阈值电压V′_OIM3；然后依据约束关系计算邻近信道中的两个干扰连续波将要进入的接收通带内各级子电路中的三阶互调失真信号电压；最后依据多级的总失真电压V_OIM3小于等于阈值电压V′_OIM3的关系得到各级子电路的三阶截断点。

在本发明中，V′_OIM3详细解释意指接收机射频系统允许的最大输出三阶互调总失真信号电压，简称为阈值电压。

在本发明中，V_OIM3详细解释意指接收机射频系统电路内部各级子电路完成三阶互调失真参数分配后得到的总失真电压，简称为总失真电压。

在本发明中，阈值电压V′_OIM3是指接收机射频系统内电路产生的最大输出噪声功率，或者是指最小可检测电平信号经过接收机射频系统后的输出电压。在接收机射频系统设计中要求产生的输出三阶互调信号中的总失真电压V_OIM3不高于此阈值电压V′_OIM3，也就是满足了无寄生响应。

本发明是一种应用于接收机射频系统中电路内部三阶互调失真参数的分配方法，该分配方法是在通带邻近信道有两个连续波存在时(参见图1所示)，会在通带内产生三阶互调干扰信号，针对该三阶互调干扰信号的分配执行下列步骤：

步骤一：初始时，三阶互调干扰信号中的第一失真电压V_OIM3 ¹、第一截断点P_OIP3 ¹和第一输出功率P_CW ¹之间的约束关系为在本发明中，称约束关系

为第一约束关系；V_OIM3 ¹详细解释意指第一级子电路产生的三阶互调失真信号电压，简称为第一失真电压；P_OIP3 ¹详细解释意指第一级子电路的输出三阶截断点，简称为第一截断点；P_CW ¹详细解释意指单个干扰连续波经过第一级电路后的输出功率，简称为第一输出功率；Z₀表示接收机射频系统的阻抗，可以设定为50Ω。

步骤二：将第一失真电压V_OIM3 ¹作为第二级子电路的输入三阶互调信号电压，根据信号同相情况下的电压线性叠加原理，得到第二失真电压V_OIM3 ²、第二截断点P_OIP3 ²和第二输出功率P_CW ²之间的约束关系

在本发明中，称约束关系

为第二约束关系；V_OIM3 ²详细解释意指第二级子电路产生的三阶互调失真信号电压，简称为第二失真电压；V_OIM3 ¹详细解释意指第一级子电路产生的三阶互调失真信号电压，简称为第一失真电压；G₂表示第二级子电路的功率增益；P_OIP3 ²详细解释意指第二级子电路的输出三阶截断点，简称为第二截断点；P_CW ²详细解释意指单个干扰连续波经过第二级电路后的输出功率，简称为第二输出功率；Z₀表示接收机射频系统的阻抗，可以设定为50Ω。

步骤三：将第二失真电压V_OIM3 ²作为第三级子电路的输入三阶互调信号电压，根据信号同相情况下的电压线性叠加原理，得到第三失真电压V_OIM3 ³、第三截断点P_OIP3 ³和第三输出功率P_CW ³之间的约束关系

在本发明中，称约束关系为第三约束关系；V_OIM3 ³详细解释意指第三级子电路产生的三阶互调失真信号电压，简称为第三失真电压；V_OIM3 ¹详细解释意指第一级子电路产生的三阶互调失真信号电压，简称为第一失真电压；G₂表示第二级子电路的功率增益；P_OIP3 ²详细解释意指第二级子电路的输出三阶截断点，简称为第二截断点；P_CW ²详细解释意指单个干扰连续波经过第二级电路后的输出功率，简称为第二输出功率；Z₀表示接收机射频系统的阻抗，可以设定为50Ω；G₃表示第三级子电路的功率增益；P_OIP3 ³详细解释意指第三级子电路的输出三阶截断点，简称为第三截断点；P_CW ³详细解释意指单个干扰连续波经过第三级电路后的输出功率，简称为第三输出功率。

步骤四：将第三失真电压V_OIM3 ³作为下一级子电路的输入三阶互调信号电压，根据信号同相情况下的电压线性叠加原理，得到总失真电压V_OIM3、第N截断点P_OIP3 ^N和第N输出功率P_CW ^N之间的约束关系

