CN102904652A - 一种直放站功放非线性检测方法 - Google Patents

Abstract

本发明提供了一种直放站功放非线性检测方法，利用双音信号的3阶互调值的大小对功放非线性及数字预失真的校正结果进行监控并判断是否合理，包括信号预处理、分辨率确定后进行简化FFT和互调计算三个部分。其适用范围不局限于直放站，对于包含大功率功放的多种无线通信系统都在适用范围。本发明有益的效果是：本发明在数字域的简化互调检测算法复杂度低，运算速度快具有可实现性，该算法不需要仪表，直放站系统本身就可以很直观的对功放的非线性度进行监控，同时也可以检测到数字预失真算法对功放线性的校正程度。利用本发明能够便利的计算出互调大小，算法复杂度不高，消耗资源较少，便于实现，同时提高了直放站系统以及数字预失真算法的稳定度。

Description

一种直放站功放非线性检测方法

技术领域

本发明涉及无线通信技术领域的直放站中功放的非线性检测技术，主要是一种直放站功放非线性检测方法。

背景技术

一个理想的功率放大器应该是输出和输入成线性关系，其线性增益G与激励信号的幅值A(t)或频率f均无关，是个常量，即y=G*A(t)。但在实际电路中，由于半导体晶体管工作机理原因，发射机的功率放大器在饱和之后将会出现非线性，输出信号表现为输入信号的非线性函数。

谐波分量

非线性系统的一个显著特征就是它能产生一个激励频率和一些激励频率的谐波。非线性系统的输出电压用其输入电压的幂级数来表示:

$e_o\left(t\right)=\underset{n=0}{\overset{\∞}{\mathrm{\Σ}}}{a}_n{e}_i^n\left(t\right)---\left(1\right)$

式中e₀(t)为系统输入信号，e_i(t)为系统输出信号，a_n为各项系数，一般为复数。

通常情况下，只需要取前三项(不包括直流项)来等效就可以保证足够的精度，即:

$e_o=a_1{e}_i+a_2{e}_i^2+a_3{e}_i^3---\left(2\right)$

假设输入信号是单频信号e_i(t)=Acos ω₁t，那么输出响应为

$e_o=\frac{1}{2}{a}_1{A}^2+(a_1+\frac{3}{4}{a}_3{A}^2)A\cos {\mathrm{\ω}}_{1}t+\frac{1}{2}{a}_2{A}^2\cos 2{\mathrm{\ω}}_{1}t+\frac{1}{4}{a}_3{A}^3\cos 3{\mathrm{\ω}}_{1}t---\left(3\right)$

从（3）式我们可以看出，输出的信号中除了角频率为ω1的基波项，还包含了直流项以与基波角频率成整数倍的各次谐波项，在发射系统中，输出的谐波可能会干扰到其他频段的通信系统，这时就必须考虑到谐波的影响。

互调失真（IMD）

由于系统的非线性，当任意两个频率以上的频率激励信号作用于非线性放大器时，会产生出原有的这些频率以及再加上无数个由这些频率所组成的新的频率，由原激励信号的频率新组成的频率成分就被称之为互调（IM）分量。当它们对系统产生不良作用时，就称之为互调干扰。

假设我们的输入信号是由两个频率成分ω1和ω2所组成，输入信号为e_i(t)=A(cosω₁t+cosω₂t)，将其加入到（2）式所描述的系统中，则输出为:

e_o(t)=a₁(Acosω₁t+Bcosω₂t)+a₂A²(cos²ω1t+cos²ω₂t+2cosω₁tcosω₂t)

+a₃A³(cos₃ω₁t+cos³ω₂t+3cosω₁tcos²ω₂t+3cos²ω₁tcosω₂t)    （4）

上式中a₁各项是我们需要的信号，a₂各项称为二次产物即二次失真所产生的产物，a₃各项相应称为三次产物即三次失真所产生的产物。

将上式的二次、三次失真进一步展开：

$e_o\left(t\right)=a_2{A}^2+a_2{A}^2\cos ({\mathrm{\ω}}_1-{\mathrm{\ω}}_2)t+(a_{1}A+\frac{9}{4}{a}_3{A}^3)\cos {\mathrm{\ω}}_{1}t+(a_{1}A+\frac{9}{4}{a}_3{A}^3)\cos {\mathrm{\ω}}_{2}t$

