CN102857304B - 误差矢量幅度确定方法及装置、信号发射机 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种误差矢量幅度确定方法，包括：在信号调制过程中为所述信号添加非理想特性参数，并发射调制后的信号；对发射的信号进行解调；根据解调信号和理想的解调信号确定EVM。本发明同时公开了一种误差矢量幅度确定装置，包括调制单元，用于在信号调制过程中为所述信号添加非理想特性参数；发射单元，用于发射调制后的信号；解调单元，用于对发射的信号进行解调；确定单元，用于根据解调信号和理想的解调信号确定EVM。本发明还公开了一种信号发射机。本发明能根据EVM的分析结果设计发射机中的各相关处理单元的性能，能设计出优良的发射机，从而能保证应用这些发射机的设备的发射性能，无论是对理论研究或是工程实践都有很好的指导作用。

Description

误差矢量幅度确定方法及装置、信号发射机

技术领域

本发明涉及一种误差矢量幅度(EVM，ErrorVectorMagnitude)分析技术，尤其涉及一种误差矢量幅度确定方法及装置、信号发射机。

背景技术

随着无线通信技术飞速发展，数据传输速率不断提高，无线频谱资源越来越紧缺。为了提高频谱利用率，在稀缺的频谱资源上实现高速率和大容量信息传输是通信领域常用的手段。目前，通信系统大多采用高频谱利用率的数字调制方式，如64正交幅度调制(QAM，QuadratureAmplitudeModulation)、16QAM等。相比传统的调制方式，无论是数据传输速率还是频谱效率，新的调制方式都有了极大的提高。但这些调制方式都是非恒定包络的调制方式，由于其在幅度、相位、频率等各方面都存在误差，仅靠对一个方面评估不足以反映其调制精度，所以需要一种可以全面衡量信号幅度误差和相位误差的指标。于是提出了误差矢量幅度(EVM，ErrorVectorMagnitude)参数的概念。

EVM是指误差矢量平均功率与参考信号的平均功率之比的平方根，不必使用多个参数即可对发射机发射信号的调制质量进行评估，特别在发射机的开发设计过程中，EVM是一个很有价值的信号质量参考指标。EVM值越大，说明发射信号调制质量越差；而EVM越小，则说明发射信号调制质量越好。

考虑到用户设备(UE，UserEquipment)上影响调制质量的因素主要是射频单元器件的非理想特性，因此，可以从UE的这些非理想特性因素入手，通过定量分析求出具体的EVM数值。获取EVM值后，可直观地比较两个射频系统的优劣；或是通过EVM值，求出信噪比(SNR，SignaltoNoiseRatio)、误码率(BER，BitErrorRate)等用于衡量通信系统性能的重要指标。

发明内容

有鉴于此，本发明的主要目的在于提供一种误差矢量幅度确定方法及装置、信号发射机，能对影响误差矢量幅度的各种因素进行分析。

为达到上述目的，本发明的技术方案是这样实现的：

一种误差矢量幅度确定方法，其特征在于，所述方法包括：

在信号调制过程中为所述信号添加非理想特性参数，并发射调制后的信号；

对发射的信号进行解调；

根据解调信号和理想的解调信号确定EVM。

优选地，所述非理想特性参数包括以下参数的至少一项：

载波泄露、IQ增益失衡、IQ相位失衡、本地振荡相位噪声、非线性功率放大。

优选地，所述根据解调信号和理想的解调信号确定EVM，为：

利用积化和差公式对解调信号表达式进行降幂处理，再将降幂处理后的解调信号表达式中的高次幂极小项约去，并基于约去极小项的解调信号表达式，利用EVM计算公式计算EVM；其中，所述EVM为由非理想特性参数的各自EVM表示的表达式。

优选地，所述根据解调信号和理想的解调信号确定EVM，为：

假设基带信号为(I＝cosω₀t，Q＝sinω₀t)，交织的相关矩阵为(A_Lcosω_Lt，A_Lsinω_Lt)，解交织的相关矩阵为(2cosω_Lt，2sinω_Lt)，载波泄露为V_d，相位噪声为IQ增益失衡为ε，IQ相位失衡为α，所使用的功率放大器表达式为G′·X＝G₁·X+G₃·X³，其中，X为输入信号；

