TWI603591B - 用於降低關於在基帶接收信號中基帶傳送信號的失真成分的接收器及方法 - Google Patents

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Description

用於降低關於在基帶接收信號中基帶傳送信號的失真成分的接收器及方法
一些範例關於用於降低關於在基帶接收信號中基帶傳送信號的失真成分的接收器及方法。
在傳送路徑及接收路徑共享相同天線的通訊裝置中，可設置中間裝置，如雙工器，以將連接傳送路徑及接收路徑連接到天線。例如，雙工器可透過選頻濾波元件來分離用於射頻(RF)信號的傳送及接收之不同頻帶。例如，傳送路徑可使用第一頻帶來傳送RF信號，而接收路徑可使用第二頻帶來接收RF信號。用於傳送的頻帶與用於接收的頻帶間的距離稱為「雙工距離」。例如，長期演進(LTE)頻帶17的雙工距離可為30MHz。
雙工器在接收用的頻帶中應提供關於傳送之信號成分的充足抑制。然而，當提供強烈傳送信號，例如具有大功率的傳送信號，給雙工器時，可能會發生對信號接收用之 頻帶的串音。故，可能會在接收信號中造成不想要的串音成分並在接收信號中產生顯著的傳送功率。據此，可提供含有想要的接收信號成分及關於基帶傳送信號的不想要串音成分的信號至後面的接收器。然而，亦可能有在提供給接收器的接收信號中造成不想見的成分之其他程序。
在接收器中可能使用混合器來將已接收的射頻信號降混(down-mixing)至基帶接收信號。混合器一般而言具有非線性的轉移函數。換言之，至混合器的信號輸入與混合器的信號輸出之間的關係並非線性。混合器或任何其他的非線性的元件之線性通常可用n階輸入截取點(IIP)來加以分類。針對直接轉換接收器或低中頻(IF)接收器，接收器的混合器的二階輸入截取點(IIP2)對接收器的性能有很大的影響。可藉由圖形式繪製在混合器中基礎信號輸入的輸出功率對該基礎信號的輸入功率並藉由針對混合器的非線性所造成的二階失真成分繪製相同的曲線來判定IIP2。外推基礎信號的曲線和二階失真成分的曲線且這些外推曲線互相交叉的點即為IIP2。或可計算出IIP2。與IIP2相聯的較高輸入功率可相應於混合器之較佳線性，因為在想要的信號之輸出功率與失真之輸出功率相等處之輸入功率較高。
可能藉由接收具有不同頻率成分的信號之混合器產生交互調變失真(InterModulation Distortions；IMD)。例如，因混合器之非線性的緣故，混合器所產生的基帶接收信號內可能會出現不想要的信號成分。參照上面的範例， 混合器所產生的基帶接收信號內可能會出現具有與想要的接收信號成分及輸入至混合器的不想要的串音成分之頻率的和與差有關之頻率的信號成分。於上例中，產生之不想要的信號成分稱為二階IMD成分。二階IMD成分可能會降低基帶接收信號的信號雜訊比(SNR)，尤其在接收器的敏感功率位準附近。
為了降低二階IMD成分，可履行離線校準以增進混合器的線性。例如，可透過校準來改善混合器的IIP2，例如，移到較高的輸入信號功率。可例如在儀器分銷前或儀器待用運作期間由製造商履行校準。針對校準，可經由至連接接收器之輔助的低雜訊放大器(LNA)之閉環校準路徑提供在傳送載波頻率的傳送信號。因此，可提供收發器內部測試信號到接收器，其例如代表在有強烈傳送信號下雙工器造成之不想要的傳送成分。作為第一替代例，可提供外部校準信號到輔助的LNA，其代表不想要的串音成分。作為第二替代例，可提供該外部校準信號到正常的LNA。然而，第二替代例還需要額外的RF信號產生設備。可在由混合器所提供的基帶接收信號中測量出接收器的混合器所產生的二階IMD成分。