$+\frac{3}{4}{a}_3{A}^3\cos ({2\mathrm{\ω}}_1-{\mathrm{\ω}}_2)t+\frac{3}{4}{a}_3{A}^3\cos ({2\mathrm{\ω}}_2-{\mathrm{\ω}}_1)t+a_2{A}^2\cos ({\mathrm{\ω}}_1+{\mathrm{\ω}}_2)t$

$+\frac{1}{2}{a}_2{A}^2\cos {2\mathrm{\ω}}_{1}t+\frac{1}{2}{a}_2{A}^2\cos {2\mathrm{\ω}}_{2}t+\frac{3}{4}{a}_3{A}^3\cos ({2\mathrm{\ω}}_1+{\mathrm{\ω}}_2)t+\frac{3}{4}{a}_3{A}^3\cos ({2\mathrm{\ω}}_2+{\mathrm{\ω}}_1)t$

$+\frac{1}{4}{a}_3{A}^3\cos {3\mathrm{\ω}}_{1}t+\frac{1}{4}{a}_3{A}^3\cos {3\mathrm{\ω}}_{2}t---\left(5\right)$

从（5）式中可以发现输出信号中除了直流成分、基波ω1和ω2、二次谐波2ω1和2ω2、三次谐波3ω1和3ω2以外，还有频率为ω1±ω2的二次互调成分和频率为2ω1±ω2、2ω2±ω1的三次互调成分存在，如图1。

所有ω1±ω2、2ω1、2ω2、2ω1+ω2、2ω2+ω1以及3ω1和3ω2频率成分，在工作频带小于一倍频程的系统中，都落在通带之外对其它频带的信号形成干扰，可以通过加以适当的滤波器对他们加以滤除，然而所有频率为2ω1-ω2、2ω2-ω1的三次互调成分却落在了通带之内，我们无法用滤波器将他们滤除，并且极有可能使所需要的基带信号ω1和ω2发生畸变。

交调失真

交叉调制（CM）是由非线性电路中一个信号到另一个信号调制的转换造成的。换句话说，就是出现了新的不希望的调制，这种调制称为“交叉调制”。假设激励为一个幅度调制信号与一个载波信号的合成:

e_i(t)=A[1+Mcosω_mt]cosω₁t+Acosω₂t    （6）

式中A为载波振幅，Mcosω_mt为调制信号，载波频率为ω1。将（6）式代入（2）式可以得到交叉调制项为

$e_{\mathrm{CM}}\left(t\right)=A[a_1+\frac{3}{4}{a}_3{A}^2+{3a}_3{a}^{2}M\cos {\mathrm{\ω}}_{m}t]\cos {\mathrm{\ω}}_{2}t---\left(7\right)$

从上式可以看出，调制信号的载波角频率已经变为ω2，这种现象就是不希望出现的交叉调制，交叉调制的强弱与3次项系数a3和A的关系很大。

由图1b可以看出3阶互调成分落在了带内，对系统影响最大，因而本发明主要选取3阶互调成分的大小来判断功放的线性度及数字预失真校正后改善的互调成分大小。

对于互调信号大小是以载波频点主信号幅度与互调成分幅度差衡量，单位dBc。即图1b中频点ω1信号幅度与2ω1-ω2频点信号幅度利用FFT(快速傅里叶变换)求得并转换为dBm，两信号之差便为互调频点2ω1-ω2处互调成分大小。同样可得到2ω2-ω1处互调成分大小。

发明内容

本发明的目的正是为了克服上述技术的不足，而提供一种直放站功放非线性检测方法，它可以有效地通过监控功放的3阶互调成分大小来反映功放的非线性情况以及功放预失真的校正程度。