则调制后的信号RF′_O为：其中，I_m＝(1+ε)(V_d+cosω₀t)，Q_m＝(1-ε)(V_d+sinω₀t)；

调制后的信号RF′_G为：

利用积化和差公式对RF′_G表达式进行降幂，得到：

其中，ω_L的三倍频分量被滤除；

将RF_G″表达式中的高次幂极小项约去，得到解调信号为：

由于且下式对任意(n，k)∈N^*都成立：

E[cos(nω₀t)]＝E[sin(nω₀t)]＝E[(cosω₀t)^2k+1]＝E[(sinω₀t)^2k+1]＝0；

其中，(I′_o，Q′_o)(I′_o，Q′_o)为解调后的信号，(I₀，Q₀)I₀，Q₀为理想的解调后的信号；N^*表示自然数；

对I′_o、Q′_o表达式中的高次项进行近似计算得到：

$E[I^2+Q^2]=G_1^2\·A_L^2$

再根据 $E\left[2V_d^2\right]={10}^{-\frac{R_{\mathrm{CL}}}{10}}=E_{\mathrm{CL}}^2,$ $E\left[{\mathrm{\ϵ}}^2\right]={10}^{-\frac{R_{\mathrm{IQA}}}{10}}=E_{\mathrm{IQA}}^2,$ E[cosα]＝1， $E\left[{\sin }^2\mathrm{\α}\right]={10}^{-\frac{R_{\mathrm{IQA}}}{10}}=E_{\mathrm{IQP}}^2,$ $E\left[{\left(\frac{3G_3}{4G_1}{A}_L^2\right)}^2\right]={10}^{-\frac{\mathrm{IMD}3}{10}}=E_{\mathrm{NL}}^2,$ 得到：

$\mathrm{EVM}=\sqrt{{10}^{-\frac{R_{\mathrm{CL}}}{10}}+{10}^{-\frac{R_{\mathrm{IQA}}}{10}}+2\·{10}^{-\frac{R_{\mathrm{CL}}+R_{\mathrm{IQP}}}{10}}+2(1-e^{-\frac{{\mathrm{\σ}}^2}{2}})+{10}^{-\frac{\mathrm{IMD}3}{10}}+\frac{3}{2}(1+4\×{10}^{-\frac{R_{\mathrm{IQA}}}{10}})\×{10}^{-\frac{\mathrm{IMD}3}{20}}}\×100\%$

其中，表示载波泄露产生的EVM值平方；E[ε²]表示IQ增益失衡产生的EVM值平方；E[sin²α]表示IQ相位失衡产生的EVM值平方；表示相位噪声产生的EVM值平方；氛示放大器非线性因素产生的EVM值平方；

即：

$\mathrm{EVM}=\sqrt{E_{\mathrm{CL}}^2+E_{\mathrm{IQA}}^2+2\·E_{\mathrm{CL}}{E}_{\mathrm{IQP}}+2E_{\mathrm{PN}}^2+E_{\mathrm{NL}}^2+\frac{3}{2}{E}_{\mathrm{NL}}+6E_{\mathrm{IQA}}{E}_{\mathrm{NL}}}\×100\%.$

一种误差矢量幅度确定装置，包括：调制单元、发射单元、解调单元和确定单元，其中：

调制单元，用于在信号调制过程中为所述信号添加非理想特性参数；

发射单元，用于发射调制后的信号；

解调单元，用于对发射的信号进行解调；

确定单元，用于根据解调信号和理想的解调信号确定EVM。

优选地，所述非理想特性参数包括以下参数的至少一项：

载波泄露、IQ增益失衡、IQ相位失衡、本地振荡相位噪声、非线性功率放大。

优选地，所述确定单元进一步地，利用积化和差公式对解调信号表达式进行降幂处理，再将降幂处理后的解调信号表达式中的高次幂极小项约去，并基于约去极小项的解调信号表达式，利用EVM计算公式计算EVM；其中，所述EVM为表达为非理想特性参数的各自EVM的表达式。

优选地，假设基带信号为(I＝cosω₀t，Q＝sinω₀t)，交织的相关矩阵为(A_Lcosω_Lt，A_Lsinω_Lt)，解交织的相关矩阵为(2cosω_Lt，2sinω_Lt)，载波泄露为V_d，相位噪声为IQ增益失衡为ε，IQ相位失衡为α，所使用的功率放大器表达式为G′·X＝G₁·X+G₃·X³，其中，X为输入信号；所述确定单元进一步地，