$V_{\mathrm{OIM}3}=[(V_{\mathrm{OIM}3}^1\sqrt{G_2}+\frac{\sqrt{{\left(P_{\mathrm{CW}}^2\right)}^3{Z}_0}}{P_{\mathrm{OIP}3}^2})\sqrt{G_3}+...+\frac{\sqrt{{\left(P_{\mathrm{CW}}^{N-1}\right)}^3{Z}_0}}{P_{\mathrm{OIP}3}^{N-1}}]\sqrt{G_N}+\frac{\sqrt{{\left(P_{\mathrm{CW}}^N\right)}^3{Z}_0}}{P_{\mathrm{OIP}3}^N};$

依据该约束关系

中的V_OIM3作为再下一级子电路的输入三阶互调信号电压进行分配，直至V_OIM3≤V′_OIM3时结束，从而得到各级子电路的三阶截断点P_OIP3 ¹、P_OIP3 ²、……、P_OIP3 ^N。

在本发明中，称约束关系

为下一级分配约束关系；V_OIM3详细解释意指接收机射频系统电路内部各级子电路完成三阶互调失真参数分配后得到的总失真电压，简称为总失真电压，或称为下一级失真电压；该V_OIM3是否作为下一级子电路的输入三阶互调信号电压，主要是看V_OIM3是否小于等于V′_OIM3止；V_OIM3 ¹详细解释意指第一级子电路产生的三阶互调失真信号电压，简称为第一失真电压；G₂表示第二级子电路的功率增益；P_OIP3 ²详细解释意指第二级子电路的输出三阶截断点，简称为第二截断点；P_CW ²详细解释意指单个干扰连续波经过第二级电路后的输出功率，简称为第二输出功率；Z₀表示接收机射频系统的阻抗，可以设定为50Ω；G₃表示第三级子电路的功率增益；P_OIP3 ^N-1详细解释意指第N-1级子电路的输出三阶截断点，简称为第N-1截断点；P_CW ^N-1详细解释意指单个干扰连续波经过第N-1级电路后的输出功率，简称为第N-1输出功率；G_N表示第N级子电路的功率增益；P_OIP3 ^N详细解释意指第N级子电路的输出三阶截断点，简称为第N截断点；P_CW ^N详细解释意指单个干扰连续波经过第N级电路后的输出功率，简称为第N输出功率。

下面结合附图对本发明做进一步的说明。

非线性放大器、混频器的三阶截断点如图2所示，横坐标表示输入功率P_in(单位为dBm)，纵坐标表示输出功率P_out(单位为dBm)。

一阶产物的输出功率正比于输入功率，所以描述这种响应的直线的斜率为1，而描述了三阶产物响应的直线的斜率为3。理想条件下P_out与P_in的关系曲线为：一阶和三阶产物响应在高输入功率下会出现压缩现象，所以把理想响应的延伸用虚线表示，这两条直线的交点A则称为三阶截断点，它可以指定为输入功率P_IIP3或指定为输出功率P_OIP3。三阶截断点A充分描述了非线性放大器、混频器三阶互调失真程度的大小。

以两个连续波信号作为输入，前一个信号的频率记为ω₁(前频率ω₁)，后一个信号的频率记为ω₂(后频率ω₂)，输入电压记为v_i，则有：

v_i＝V₀(cosω₁t+cosω₂t)                (1)

式(1)中，V₀为连续波信号的电压幅度，t为连续波信号存在的时间。

对非线性器件的输出电压v_o可以展开成用输入电压v_i表示的泰勒级数为：

$v_o=a_0+a_1{v}_i+a_2{v}_i^2+a_3{v}_i^3+...---\left(2\right)$

式(2)中，a₀，a₁，a₂，a₃分别表示加权系数。

将式(1)代入式(2)中可得：

$v_o=a_0+a_1{V}_0\cos {\mathrm{\ω}}_{1}t+a_1{V}_0\cos {\mathrm{\ω}}_{2}t+\frac{1}{2}{a}_2{V}_0^2(1+\cos 2{\mathrm{\ω}}_{1}t)+\frac{1}{2}{a}_2{V}_0^2(1+\cos 2{\mathrm{\ω}}_{2}t)$

$+a_2{V}_0^2\cos ({\mathrm{\ω}}_1-{\mathrm{\ω}}_2)t+a_2{V}_0^2\cos ({\mathrm{\ω}}_1+{\mathrm{\ω}}_2)t$