本发明解决其技术问题采用的技术方案：这种直放站功放非线性检测方法，利用双音信号的3阶互调值的大小对功放非线性及数字预失真的校正结果进行监控并判断是否合理，包括信号预处理、分辨率确定后进行简化FFT和互调计算三个部分。其适用范围不局限于直放站，对于包含大功率功放的多种无线通信系统都在适用范围。

所述的信号预处理中，采样功放反馈信号，混频到0中频后，为了不出现负频率，再进行一次混频将输入信号频谱搬移到11MHz的地方，在数字中频进行处理；其中功放反馈信号为信号源发出的双音信号或FPGA内保存间隔600KHz双音信号数据经功放后发射。为了降低两个双音信号频谱扩展对互调成分大小计算的干扰（双音信号频点为ω1和ω2，ω1为低频点），对该双音信号进行汉明窗加窗处理，对小于ω1及大于ω2的频谱扩展进行抑制。

所述的简化FFT，需要频谱分辨率f首先确定，如对于GSM系统信道间隔200KHz，分辨率需要小于这个间隔。在f确定后根据系统采样率Fs确定简化FFT点数N=Fs/f。对于一个固定频点的FFT幅度只需要进行一次N点的FFT而不需要将输入信号所有频点的FFT都求完才能获得结果。假设信号带宽20MHz，频谱分辨率100KHz，根据傅里叶变换公式

（其中X(K)为求得的对应频率点K处FFT幅度，x(i)为时域离散输入信号，N为傅里叶变换点数）如果用FFT计算，不管最终是否只需要一个或几个频点的FFT结果都需要将200个频点的X(K)都计算完成才能得到结果。简化FFT的原理见说明书发明内容第2点及附图4。

所述的互调计算部分，利用简化FFT算法对双音互调信号的频点ω1和ω2求得FFT幅度，Mag1和Mag2，并在判断频点ω1和ω2是否间隔600KHz及FFT幅度差Mag1和Mag2是否大于1dB后，对带内三阶互调频点2ω1-ω2和2ω2-ω1求简化FFT幅度值mag1和mag2，利用Mag1-mag1求得低频点3阶互调大小，Mag2-mag2求得高频点3阶互调大小。

本发明有益的效果是：非恒包络调制信号往往由于包络变化使峰均比较高，信号通过非线性大功率放大器时，就会产生互调干扰，带内误比特率上升,带外信号的邻道干扰增加，严重影响了通信质量。功放数字预失真技术的引入改善了以往简单的采用功率回退的方法来获得功放的线性特征，进一步提升了功放的效率。然而以往对功放非线性的测试以及经过数字预失真技术校正后功放的输出互调检测必须通过频谱仪检测，本发明在数字域的简化互调检测算法复杂度低，运算速度快具有可实现性，该算法不需要仪表，直放站系统本身就可以很直观的对功放的非线性度进行监控，同时也可以检测到数字预失真算法对功放线性的校正程度。利用本发明能够便利的计算出互调大小，算法复杂度不高，消耗资源较少，便于实现，同时提高了直放站系统以及数字预失真算法的稳定度。

附图说明

图1是互调失真输出频谱图；

图2未加窗时双音互调信号FFT结果；

图3加窗后双音互调信号FFT结果；

图4对固定频点求FFT简化算法原理图；

图5为整个信号的处理流程图；

图6为硬件结构原理图。

具体实施方式

为了使本发明的目的、技术方案及优点更加清楚明白，下面结合附图及举例，对本发明进行进一步详细说明。应当理解，此处所描述的举例仅仅用以解释本发明，并不用于限定本发明。

本发明是在数字板的FPGA中完成检测方法，对于互调检测功能的输入信号为功放反馈信号，整个检测过程分三个步骤：输入信号处理；频谱分辨率确定及单频点FFT处理；互调计算。

下面以GSM系统下行信号为例对本发明进行说明，中心频率944MHz，20MHz带宽。输入信号可以选择信号源输入双音信号，也可以由数字板的FPGA中发射双音检测信号，间隔600KHz。下面以FPGA内发射600KHz间隔的双音信号进行说明。1.输入信号处理模块