确定调制后的信号RF′_O为：其中，I_m＝(1+ε)(v_d+cosω₀t)，Q_m＝(1-ε)(V_d+sinω₀t)；

确定调制后的信号RF′_G为：

利用积化和差公式对RF′_G表达式进行降幂，得到：

其中，ω_L的三倍频分量被滤除；

将RF_G″表达式中的高次幂极小项约去，得到解调信号为：

由于且下式对任意(n，k)∈N^*都成立：

E[cos(nω₀t)]＝E[sin(nω₀t)]＝E[(cosω₀t)^2k+1]＝E[(sinω₀t)^2k+1]＝0；

其中，(I′_o，Q′_o)(I′_o，Q′_o)为解调后的信号，(I₀，Q₀)I₀，Q₀为理想的解调后的信号，N^*表示自然数；

对I′_o、Q′_o表达式中的高次项进行近似计算得到：

$E[I^2+Q^2]=G_1^2\·A_L^2$

再根据 $E\left[2V_d^2\right]={10}^{-\frac{R_{\mathrm{CL}}}{10}}=E_{\mathrm{CL}}^2,$ $E\left[{\mathrm{\ϵ}}^2\right]={10}^{-\frac{R_{\mathrm{IQA}}}{10}}=E_{\mathrm{IQA}}^2,$ E[cosα]＝1， $E\left[{\sin }^2\mathrm{\α}\right]={10}^{-\frac{R_{\mathrm{IQA}}}{10}}=E_{\mathrm{IQP}}^2,$ $E\left[{\left(\frac{3G_3}{4G_1}{A}_L^2\right)}^2\right]={10}^{-\frac{\mathrm{IMD}3}{10}}=E_{\mathrm{NL}}^2,$ 得到：

$\mathrm{EVM}=\sqrt{{10}^{-\frac{R_{\mathrm{CL}}}{10}}+{10}^{-\frac{R_{\mathrm{IQA}}}{10}}+2\·{10}^{-\frac{R_{\mathrm{CL}}+R_{\mathrm{IQP}}}{10}}+2(1-e^{-\frac{{\mathrm{\σ}}^2}{2}})+{10}^{-\frac{\mathrm{IMD}3}{10}}+\frac{3}{2}(1+4\×{10}^{-\frac{R_{\mathrm{IQA}}}{10}})\×{10}^{-\frac{\mathrm{IMD}3}{20}}}\×100\%$

其中，表示载波泄露产生的EVM值平方；E[ε²]表示IQ增益失衡产生的EVM值平方；E[sin²α]表示IQ相位失衡产生的EVM值平方；表示相位噪声产生的EVM值平方；表示放大器非线性因素产生的EVM值平方；

即：

$\mathrm{EVM}=\sqrt{E_{\mathrm{CL}}^2+E_{\mathrm{IQA}}^2+2\·E_{\mathrm{CL}}{E}_{\mathrm{IQP}}+2E_{\mathrm{PN}}^2+E_{\mathrm{NL}}^2+\frac{3}{2}{E}_{\mathrm{NL}}+6E_{\mathrm{IQA}}{E}_{\mathrm{NL}}}\×100\%.$

一种信号发射机，包括有调制单元和功率放大单元，所述信号发射机还包括以下处理单元的至少一种：

载波泄露处理单元，用于为调制信号增设直流偏置；

相位噪声处理单元，用于使调制信号的频率发生偏移，该偏移大小随时间变化而改变；

IQ增益与相位失衡处理单元，用于使调制信号的幅度增益与相位失衡；

三阶交调处理单元，用于改变功率放大单元的阶数。

优选地，所述调制单元包括成形滤波单元、正交调制单元、本地振荡处理单元；

所述载波泄露处理单元具体对所述成形滤波单元滤波后的信号增设直流偏置；

所述IQ增益与相位失衡处理单元连接于所述正交调制单元，使调制信号的幅度增益与相位失衡；

所述相位噪声处理单元与所述本地振荡处理单元连接，用于使调制信号的频率发生偏移，该偏移大小随时间变化而改变。

本发明通过将误差矢量幅度的表达式分别由载波泄露、IQ增益失衡、IQ相位失衡、本地振荡相位噪声、非线性功率放大等相关参数的EVM表示，能直观地确定载波泄露、IQ增益失衡、IQ相位失衡、本地振荡相位噪声、非线性功率放大等相关参数对EVM的影响。设计人员能根据EVM的分析结果设计发射机中的各相关处理单元的性能，能设计出优良的发射机，从而能保证应用这些发射机的设备如用户设备(UE，UserEquipment)、天线系统的发射性能。本发明的技术方案，无论是对理论研究或是工程实践都有很好的指导作用。

附图说明

图1为说明EVM含义的示意图。

图2为正交数字调制传输系统的结构示意图。

图3为本发明实施例的发射机的结构示意图。

图4为单载波网络的信号调制与解调系统的结构示意图。

图5为本发明实施例的单载波网络的信号调制与解调系统的结构示意图；

图6为本发明实施例的误差矢量幅度确定装置的组成结构示意图。

具体实施方式

本发明的基本思想为：通过将误差矢量幅度的表达式分别由载波泄露、IQ增益失衡、IQ相位失衡、本地振荡相位噪声、非线性功率放大等相关参数的EVM表示，能直观地确定载波泄露、IQ增益失衡、IQ相位失衡、本地振荡相位噪声、非线性功率放大等相关参数对EVM的影响。