$+a_3{V}_0^3(\frac{3}{4}\cos {\mathrm{\ω}}_{1}t+\frac{1}{4}\cos 3{\mathrm{\ω}}_{1}t)+a_3{V}_0^3(\frac{3}{4}\cos {\mathrm{\ω}}_{2}t+\frac{1}{4}\cos 3{\mathrm{\ω}}_{2}t)---\left(3\right)$

$+a_3{V}_0^3[\frac{3}{2}\cos {\mathrm{\ω}}_{2}t+\frac{3}{4}\cos (2{\mathrm{\ω}}_1-{\mathrm{\ω}}_2)t+\frac{3}{4}\cos (2{\mathrm{\ω}}_1+{\mathrm{\ω}}_2)t]$

$+a_3{V}_0^3[\frac{3}{2}\cos {\mathrm{\ω}}_{1}t+\frac{3}{4}\cos (2{\mathrm{\ω}}_2-{\mathrm{\ω}}_1)t+\frac{3}{4}\cos (2{\mathrm{\ω}}_2+{\mathrm{\ω}}_1)t]+...$

式(3)中，V₀ ²为连续波信号第2次进入通带内时的电压幅度，V₀ ³为连续波信号第3次进入通带内时的电压幅度。

令P_CW是前频率ω₁下的信号输出功率，忽略三次以上幅值较小的高次项，由式(3)可得：

$P_{\mathrm{CW}}=\frac{1}{2}{a}_1^2{V}_0^2/Z_0---\left(4\right)$

式(4)中，a₁ ²表示2次项时的加权系数，Z₀表示接收机射频系统的阻抗，可以设定为50Ω。

类似地，令P_OIM3是三阶互调失真信号频率Δω(Δω＝2ω₁-ω₂)下的信号输出功率，则由式(3)可得：

$P_{\mathrm{OIM}3}=\frac{1}{2}{\left(\frac{3}{4}{a}_3{V}_0^3\right)}^2/Z_0---\left(5\right)$

按此推导，当P_CW和P_OIM3在三阶截断点上相等时，截断点上的输入信号电压记为V_OIM3，则使式(4)和式(5)相等可得：

$V_{\mathrm{OIM}3}=\sqrt{\frac{4a_1}{3a_3}}---\left(6\right)$

当输出功率P_OIP3等于在截断点处P_CW的线性响应时，由式(4)和式(6)得到：

$P_{\mathrm{OIP}3}=P_{\mathrm{CW}}{|}_{V_0=V_{\mathrm{OIM}3}}=\frac{2a_1^3}{3a_3}/Z_0---\left(7\right)$

式(7)中，a₁ ³表示加权系数a₁的3次项。

由式(4)、式(5)和式(7)可以得到P_OIM3、P_CW和P_OIP3之间的约束关系为：

$V_{\mathrm{OIM}3}=\frac{9a_3^2{V}_0^6}{32}/Z_0=\frac{a_1^6{V}_0^6}{8Z_0}/\frac{4a_1^6}{9a_3^2{Z}_0}=\frac{{\left(P_{\mathrm{CW}}\right)}^3}{{\left(P_{\mathrm{OIP}3}\right)}^2}---\left(8\right)$

式(8)中，a₃ ²表示加权系数a₃的2次项，V₀ ⁶为连续波信号第6次进入通带内时的电压幅度，a₁ ⁶表示加权系数a₁的6次项。

因此V_OIM3、P_CW和P_OIP3之间的约束关系为：

$V_{\mathrm{OIM}3}=\sqrt{P_{\mathrm{OIM}3}{Z}_0}=\frac{\sqrt{{\left(P_{\mathrm{CW}}\right)}^3{Z}_0}}{P_{\mathrm{OIP}3}}---\left(9\right)$

在一个级联系统中，互调产物是确定性信号(相干的)，不能简单地把功率相加，必须按电压来处理。这些电压是确定性的和相位相关的，在各级内存在相位延迟，从而可能会造成局部相消，所以考虑信号同相情况下的总三阶互调失真电压。第二级输出的三阶互调失真电压V_OIM3 ²是第一级输出的三阶互调失真电压V_IM3 ¹乘以第二级的电压增益与第二级产生的失真电压

之和：

$V_{\mathrm{OIM}3}^2=V_{\mathrm{OIM}3}^1\sqrt{G_2}+\frac{\sqrt{{\left(P_{\mathrm{CW}}^2\right)}^3{Z}_0}}{P_{\mathrm{OIP}3}^2}---\left(10\right)$