可變化供應到混合器的偏電壓以將基帶接收信號中之二階IMD成分降至最小，此又稱為混合器調諧。然而，輔助的LNA之特性可能與在放大雙工器所提供的已接收信號之正常操作期間接收路徑中所使用的正常的LNA之特性不同。因此，用輔助的LNA所判定的偏壓參數無法直接與正常的LNA一起 使用。需要更進一步地精心調適偏壓參數，這可能導致在正常操作期間混合器無最佳偏壓參數。再者，僅在製造商側或待用運作期間才可進行校準。並且，輔助的LNA、輔助接收路徑、RF測試信號產生及上述閉環校準之其他組件在包括接收路徑的晶片上會需要空間。因此，有進一步降低在基帶接收信號中失真成分的需要。
100‧‧‧接收器
110‧‧‧失真計
111‧‧‧關聯單元
112‧‧‧預先濾波器
113‧‧‧處理單元
114‧‧‧偏置校正單元
114-1‧‧‧減法元件
114-2‧‧‧偏置濾波器
115‧‧‧第一取樣率轉換器
116‧‧‧正規化單元
117‧‧‧對準單元
118-1‧‧‧取樣率轉換元件
118-2‧‧‧取樣率轉換元件
119‧‧‧多工器
118‧‧‧第二取樣率轉換器
120‧‧‧結合器
121‧‧‧第一混合器
122‧‧‧第二混合器
125‧‧‧關聯正規化單元
126‧‧‧關聯品質單元
130‧‧‧射頻信號
140‧‧‧基帶接收信號
150‧‧‧基帶傳送信號
151‧‧‧射頻傳送信號
160‧‧‧關聯結果
170‧‧‧類比至數位轉換器
170-1‧‧‧ADC元件
170-2‧‧‧ADC元件
180‧‧‧最佳化單元
180-1‧‧‧關聯最佳化單元
181‧‧‧偏電壓
182‧‧‧偏電壓
183‧‧‧第一DAC
184‧‧‧第二DAC
200‧‧‧收發器
210‧‧‧雙工器
220‧‧‧接收路徑
221‧‧‧低雜訊放大器
230‧‧‧傳送路徑
231‧‧‧傳送器
232‧‧‧功率放大器
300‧‧‧接收器
400‧‧‧行動通訊裝置
410‧‧‧天線元件
於下僅舉例並參考附圖來說明裝置及/或方法的一些範例，圖中第1圖繪示接收器的範例；第2圖繪示收發器的範例；第3a及3b圖繪示接收器的範例；第4圖繪示包含接收器的範例之行動通訊裝置的範例；及第5圖繪示用於降低在已接收信號中失真成分的方法之範例的流程圖。
【發明內容及實施方式】
茲參照其中繪示某些範例之附圖來更完整地說明各個範例。在圖中，為了清楚可能誇大線、層及/或區域的厚度。
依此，雖更多的範例可有各種修改及替代形式，在圖中舉例地顯示其中一些範例並在此詳細說明。然而，應可 了解到無意將範例侷限於所揭露之特定形式，相反地，範例意在涵蓋落入揭示範圍內的所有修改、等效者、及替代例。在整份圖之說明中相似的數字參照相似或類似的元件。
應了解到當敘述一個元件「連接」或「耦合」到另一個元件，其可直接連接或耦合到該另一個元件或者可存在中介元件。相反地，當敘述一個元件「直接連接」或「直接耦合」到另一個元件，則不存在中介元件。應以相似方式解釋用來敘述元件間之關係的其他字彙(例如，「之間」對「直接之間」、「相鄰」對「直接相鄰」等等)。
在此所用的術語僅用來描述特定範例且無意成為其他範例的限制。如在此所用，單數形式「一個」、及「該」意在也包括複數個形式，除非內文清楚另有所指。另可理解術語「包含」及/或「包括」，當在此使用時，指明所述之特徵、整數、步驟、操作、元件及/或組件的存在，但不排除一或更多個其他特徵、整數、步驟、操作、元件、組件及/或上述之群組的存在或添加。
除非另外定義，在此所用的所有術語(包括技術及科學術語)具有如示範實施例所屬之技藝中具一般知識者通常理解之相同的意義。另可理解到應將術語，例如常用字典中所定義者，解釋為具有與在相關技藝內文中其之意義一致的意義，除非在此明確地另外定義。