为使本发明的目的、技术方案和优点更加清楚明白，以下举实施例并参照附图，对本发明进一步详细说明。

图1为说明EVM含义的示意图，如图1所示，误差矢量E是指在一个给定时刻实际发射信号Z与理想无误差信号R的向量差。随着时刻的变化，误差矢量E也在不断地变化，因此，EVM定义为误差矢量E的均方根值(RMS，RootMeanSquare)与理想信号R的RMS值的比值，并以百分比的形式表示。EVM的计算式为：

${\mathrm{EVM}}_{\mathrm{RMS}}=\sqrt{\frac{E[{(I^{\′}-I)}^2+{(Q^{\′}-Q)}^2]}{E[I^2+Q^2]}}\×100\%$

图2为正交数字调制传输系统的结构示意图，如图2所示，在正交调制系统中，输入信号分为I_i、Q_i两路，该两路信号分别通过两个正交调制单元调制后再进行叠加，生成射频信号，射频信号经功率放大后通过信道传输到达接收端，接收端对接收信号进行正交解调并通过低通滤波，可得到分别对应两路输入信号的输出信号I_o、Q_o。由于正交调制技术属于现有技术，本发明中不再对其原理及详细结构进行赘述。

实际的信号发射机与理论的信号发射机之间存在很大差异。例如，实际的发射机中，会存在载波泄露、IQ增益失衡、IQ相位失衡、相位噪声和放大器非线性误差等现象，这也是分析EVM的原因所在，需要向开放设计人员提供上述参数对EVM的影响，设计人员才能设计出实际应用中性能较佳的发射机。为此，需要对上述发射机进行一些改动，引入下述五个误差变量：载波泄露、IQ增益失衡、IQ相位失衡、相位噪声和放大器非线性误差，以此来模拟实际的发射机，从而实现对EVM的分析。具体而言，载波泄露是使I_i、Q_i两路输入信号同时带上一个直流偏置；IQ增益失衡和相位失衡是在正交调制过程中，使两个正交载波有一定程度的幅度增益和相位增益失衡；相位噪声是使正交载波的频率发生一定的偏移，且此偏移大小随时间变化而改变；放大器的非线性误差将产生3阶交调产物，这些因素都将导致实际的输出信号与理想信号之间的误差。

图3为本发明实施例的发射机的结构示意图，如同图3所示，目前的信号发射机包括有串并变换处理单元、调制单元、叠加单元和功率放大单元等，由于各处理单元均为现有处理单元，其功能及结构不再特别说明。本发明为模拟实际的发射机，在上述的发射机中增设以下处理单元的至少一种：

载波泄露处理单元，用于为调制信号增设直流偏置；

相位噪声处理单元，用于使调制信号的频率发生偏移，该偏移大小随时间变化而改变；

IQ增益与相位失衡处理单元，用于使调制信号的幅度增益与相位失衡；

三阶交调处理单元，用于改变功率放大单元的阶数。

具体的，即在调制信号中增设上述的五个误差变量：载波泄露、IQ增益失衡、IQ相位失衡、相位噪声和放大器非线性误差。

调制单元具体包括成形滤波单元、正交调制单元、本地振荡处理单元；

所述载波泄露处理单元具体对所述成形滤波单元滤波后的信号增设直流偏置；

所述IQ增益与相位失衡处理单元连接于所述正交调制单元，使调制信号的幅度增益与相位失衡；

所述相位噪声处理单元与所述本地振荡处理单元连接，用于使调制信号的频率发生偏移，该偏移大小随时间变化而改变。

以下基于图3所示的发射机，对本发明实施例的EVM分析进行详细描述。

将I、Q设为直角坐标系的坐标轴，将实际输出信号与理想信号映射到该坐标系中，则实际信号与理想信号在幅度和相位上均存在误差，即可使用前述的EVM评估公式来计算出误差矢量幅度的均方根。

本发明的实施例中，由于各误差变量之间是独立的，因此评估时可将其分项归纳，将EVM评估公式表达为各个误差变量的组合公式，这样，能清晰地确定出上述误差参数对EVM的影响。

由于EVM评估的计算公式相当复杂，因此本发明的实施例在计算过程中灵活运用积化和差等三角函数公式，并适当约去公式中出现的高次幂项，简化了EVM评估计算量。本发明的实施例最终得出的公式具有重要意义，一方面，从公式中误差变量的系数可以直观地看出对各变量对EVM影响程度的大小，这对射频电路的设计及生产提供了指导意义；另一方面，根据对射频电路非理想特性的测量结果可以计算出一个具体的EVM数值，此数值对于研究人员进行理论研究时的仿真计算有着重要的作用。