依次类推，得到接收机射频系统总失真电压与各级三阶截断点的约束关系为：

$V_{\mathrm{OIM}3}=[(V_{\mathrm{OIM}3}^1\sqrt{G_2}+\frac{\sqrt{{\left(P_{\mathrm{CW}}^2\right)}^3{Z}_0}}{P_{\mathrm{OIP}3}^2})\sqrt{G_3}+...+\frac{\sqrt{{\left(P_{\mathrm{CW}}^{N-1}\right)}^3{Z}_0}}{P_{\mathrm{OIP}3}^{N-1}}]\sqrt{G_N}+\frac{\sqrt{{\left(P_{\mathrm{CW}}^N\right)}^3{Z}_0}}{P_{\mathrm{OIP}3}^N}---\left(11\right)$

下面以一个实施例来说明本发明方法在超短波通信电台接收机系统中的应用。

在此接收机中，接收频率为86MHz，其总噪声系数为4.6dB，中频带宽为68kHz，接收灵敏度为-93dBm，多台通信系统工作时，邻近信道发射信号泄漏进入此接收系统信号的功率为-30dBm。因此，此接收机设计过程中，要求-30dBm双音信号经过接收系统后产生的最大输出三阶互调信号功率不高于系统内电路产生的最大输出噪声功率。

此超外差式接收机射频系统结构如图3所示，其包括有前端低噪放、滤波A模块、第一混频模块、第一中频滤波模块、第一中频放大模块、第二混频模块、第二中频滤波模块、第二中频放大模块和补偿放大B模块。

此实施例中，邻近信道发射信号的两个频率分别为ω₁＝85.475MHz、ω₂＝84.925MHz，落入接收通带内的三阶互调失真信号频率Δω＝2ω₁-ω₂＝2×85.475-84.925＝86.025MHz。滤波A模块与第一中频滤波对两频率的衰减忽略不计，对三阶互调信号功率产生影响的子电路模块包括有：前端低噪放模块、第一混频模块、第一中频放大模块、第二混频模块、第二中频放大模块、第二中频滤波模块和补偿放大模块。

接收机灵敏度为-93dBm，在中频输出后获得较高的信号电平，此接收机射频系统的总增益为87dB，各级模块的增益及噪声系数见下表。

接收机总噪声系数为

由表1得出总噪声系数为4.6dB，总增益为87dB。

g₁是指前端低噪放模块的增益；g₂是指第一混频模块的增益；g₃是指第一中频放大模块的增益；g₄是指第二混频模块的增益；g₅是指第二中频放大模块的增益。此处的g_n与前述的G_n都表示增益，n表示所在的模块(级数)。

F₁是指前端低噪放模块的噪声系数；F₂是指第一混频模块的噪声系数；F₃是指第一中频放大模块的噪声系数；F₄是指第二混频模块的噪声系数；F₅是指第二中频放大模块的噪声系数；F₆是指补偿放大模块的噪声系数。

接收机射频系统输出的噪声功率为N_o＝GkB[T_A+(F-1)T_o]，G为接收机射频系统总增益，k为玻尔兹曼常数，B为接收机射频系统带宽，T_A为馈送到接收机天线等效噪声温度，F为接收机射频系统的总噪声系数，T_o表示温度，T_o＝290K。则有：N_o＝10^8.7×1.38×10^-23×68×10³×[290+(10^0.46-1)×290]＝3.93×10^-7W。

所述的3.93×10^-7W也即-34.05dBm。

为了抑制邻近通道发射信号对接收机的影响，用同频率(84.925MHz、85.475MHz)的两个连续波代替、来计算N_o经过接收机射频系统后，落入接收通带内的三阶互调失真信号功率大小，要求其在中频输出端的功率不大于系统内电路产生的最大输出噪声功率，也就是所说的无寄生响应。因此，通过接收机射频系统总体接收性能指标得到其允许的最大输出三阶互调总失真信号功率为-34.05dBm，转换为电压值V′_OIM3＝4.43×10^-3V。

考虑最坏情况下的总三阶互调失真电压，根据式(11)对接收机射频系统电路内部各级具有非线性特性的模块进行三阶互调失真参数的分配，各级模块严格控制其产生的三阶互调信号功率的大小，见表2。其中，在第二中频滤波模块对两个连续波信号经过后信号功率衰减了75dB，以改善后级三阶截断点。