第1圖繪示用於降低關於在基帶接收信號140中基帶傳送信號150的失真成分的接收器100。接收器100包含 失真計110，其包括關聯單元111。關聯單元111組態成使相依於基帶接收信號140之信號和相依於基帶傳送信號150之信號關聯。接收器100進一步包含結合器120。結合器120組態成使用已接收的射頻信號130及基於失真計110的關聯結果160之複數個設定來提供基帶接收信號140。
根據一些範例，結合器為組態成基於失真計的關聯結果將已接收的射頻信號降混到基帶接收信號之混合器。
例如，基帶傳送信號150可為數位信號且基帶接收信號140可為數位信號。因此，可例如以數位處理元件的形式提供失真計110及關聯單元111。
混合器的設定可例如包含結合器120之偏電壓及/或偏電流。因此，接收器100可組態成基於關聯結果160調整結合器120之偏電壓。結合器120可例如包含一或更多個電晶體元件及一或更多個放大器，如一或更多個差動放大器。電晶體元件可例如使用本地振盪器信號來將已接收的射頻信號130降混到基帶接收信號140。例如，可基於關聯結果160施加偏電壓至一或更多個電晶體元件。可選地，可進一步施加偏電壓至結合器120之放大器。偏電壓可用來增加結合器120之線性，其一般有非線性轉移函數。換言之，透過施加偏電壓至結合器120可將結合器120的IIP2移到較高輸入功率。在一些範例中，接收器100可額外或取代地調整結合器120之偏電流。在一些範例中，結合器120可為混合元件，如混合器。
關於在基帶接收信號140中基帶傳送信號150之失真成分可例如為二階IMD成分。在全雙工傳輸系統中，例如經由用來共享單一天線以供傳送與接收之雙工器，自傳送到接收路徑之串音可能造成在基帶接收信號140中的二階IMD成分。
失真計110之關聯結果160可提供在基帶接收信號140中失真成分的功率之估計。基於關聯結果，可調整結合器120，例如透過調整結合器120之偏電壓，來減少基帶接收信號140中之失真成分。接收器100可於接收器100之正常操作期間降低基帶接收信號140中的失真成分。例如，可於接收器100之正常操作期間調整結合器120。此外，無須設置額外的類比元件，像是輔助LNA，因為使用在正常操作期間所用的接收信號鍊來判定關聯結果。另外，可將失真計110及關聯單元111設置成數位元件，例如，設成接收器100之數位處理單元的部分。據此，相較於傳統方法，可減少包括接收器100之晶片上所需的空間。再者，可降低晶片的複雜度，因可減少晶片上類比元件的數量。
接收器100之範例可包含相應於下述所提出之概念的一或更多個態樣或一或更多個範例之一或更多個額外的可選特徵。
一些範例有關用於降低關於在基帶接收信號140中基帶傳送信號150的失真成分的手段。用於降低失真成分的手段包含用於判定失真成分的手段，其包括用於使相依於 基帶接收信號140之信號與相依於基帶傳送信號150之信號關聯的手段。用於降低失真成分的手段進一步包含使用已接收的射頻信號及基於用於判定失真成分的手段的關聯結果之複數個設定來提供基帶接收信號140之手段。
可藉由上或下述(如第1圖)之失真計實施用於判定失真成分的手段。可藉由上或下述(如第1圖)之關聯單元實施用於關聯的手段。可藉由上或下述(如第1圖)之結合器實施用於提供基帶接收信號的手段。
第2圖繪示收發器200的範例，其包含接收器100的範例。收發器200可連接到天線元件410。收發器200包含接收路徑220及傳送路徑230。接收路徑220及傳送路徑230可經由雙工器210連接到天線元件410。