下面将结合附图对本发明实施例的EVM评估方法作进一步详细说明。

图4为单载波网络的信号调制与解调系统的结构示意图，如图4所示，

基带信号为(I＝cosω₀t，Q＝sinω₀t)，交织的相关矩阵为(A_Lcosω_Lt，A_Lsinω_Lt)，解交织的相关矩阵为(2cosω_Lt，2sinω_Lt)；

则经调制的射频信号：

RF_O＝A_L[cosω₀t·cosω_Lt+sinω₀t·sinω_Lt]

因此有解调信号：

I_o＝G·A_Lcosω₀t

Q_o＝G·A_Lsinω₀t

其中ω_L的2倍频分量通过低通滤波器后被滤除；图中，LPF表示低通滤波器(LowPassFilter)。

下面引入前述的非理想特性因素：

假设载波泄露V_d，则两路输入信号分别为：

I′_i＝V_d+cosω₀t

Q′_i＝V_d+sinω₀t

进一步地，考虑到相位噪声对本地振荡器的影响，引入相位噪声后，两个正交载波信号分别为和

再考虑IQ增益失衡ε、IQ相位失衡α等因素，则正交载波信号分别为和

图5为本发明实施例的单载波网络的信号调制与解调系统的结构示意图，如图5所示，引入了前述的非理想特性因素后，射频信号为：

为了表示方便，假设：

I_m＝(1+ε)(V_d+cosω₀t)

Q_m＝(1-ε)(V_d+sinω₀t)

则射频信号相应简化为：

进一步考虑非线性因素，功率放大器表达式如下，其中X表示输入信号：

G′·X＝G₁·X+G₃·X³；

因此有：

利用三角公式积化和差公式对上式的三次方项降幂可得：

其中，ω_L的三倍频分量即使经过解调后仍会在通过低通滤波器后被滤除，因此不再考虑；

需要说明的是，对于任意一个已有的射频电路，V_d、ε、α、G₁、G₃等参数是固定的，而相位噪声则随着时间的变化而变化，其概率分布为均值为0，方差为σ²的正态分布。

将算式中的高次幂极小项约去，可得经过解调电路的信号为：

由于 ${\mathrm{EVM}}^2=\frac{E[{(I_o^{\′}-I_o)}^2+{(Q_o^{\′}-Q_o)}^2]}{E[{I_o}^2+{Q_o}^2]}$

且各因素间是统计独立的，进一步的有下式对任意(n，k)∈N^*(N^*表示自然数)都成立：

E[cos(nω₀t)]＝E[sin(nω₀t)]＝E[(cosω₀t)^2k+1]＝E[(sinω₀t)^2k+1]＝0

再对算式中的高次项进行适当的近似计算可得下列结果：

$E[I^2+Q^2]=G_1^2\·A_L^2$

再根据

表示载波泄露产生的EVM值平方；

表示IQ增益失衡产生的EVM值平方；

E[cosα]＝1；

表示IQ相位失衡产生的EVM值平方；

表示相位噪声产生的EVM值平方；

以及，

表示放大器非线性因素产生的EVM值平方；

可得最终结果

$\mathrm{EVM}=\sqrt{{10}^{-\frac{R_{\mathrm{CL}}}{10}}+{10}^{-\frac{R_{\mathrm{IQA}}}{10}}+2\·{10}^{-\frac{R_{\mathrm{CL}}+R_{\mathrm{IQP}}}{10}}+2(1-e^{-\frac{{\mathrm{\σ}}^2}{2}})+{10}^{-\frac{\mathrm{IMD}3}{10}}+\frac{3}{2}(1+4\×{10}^{-\frac{R_{\mathrm{IQA}}}{10}})\×{10}^{-\frac{\mathrm{IMD}3}{20}}}\×100\%$

即：

$\mathrm{EVM}=\sqrt{E_{\mathrm{CL}}^2+E_{\mathrm{IQA}}^2+2\·E_{\mathrm{CL}}{E}_{\mathrm{IQP}}+2E_{\mathrm{PN}}^2+E_{\mathrm{NL}}^2+\frac{3}{2}{E}_{\mathrm{NL}}+6E_{\mathrm{IQA}}{E}_{\mathrm{NL}}}\×100\%$

从上述结果中可以看出，对EVM影响最大的因素为放大器的非线性特性，其他因素之间也有相互的影响。

本领域技术人员应当理解，上述的计算方式可由相应的具有计算处理能力的计算机、智能终端或专门的分析仪器实现。实现方式可由计算软件实现，或者由相应的处理电路实现。上述的非理想特性因素可分别影响调制信号，也可以任意组合来影响调制信号，均能获取对应的EVM分析。