主要是对功放反馈回数字板的信号进行处理，首先对采样进入FPGA的信号进行混频，将反馈信号混频到0中频方便处理。接着需要对0中频信号进行加窗处理，加窗的目的是为了防止载波频点主信号频谱延伸的“拖尾”落到互调成分频点从而造成FFT计算互调成分时会有较大误差。如图2所示为未加窗情况下双音互调的FFT频谱仿真，可以看到2ω2-ω1互调成分已经被载波信号淹没。经过加窗后，如图3所示，2ω2-ω1处互调成分清晰可见。2.频谱分辨率确定及单频点FFT处理

因为测试系统中GSM信道的间隔为200KHz，本系统的频谱分辨率f选择为100KHz，则FFT的点数可以确定，f=Fs/N其中Fs为采样率，N为FFT点数。对于本系统中采样率为184.32MHz，则FFT点数取1843点。由于关心的信号带宽为20MHz，分辨率100KHz，实际只需要200点的固定频点的FFT结果。在实际GSM16载波系统中，有效的频点只有16个，而如果要用FFT的方法分析得到结果却必须把这200个频点的FFT都算出来，即必须算200次1843点的FFT，这样浪费了大量资源，增大了时延。本发明在已知16个载波频点的情况下，通过简化算法只需进行16次1843点的FFT便可以得到以上16个频点的FFT结果，大大的降低了复杂度，节省了资源。简化算法原理如图4所示，其中X(n)为输入数据，m为我们希望得到FFT结果对应的频点，N为FFT点数1843。3.互调的计算

由于可以只进行一次FFT便可得到一个频点的结果，对于GSM16载波系统，可以首先对有效的16个频点进行16次简化FFT算法，从结果里可以判断出当前使用的哪两个频点发射的双音信号，假设当前使用频点为ω1和ω2，其中ω1为低频点，它们对应的FFT幅度分别为Mag1和Mag2。那么互调成分对应的频点为2ω1-ω2和2ω2-ω1，其中2ω1-ω2为低频点，对这两个频点求简化FFT，结果为FFT幅度分别为mag1和mag2。则Mag1-mag1和Mag2-mag2便是要求得的两个三阶互调的大小。

本发明是为了使直放站等无线设备对功放的非线性度及数字预失真后功放的非线性状态进行自行实时的监控，而不需要外接频谱仪，该功放的互调检测方法和装置方便有效，能很直观的对互调结果进行判断从而对功放的工作状态及数字预失真的工作状态有所掌握。

图5为整个信号的处理流程，101为信号的输入部分由于验证系统是GSM 900MHz16载波平台，输入进来的信号频率从934MHz到954MHz，带宽20MHz。这里的输入信号来自于功放端耦合信号经过反馈ADC采样后将I、Q两路信号送给FPGA。

102为数字域的混频操作，目的是将反馈ADC送进来的射频信号经过与频率Fs/4(其中Fs为采样率184.32MHz)复数混频后变为0中频信号，方便数字域进行处理。103为频谱搬移模块，由于输入信号带宽为20MHz，为了不出现负频，方便FFT处理，将整个频谱向高频点搬移11MHz。实际操作也是在数字域通过复数混频完成。

104为加窗处理模块，为了解决载波频点的主信号频谱扩展的“拖尾”部分对互调成分计算的干扰，对双音信号进行加窗滤波，如双音信号频点为ω1和ω2，（ω1为低频点）则窗函数对低于ω1和高于ω2的信号成分进行抑制，从而降低了主信号频谱扩展对互调计算的影响。具体原理在上面发明内容中有过介绍。