傳送路徑230包含傳送器231及功率放大器(PA)232。傳送器231可將基帶傳送信號150轉換成射頻傳送信號151。可將射頻傳送信號151饋送到PA 232，其可放大射頻傳送信號151並將之提供到雙工器210，以將其提供到天線元件410。基帶傳送信號150可為數位信號。例如，可以笛卡爾(Cartesian)表示法表示基帶傳送信號150，並因此可包含同位分量(I_TX)及正交分量(Q_TX)。然而，基帶接收140信號不限於上述表示法，且例如可以極座標表示法提供。
接收路徑220可包含放大器，例如低雜訊放大器(LNA)221，其可放大潛在的弱信號，同時盡可能地增加最少雜訊及失真到信號。可透過雙工器210提供已接收 的射頻信號130到LNA 221。LNA 221可放大已接收的射頻信號130並將之提供給接收器100。
第2圖中所示的接收器100一般可為第1圖中所示的接收器100。然而，包含在收發器之範例中的接收器之範例可包含相應於上或下述所提出之概念的一或更多個態樣或一或更多個範例之一或更多個額外的可選特徵。
基帶接收信號140可為數位信號。例如，可以笛卡爾表示法表示基帶接收信號140，並因此可包含同位分量(I_RX)及正交分量(Q_RX)。然而，基帶接收信號140不限於上述表示法。作為根據在此所述之範例的結合器範例，第2圖中所示的接收器100包含第一混合器121及第二混合器122。第一混合器121可例如將已接收的射頻信號130降混至類比中間同位信號，其可輸入至類比至數位轉換器(ADC)170以將類比中間同位信號轉換成I_RX。依此，第二混合器122可例如將已接收的射頻信號130降混至類比中間正交信號，其可輸入至ADC 170以將類比中間正交信號轉換成Q_RX。ADC 170可選地包含整數倍降低取樣率(decimation)元件，其得以分別降低信號I_RX及Q_RX的取樣率。整數倍降低取樣率元件可選地包含濾波元件以降低潛在的頻疊失真。
可將基帶傳送信號150提供至連接到接收器100之基帶處理單元(未圖示)以進一步處理信號。
收發器200包含可能互相影響的傳送路徑230及接收路徑220，尤其若兩者同時在操作。例如，在接收路徑 220於傳送路徑230經由雙工器210傳送射頻傳送信號151的同一時刻經由雙工器210接收射頻信號的情況中，來自傳送路徑230之串音會經由雙工器210傳播到接收路徑220。例如，雙工器210可能在射頻傳送信號151和已接收的射頻信號130之間提供不完美的隔離。詳言之，強烈的射頻傳送信號151，例如，具有高信號功率的射頻傳送信號151，會在提供到接收路徑220之已接收的射頻信號130中造成串音。一般而言，已接收的射頻信號130中之不想要的成分會降低已接收的射頻信號130的信號雜訊比(SNR)且因此降低基帶接收信號140的SNR。例如，在已接收的射頻信號130中的串音成分會因混合器121及122之非線性的緣故在基帶接收信號140中造成二階IMD。
為了降低關於在基帶接收信號140中基帶傳送信號150的失真成分，接收器100包含失真計110。失真計110提供相依於基帶接收信號140的信號及相依於基帶傳送信號150的信號給關聯單元111。關聯單元111可使這些信號關聯並提供關聯結果160給最佳化單元180。相依於基帶接收信號及基帶傳送信號的信號可例如為那些信號的複製(copy)。然而，在用為到關聯單元分別作為相依於基帶接收信號及基帶傳送信號的信號之輸入前，可預先處理基帶接收信號及基帶傳送信號。針對傳送信號，例如，預先處理可用來至少部分模仿雙工器210的轉移函數及混合器121及122的特性。