表2接收机射频系统电路内部各级的输出三阶截断点与输出的三阶互调信号电压及功率

根据计算得到的中频处的输出的总三阶互调失真电压V_OIM3＝3.155e-3V≤V′_OIM3＝4.43e-3V，满足指标要求。也即，产生的三阶互调失真信号不会影响接收机的正常通信。

Claims (3)

1.一种应用于接收机射频系统电路内部三阶互调失真参数的分配方法，其特征在于：该分配方法首先依据无寄生响应对接收机射频系统的总体接收性能指标进行处理，得到阈值电压V′_OIM3；然后依据约束关系计算邻近信道中的两个干扰连续波将要进入的接收通带内各级子电路中的三阶互调失真信号电压；最后依据多级的总失真电压V_OIM3小于等于阈值电压V′_OIM3的关系得到各级子电路的三阶截断点；

该分配方法是在通带邻近信道有两个干扰连续波存在时，会在通带内产生三阶互调失真信号，针对该三阶互调失真信号的分配执行下列步骤：

步骤一：初始时，三阶互调失真信号中的第一失真电压

第一截断点和第一输出功率之间的约束关系为

Z₀表示接收机射频系统的阻抗；

步骤二：将第一失真电压作为第二级子电路的输入三阶互调失真信号电压，根据信号同相情况下的电压线性叠加原理，得到第二失真电压

第二截断点

和第二输出功率之间的约束关系

G₂表示第二级子电路的功率增益；

步骤三：将第二失真电压

作为第三级子电路的输入三阶互调失真信号电压，根据信号同相情况下的电压线性叠加原理，得到第三失真电压

第三截断点

和第三输出功率

之间的约束关系 $V_{\mathrm{OIM}3}^3=(V_{\mathrm{OIM}3}^1\sqrt{G_2}+\frac{\sqrt{{\left(P_{\mathrm{CM}}^2\right)}^3{Z}_0}}{P_{\mathrm{OIP}3}^2})\sqrt{G_3}+\frac{\sqrt{{\left(P_{\mathrm{CM}}^3\right)}^3{Z}_0}}{P_{\mathrm{OIP}3}^3};$

步骤四：将第三失真电压作为下一级子电路的输入三阶互调失真信号电压，根据信号同相情况下的电压线性叠加原理，得到总失真电压V_OIM3、第N截断点

和第N输出功率

之间的约束关系 $V_{\mathrm{OIM}3}=[(V_{\mathrm{OIM}3}^1\sqrt{G_2}+\frac{\sqrt{{\left(P_{\mathrm{CW}}^2\right)}^3{Z}_0}}{P_{\mathrm{OIP}3}^2})\sqrt{G_3}+\·\·\·+\frac{\sqrt{{\left(P_{\mathrm{CW}}^{N-1}\right)}^3{Z}_0}}{P_{\mathrm{OIP}3}^{N-1}}]\sqrt{G_N}+\frac{\sqrt{{\left(P_{\mathrm{CW}}^N\right)}^3{Z}_0}}{P_{\mathrm{OIP}3}^N};$ G_N表示第N级子电路的功率增益；

依据该约束关系 $V_{\mathrm{OIM}3}=[(V_{\mathrm{OIM}3}^1\sqrt{G_2}+\frac{\sqrt{{\left(P_{\mathrm{CW}}^2\right)}^3{Z}_0}}{P_{\mathrm{OIP}3}^2})\sqrt{G_3}+\·\·\·+\frac{\sqrt{{\left(P_{\mathrm{CW}}^{N-1}\right)}^3{Z}_0}}{P_{\mathrm{OIP}3}^{N-1}}]\sqrt{G_N}+\frac{\sqrt{{\left(P_{\mathrm{CW}}^N\right)}^3{Z}_0}}{P_{\mathrm{OIP}3}^N}$ 中的V_OIM3作为再下一级子电路的输入三阶互调失真信号电压进行分配，直至V_OIM3≤V′_OIM3时结束，从而得到各级子电路的三阶截断点

2.根据权利要求1所述的应用于接收机射频系统电路内部三阶互调失真参数的分配方法，其特征在于：所述的无寄生响应是指在接收机射频系统设计中要求产生的输出三阶互调失真信号中的总失真电压V_OIM3不高于阈值电压V′_OIM3，也就是满足了无寄生响应。

3.根据权利要求1所述的应用于接收机射频系统电路内部三阶互调失真参数的分配方法，其特征在于：三阶截断点能够充分描述非线性放大器、混频器三阶互调失真程度的大小。

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