105为第一个简化FFT模块，该模块主要对16个有效频点进行FFT计算通过16个1843点FFT得到FFT结果。简化FFT与FFT相比，不需要将所有20MHz带宽范围的200个频点FFT结果全部计算完，FFT的运算量从200次减少到16次，这使得该方法的可行性大大增加，资源和速度都有明显提升。具体原理在发明内容部分已有介绍。105模块需进行16次，当完成后进入106双音信号判断模块。该模块首先会对16个FFT结果进行判断，选出最大的2个结果进行比较。假设这两个最大值分别为Mag1和Mag2，对应的频点为ω1和ω2（ω1为低频点）。则必须满足幅度绝对值|Mag1-Mag2｜≤1dB及频率差绝对值|ω1-ω2｜=600KHz，才说明输入信号为我们所需要的间隔600KHz的双音信号。如果条件不满足则返回101重新采样反馈数据再进行分析。

107为第二个简化FFT模块，该模块在两个双音信号的频点求得的情况下，计算出相应的两个带内三阶互调成分2ω1-ω2和2ω2-ω1，并对这两个频点通过简化FFT算法求得相应的幅度值mag1和mag2。

108模块对3阶互调的大小进行计算并对结果判定，105模块算得的载波频点信号幅度Mag1与107模块计算的互调幅度mag1之差为2ω1-ω2处互调大小，即LOWIM3=Mag1-mag1，其中Mag1与mag1均已化为以"dB"为单位。同理可得2ω2-ω1处的互调大小HIGHIM3=Mag2-mag2，其中Mag2为ω2频点信号幅度，mag2为2ω2-ω1处信号幅度。

得到LOWIM3和HIGHIM3这两个3阶互调成分大小后便可以对功放的非线性程度进行估计，当数字预失真未运行，可以通过这两个值衡量功放的非线性程度，而当数字预失真在运行时，3阶互调成分大小被校正下来，通过本发明可以监控数字预失真的工作状态。

大体的硬件结构原理图如图6所示，其中信号输入可以为天线接收的无线信号也可以是通过光纤输入的信号。201小信号模块在输入信号为无线信号时将射频信号混频为中频信号。本发明算法在203FPGA中完成，主要的信号链路为FPGA中发射保存的间隔600KHz双音信号（在小信号模块201处利用信号源输入双音信号也可以）经过204 DAC转换为模拟信号后经过205小信号模块变换为射频信号，然后经过206功放的放大后，耦合功放的输出信号经过207反馈ADC采样后I、Q两路信号输入给FPGA进行后续的处理。

可以理解的是，对本领域技术人员来说，对本发明的技术方案及发明构思加以等同替换或改变都应属于本发明所附的权利要求的保护范围。

Claims (4)

1.一种直放站功放非线性检测方法，其特征在于：利用双音信号的3阶互调值的大小对功放非线性及数字预失真的校正结果进行监控并判断是否合理，包括信号预处理、分辨率确定后进行简化FFT和互调计算三个部分。

2.根据权利要求1所述的直放站功放非线性检测方法，其特征在于：所述的信号预处理中，采样功放反馈信号，混频到0中频后，再进行一次混频将输入信号频谱搬移到11MHz的地方，在数字中频进行处理；其中功放反馈信号为信号源发出的双音信号或FPGA内保存间隔600KHz双音信号数据经功放后发射，对该双音信号进行汉明窗加窗处理，对小于ω1及大于ω2的频谱扩展进行抑制。

3.根据权利要求1所述的直放站功放非线性检测方法，其特征在于：所述的简化FFT，首先确定频谱分辨率f，在f确定后根据系统采样率Fs确定简化FFT点数N=Fs/f，对于一个固定频点的FFT幅度只需要进行一次N点的FFT。

4.根据权利要求1所述的直放站功放非线性检测方法，其特征在于：所述的互调计算部分，利用简化FFT算法对双音互调信号的频点ω1和ω2求得FFT幅度，Mag1和Mag2，并在判断频点ω1和ω2是否间隔600KHz及FFT幅度差Mag1和Mag2是否大于1dB后，对带内三阶互调频点2ω1-ω2和2ω2-ω1求简化FFT幅度值mag1和mag2，利用Mag1-mag1求得低频点3阶互调大小，Mag2-mag2求得高频点3阶互调大小。

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