基帶傳送信號之一部分可能造成基帶接收信號內的失真成分。藉由進一步的預先處理，基帶傳送信號的一部分轉變成相依於基帶傳送信號的信號內該部分的表現。類似地，基帶接收信號(140)內失真成分的處理會將失真成分轉變成相依於基帶接收信號(140)之信號內失真成分的表現。無論如何，這兩個表現仍相關(或因果上互相關聯)，因其源自基帶傳送信號的及基帶接收信號的相關信號部分。
最佳化單元180基於關聯結果160調整混合器121及122。例如，最佳化單元180可提供與關聯結果160相聯的設定至混合器121及122。例如，混合器121及122之設定可包含混合器121及122兩者的偏電壓181及182。一般可施加偏電壓至混合器以增進混合器的線性。例如，基於關聯結果可使用個別的數位至類比轉換器(DAC)以分別提供偏電壓181及182至混合器121及122。混合器121及122可例如包含一或更多個電晶體元件，其中提供本地振盪器信號至電晶體元件的閘極並提供已接收的頻率信號130至電晶體元件的源極。可提供偏電壓181及182至電晶體元件的閘極以調整電晶體元件的行為，例如，抑制在混合器121及122的輸出信號中輸入已接收的射頻信號130之不想要的信號成分。
關聯單元111可例如針對混合器121及122的複數個不同設定使相依於基帶接收信號140之信號及相依於基帶傳送信號150之信號關聯。依此，關聯單元111可針對複 數個混合器設定提供複數個關聯結果160至最佳化單元180。最佳化單元180可從複數個關聯結果160選擇滿足一個條件的一個關聯結果160。最佳化單元180可基於所選的關聯結果調整混合器121及122。因此，最佳化單元180可提供與滿足該條件之關聯結果160相聯的設定給混合器121及122。該條件可例如為在針對混合器121及122的不同設定之複數個關聯結果中所選的關聯結果160指示在基帶接收信號140中之最低失真成分。例如，最佳化單元180可選擇關聯結果160，其指示相依於基帶接收信號140之信號與相依於基帶傳送信號150之信號間的最低關聯性。與此關聯結果160相聯的混合器121及122之設定可例如為偏電壓181及182。選定的偏電壓181及182可為提供混合器121及122增進的線性之設定。依此，針對選定的偏電壓181及182混合器121及122的IIP2可為高。
可將最佳化單元180實施為處理單元或處理單元的一部分，尤其為進一步包括失真計110之處理單元的一部分。可進一步提供最佳化單元180為處理單元的韌體規則。
可在收發器200的正常操作期間履行混合器121及122之上述調整。例如，可在收發器200的正常傳送及接收操作期間履行調整。收發器200之待用操作期間不需在有為了增進混合器121及122的線性之專用校準。此外，相對於仰賴無調變的載波信號或兩音(two-tone)信號載 波之傳統方式，可產生經調變的基帶傳送信號，其可提供較佳的結果以及具有較高的SNR之基帶接收信號。
換言之，可產生與希望的已接收信號內二階IMD成分的功率相關的數位度量。可接著透過韌體規則調整此度量以最小化二階IMD成分，因此改善接收器的信號雜訊及失真比(Signal-to-Noise and Distortion Ratio；SNDR)及接收器的整體通量。韌體可調整混合器閘極偏壓專屬的DAC來最大化混合器的IIP2。可在有現行的傳送及接收下線上履行此校準直到達到希望的目標。
第3圖繪示接收器300的更詳細範例。尤其，第3圖繪示失真計110的範例。
失真計110可包含具有可組態的轉移函數之預先濾波器112及具有非線性的轉移函數之處理單元113。使用預先濾波器及處理單元來預先處理基帶傳送信號150以提供關聯器用的相依於基帶傳送信號之信號。