图6为本发明实施例的误差矢量幅度确定装置的组成结构示意图，如图6所示，本发明的误差矢量幅度确定装置，包括：调制单元60、发射单元61、解调单元62和确定单元63，其中：

调制单元60，用于在信号调制过程中为所述信号添加非理想特性参数；

发射单元61，用于发射调制后的信号；

解调单元62，用于对发射的信号进行解调；

确定单元63，用于根据解调信号和理想的解调信号确定EVM。

上述非理想特性参数包括以下参数的至少一项：

载波泄露、IQ增益失衡、IQ相位失衡、本地振荡相位噪声、非线性功率放大。

确定单元63进一步地，利用积化和差公式对解调信号表达式进行降幂处理，再将降幂处理后的解调信号表达式中的高次幂极小项约去，并基于约去极小项的解调信号表达式，利用EVM计算公式计算EVM；其中，所述EVM为表达为非理想特性参数的各自EVM的表达式。

确定单元63确定EVM的具体方式，可参见前述误差矢量幅度确定方法中的相关描述而理解，这里不再赘述。

本领域技术人员应当理解，图6所示的误差矢量幅度确定装置中各处理单元的功能可参照前述误差矢量幅度确定方法中的相关描述而理解，各处理单元的功能可通过运行于处理器上的程序而实现，也可通过具体的逻辑电路而实现。

以上所述，仅为本发明的较佳实施例而已，并非用于限定本发明的保护范围。

Claims (4)

1.一种误差矢量幅度确定方法，其特征在于，所述方法包括：

在信号调制过程中为所述信号添加非理想特性参数，并发射调制后的信号；

对发射的信号进行解调；

根据解调信号和理想的解调信号确定误差矢量幅度EVM；

其中，所述非理想特性参数包括以下参数的至少一项：

载波泄露、相位振幅IQ增益失衡、IQ相位失衡、本地振荡相位噪声、非线性功率放大；

所述根据解调信号和理想的解调信号确定EVM，为：

利用积化和差公式对解调信号表达式进行降幂处理，再将降幂处理后的解调信号表达式中的高次幂极小项约去，并基于约去极小项的解调信号表达式，利用EVM计算公式计算EVM；其中，所述EVM为由非理想特性参数的各自EVM表示的表达式；

具体的，假设基带信号为(I＝cosω₀t，Q＝sinω₀t)，交织的相关矩阵为(A_Lcosω_Lt，A_Lsinω_Lt)，解交织的相关矩阵为(2cosω_Lt，2sinω_Lt)，载波泄露为V_d，相位噪声为IQ增益失衡为ε，IQ相位失衡为α，所使用的功率放大器表达式为G′·X＝G₁·X+G₃·X³，其中，X为输入信号；

则调制后的信号RF′_O为：其中，I_m＝(1+ε)(V_d+cosω₀t)，Q_m＝(1-ε)(V_d+sinω₀t)；

调制后的信号RF′_G为：

利用积化和差公式对RF′_G表达式进行降幂，得到：

其中，ω_L的三倍频分量被滤除；

将RF_G″表达式中的高次幂极小项约去，得到解调信号为：

由于且下式对任意(n,k)∈N^*都成立：

E[cos(nω₀t)]＝E[sin(nω₀t)]＝E[(cosω₀t)^2k+1]＝E[(sinω₀t)^2k+1]＝0；

其中，(I′_o，Q′_o)为解调后的信号，(I₀，Q₀)为理想的解调后的信号；N^*表示自然数；

对I′_o、Q′_o表达式中的高次项进行近似计算得到：

$E\[I^2+Q^2\]=G_1^2\·A_L^2$

再根据 $E\[2V_d^2\]={10}^{-\frac{R_{CL}}{10}}=E_{CL}^2,$ $E\[{\mathrm{\ϵ}}^2\]={10}^{-\frac{R_{IQA}}{10}}=E_{IQA}^2,$ E[cosα]＝1， $E\[{\sin }^2\mathrm{\α}\]={10}^{-\frac{R_{IQA}}{10}}=E_{IQP}^2,$ $E\[{\left(\frac{3G_3}{4G_1}{A}_L^2\right)}^2\]={10}^{-\frac{IMD3}{10}}=E_{NL}^2,$ 得到：

$EVM=\sqrt{{10}^{-\frac{R_{CL}}{10}}+{10}^{-\frac{R_{IQA}}{10}}+2\·{10}^{-\frac{R_{CL}+R_{IQP}}{20}}+2(1-e^{-\frac{{\mathrm{\σ}}^2}{2}})+{10}^{-\frac{IMD3}{10}}+\frac{3}{2}(1+4\×{10}^{-\frac{R_{IQA}}{20}})\×{10}^{-\frac{IMD3}{20}}}\×100\%$

其中，表示载波泄露产生的EVM值平方；E[ε²]表示IQ增益失衡产生的EVM值平方；E[sin²α]表示IQ相位失衡产生的EVM值平方；表示相位噪声产生的EVM值平方；表示放大器非线性因素产生的EVM值平方；

即：

$EVM=\sqrt{E_{CL}^2+E_{IQA}^2+2\·E_{CL}{E}_{IQP}+2E_{PN}^2+E_{NL}^2+\frac{3}{2}{E}_{NL}+6E_{IQA}{E}_{NL}}\×100\%.$

2.一种误差矢量幅度确定装置，其特征在于，所述装置包括：调制单元、发射单元、解调单元和确定单元，其中：

调制单元，用于在信号调制过程中为所述信号添加非理想特性参数；

发射单元，用于发射调制后的信号；

解调单元，用于对发射的信号进行解调；

确定单元，用于根据解调信号和理想的解调信号确定EVM；

所述非理想特性参数包括以下参数的至少一项：

载波泄露、IQ增益失衡、IQ相位失衡、本地振荡相位噪声、非线性功率放大；

所述确定单元进一步地，利用积化和差公式对解调信号表达式进行降幂处理，再将降幂处理后的解调信号表达式中的高次幂极小项约去，并基于约去极小项的解调信号表达式，利用EVM计算公式计算EVM；其中，所述EVM为表达为非理想特性参数的各自EVM的表达式；

具体的，假设基带信号为(I＝cosω₀t，Q＝sinω₀t)，交织的相关矩阵为(A_Lcosω_Lt，A_Lsinω_Lt)，解交织的相关矩阵为(2cosω_Lt，2sinω_Lt)，载波泄露为V_d，相位噪声为IQ增益失衡为ε，IQ相位失衡为α，所使用的功率放大器表达式为G′·X＝G₁·X+G₃·X³，其中，X为输入信号；所述确定单元进一步地，

确定调制后的信号RF′_O为：其中，I_m＝(1+ε)(V_d+cosω₀t)，Q_m＝(1-ε)(V_d+sinω₀t)；

确定调制后的信号RF′_G为：

利用积化和差公式对RF′_G表达式进行降幂，得到：

其中，ω_L的三倍频分量被滤除；

将RF_G″表达式中的高次幂极小项约去，得到解调信号为：

由于且下式对任意(n,k)∈N^*都成立：

E[cos(nω₀t)]＝E[sin(nω₀t)]＝E[(cosω₀t)^2k+1]＝E[(sinω₀t)^2k+1]＝0；

其中，(I′_o，Q′_o)为解调后的信号，(I₀，Q₀)为理想的解调后的信号，N^*表示自然数；

对I′_o、Q′_o表达式中的高次项进行近似计算得到：

$E\[I^2+Q^2\]=G_1^2\·A_L^2$

再根据 $E\[2V_d^2\]={10}^{-\frac{R_{CL}}{10}}=E_{CL}^2,$ $E\[{\mathrm{\ϵ}}^2\]={10}^{-\frac{R_{IQA}}{10}}=E_{IQA}^2,$ E[cosα]＝1， $E\[{\sin }^2\mathrm{\α}\]={10}^{-\frac{R_{IQA}}{10}}=E_{IQP}^2,$ $E\[{\left(\frac{3G_3}{4G_1}{A}_L^2\right)}^2\]={10}^{-\frac{IMD3}{10}}=E_{NL}^2,$ 得到：

$EVM=\sqrt{{10}^{-\frac{R_{CL}}{10}}+{10}^{-\frac{R_{IQA}}{10}}+2\·{10}^{-\frac{R_{CL}+R_{IQP}}{20}}+2(1-e^{-\frac{{\mathrm{\σ}}^2}{2}})+{10}^{-\frac{IMD3}{10}}+\frac{3}{2}(1+4\×{10}^{-\frac{R_{IQA}}{20}})\×{10}^{-\frac{IMD3}{20}}}\×100\%$

其中，表示载波泄露产生的EVM值平方；E[ε²]表示IQ增益失衡产生的EVM值平方；E[sin²α]表示IQ相位失衡产生的EVM值平方；表示相位噪声产生的EVM值平方；表示放大器非线性因素产生的EVM值平方；