可提供基帶傳送信號150給預先濾波器112。預先濾波器112可允許近似雙工器210的頻率響應，允許傳播到已接收的射頻信號130(其輸入到LNA 221)內之射頻傳送信號151的一部分作為串音導因。例如，由LNA 221輸出的經放大之已接收射頻信號130中所含的串音會導致混合器121及122的二階IMD。例如，預先濾波器112可允許近似雙工器210的串音產生(串音頻率響應)。預先濾波器112可複製雙工器210可能造成的在基帶傳送信號150中之明顯的振幅及/或相位失真。針對寬帶經調變的基 帶傳送信號150，預先濾波器112可例如提供該輸入寬帶經調變的基帶傳送信號150之頻譜子集。針對窄帶經調變的基帶傳送信號150，預先濾波器可例如略過輸入信號。例如，若需要的話預先濾波器可限制基帶傳送信號150的頻寬。例如，預先濾波器112可近似或模仿串音頻率響應。
例如，可將預先濾波器112實施成複合濾波器，例如使用複合濾波器係數的濾波器。或者，可將預先濾波器112實施成複合乘法器，例如混合器，以將基帶傳送信號150乘上連續波音(wave tone)。因此可例如透過具有實係數的兩個低通濾波器元件帶通濾波經頻率位移的信號。預先濾波器112亦可採用座標旋轉數位電腦(COordinate Rotation DIgital Computer；CORDIC)演算法來位移基帶傳送信號150的頻率。可再次透過具有實係數的兩個低通濾波器元件帶通濾波經頻率位移的信號。然而，可有預先濾波器112之進一步其他的實作。
欲判定特定頻道的預先濾波器112之最佳設定，可採用預先濾波器112的不同設定。例如，可採用預先濾波器轉移函數的不同組態。頻道的定義為在混合器121及122中用來將已接收的射頻信號130降混至基帶接收信號140之本地振盪器(LO)信號的頻率與在傳送器231中用來將基帶傳送信號150升混至射頻傳送信號151之LO信號的頻率之組合。對熟悉此技藝者將為顯見的，該些LO信號兩者之頻率可分別關於資料傳送及接收用的頻帶。針對 不同的LTE頻帶或其之組合，LO信號的頻率可例如有所不同。
例如，針對特定頻道可採用三種不同的濾波器設定並可使用預先濾波器112的這三個不同的濾波器設定來預先濾波基帶傳送信號150。可針對預先濾波器112的這三個濾波器設定的各個判定關聯結果160並可後續針對該特定頻道使用指示最高關聯品質的關聯結果160相聯之濾波器設定。具有最高關聯品質的關聯結果160可指示在預先濾波器112的不同濾波器設定之中具有在基帶接收信號140中最主要的失真成分之預先濾波器112的設定。換言之，與具有最高關聯性的關聯結果160相聯的濾波器設定為最佳代表或近似雙工器210之頻率響應的設定。然而，用來判定最佳濾波器設定之不同濾波器設定的數量不限於三個。可使用任何其他適當數量的不同濾波器設定。此外，也可有用於判定預先濾波器112之最佳設定的其他標準。
換言之，預先濾波器112在基帶傳送信號的寬帶調變情況中透過帶通濾波的使用可提供基帶傳送信號的頻譜子集，在窄帶基帶傳送信號的情況中其可作出略過或經過(through)。可將帶通實現為複合濾波器(使用複合濾波器係數)或透過使用頻率位移(藉由將基帶傳送信號乘上連續波音)及複合乘法器(混合器)並緊接著具有實係數的兩個低通濾波器或透過使用CORDIC來進行頻率位移並結合具有實係數的兩個低通濾波器。使用此濾波器的原因可為最小化傳送埠之頻率響應對接收埠的影響，其由雙 工器轉移函數造成。雙工器可能引進顯著的大小/相位線性失真到輸入至LNA的基帶傳送資料中。輸入到LNA的傳送信號受到此雙工器響應的控制，其接著在混合器內經過平方而產生二階IMD成分。預先濾波器可例如選擇具有最高傳送至接收串音的頻譜之部分或可近似或模仿串音頻譜的顯著部分而得以達成良好關聯。若無預先濾波器，寬帶傳送信號會導致不佳的失真計性能。