即：

$EVM=\sqrt{E_{CL}^2+E_{IQA}^2+2\·E_{CL}{E}_{IQP}+2E_{PN}^2+E_{NL}^2+\frac{3}{2}{E}_{NL}+6E_{IQA}{E}_{NL}}\×100\%.$

3.一种信号发射机，包括有调制单元和功率放大单元，其特征在于，还包括：

调制单元，用于在信号调制过程中为所述信号添加非理想特性参数；

发射单元，用于发射调制后的信号；

解调单元，用于对发射的信号进行解调；

确定单元，用于根据解调信号和理想的解调信号确定EVM；

所述信号发射机还包括以下处理单元的至少一种：

载波泄露处理单元，用于为调制信号增设直流偏置；

相位噪声处理单元，用于使调制信号的频率发生偏移，该偏移大小随时间变化而改变；

IQ增益与相位失衡处理单元，用于使调制信号的幅度增益与相位失衡；

三阶交调处理单元，用于改变功率放大单元的阶数；

所述确定单元进一步地，用于利用积化和差公式对解调信号表达式进行降幂处理，再将降幂处理后的解调信号表达式中的高次幂极小项约去，并基于约去极小项的解调信号表达式，利用EVM计算公式计算EVM；其中，所述EVM为表达为非理想特性参数的各自EVM的表达式；

具体的，假设基带信号为(I＝cosω₀t，Q＝sinω₀t)，交织的相关矩阵为(A_Lcosω_Lt，A_Lsinω_Lt)，解交织的相关矩阵为(2cosω_Lt，2sinω_Lt)，载波泄露为V_d，相位噪声为IQ增益失衡为ε，IQ相位失衡为α，所使用的功率放大器表达式为G′·X＝G₁·X+G₃·X³，其中，X为输入信号；所述确定单元进一步地，

确定调制后的信号RF′_O为：其中，I_m＝(1+ε)(V_d+cosω₀t)，Q_m＝(1-ε)(V_d+sinω₀t)；

确定调制后的信号RF′_G为：

利用积化和差公式对RF′_G表达式进行降幂，得到：

其中，ω_L的三倍频分量被滤除；

将RF_G″表达式中的高次幂极小项约去，得到解调信号为：

由于且下式对任意(n,k)∈N^*都成立：

E[cos(nω₀t)]＝E[sin(nω₀t)]＝E[(cosω₀t)^2k+1]＝E[(sinω₀t)^2k+1]＝0；

其中，(I′_o，Q′_o)为解调后的信号，(I₀，Q₀)为理想的解调后的信号，N^*表示自然数；

对I′_o、Q′_o表达式中的高次项进行近似计算得到：

$E\[I^2+Q^2\]=G_1^2\·A_L^2$

再根据 $E\[2V_d^2\]={10}^{-\frac{R_{CL}}{10}}=E_{CL}^2,$ $E\[{\mathrm{\ϵ}}^2\]={10}^{-\frac{R_{IQA}}{10}}=E_{IQA}^2,$ E[cosα]＝1， $E\[{\sin }^2\mathrm{\α}\]={10}^{-\frac{R_{IQA}}{10}}=E_{IQP}^2,$ $E\[{\left(\frac{3G_3}{4G_1}{A}_L^2\right)}^2\]={10}^{-\frac{IMD3}{10}}=E_{NL}^2,$ 得到：

$EVM=\sqrt{{10}^{-\frac{R_{CL}}{10}}+{10}^{-\frac{R_{IQA}}{10}}+2\·{10}^{-\frac{R_{CL}+R_{IQP}}{20}}+2(1-e^{-\frac{{\mathrm{\σ}}^2}{2}})+{10}^{-\frac{IMD3}{10}}+\frac{3}{2}(1+4\×{10}^{-\frac{R_{IQA}}{20}})\×{10}^{-\frac{IMD3}{20}}}\×100\%$

其中，表示载波泄露产生的EVM值平方；E[ε²]表示IQ增益失衡产生的EVM值平方；E[sin²α]表示IQ相位失衡产生的EVM值平方；表示相位噪声产生的EVM值平方；表示放大器非线性因素产生的EVM值平方；

即：

$EVM=\sqrt{E_{CL}^2+E_{IQA}^2+2\·E_{CL}{E}_{IQP}+2E_{PN}^2+E_{NL}^2+\frac{3}{2}{E}_{NL}+6E_{IQA}{E}_{NL}}\×100\%.$

4.根据权利要求3所述的信号发射机，其特征在于，所述调制单元包括成形滤波单元、正交调制单元、本地振荡处理单元；

所述载波泄露处理单元具体对所述成形滤波单元滤波后的信号增设直流偏置；

所述IQ增益与相位失衡处理单元连接于所述正交调制单元，使调制信号的幅度增益与相位失衡；

所述相位噪声处理单元与所述本地振荡处理单元连接，用于使调制信号的频率发生偏移，该偏移大小随时间变化而改变。