由於如第3圖所示基帶傳送信號150可由同相(I)或正交(Q)分量表示，預先濾波器112可針對基帶傳送信號150的該兩個分量兩者個別履行上述處理。
關於基帶傳送信號150之信號係由預先濾波器112輸出(針對同相及正交分量)並饋送到處理單元113，其可具有非線性轉移函數。例如，處理單元113可包含平方單元113，其可建立關於基帶傳送信號150之信號的包跡。針對由其同相及其正交分量所表示的基帶傳送信號，可藉由加總經平方的同相分量及經平方的正交分量判定包跡。
平方單元113可產生包含與在混合器121及122中產生之來自已接收的射頻信號130類似的失真成分的信號。例如，理想的混合器121及122在已接收的射頻信號130之輸入埠與用於降混已接收的射頻信號130之LO信號的輸入埠之間具有完美的隔離。然而，現實中混合器121及122之兩個輸入埠之間的隔離可能並不完美。依此，已接收的射頻信號130不僅輸入到其專屬輸入埠，也還輸入到LO信號專屬的輸入埠。依此，混合器121及122之輸出 信號可包含已接收的射頻信號130之經平方的成分。由於已接收的射頻信號130可包含關於射頻傳送信號151之串音成分，且此串音成分還會在混合器121及122中被平方，在基帶接收信號140中造成二階成分，例如二階IMD成分。
由於預先濾波器112提供到處理單元113的信號可能在預先濾波器112中經過與雙工器210的轉移函數類似之轉移函數處理，透過在處理單元113中平方所建立的包跡信號會包含與來自射頻信號130在混合器121及122中產生的失真成分類似之失真成分。
換言之，預先濾波器緊接著平方區塊113，其建立輸出窄帶信號之平方包跡(=I2+Q2)。
平方單元113的輸出，其代表關於基帶傳送信號150之信號的平方包跡，可被饋送到偏置校正單元114，其組態成透過相依於基帶傳送信號150之信號的平均振幅來修改相依於基帶傳送信號150之信號的振幅。
偏置校正單元114可例如包含減法元件114-1。減法元件可例如從相依於基帶傳送信號150的信號之振幅減去相依於基帶傳送信號150的信號之平均振幅。相依於基帶傳送信號150的信號之平均振幅可由減法元件114-1所判定或可提供至減法元件114-1。依此，可從相依於基帶傳送信號150的信號移除掉相依於基帶傳送信號150的信號之振幅偏置(DC)。偏置校正單元114可進一步包含偏置濾波器114-2。偏置濾波器114-2可從相依於基帶傳送 信號150的信號移除掉殘餘的DC。
換言之，平均區塊113的輸出信號可輸入到減法區塊114-1緊接著DC移除濾波器114-2，其中可減去平均包跡值，並可使用高通濾波器來移除尚未被減法區塊114-1移除之殘餘的DC。
此外，失真計110可進一步包含第一取樣率轉換器115，其可提供一個共同取樣率給相依於基帶傳送信號150之信號。共同取樣率可與基帶傳送信號150的取樣率相同或不同。提供由偏置校正單元114輸出的相依於基帶傳送信號150之信號給第一取樣率轉換器115。
可能例如因為預先濾波器112中的預先濾波及/或信號中的低資源區塊配置而降低相依於基帶傳送信號150之信號的頻寬。因此，相依於基帶傳送信號150之信號的取樣率可能例如較基帶傳送信號150的取樣率更低。例如，相較於具有低資源區塊配置的正交頻分多工(OFDM)信號之基帶傳送信號的取樣率，相依於基帶傳送信號150之信號的取樣率降低。因此，因較低取樣率的關係可在後續處理單元中節省運算功力及能量。
然而，由第一取樣率轉換器所輸出的相依於基帶傳送信號150之信號的取樣率亦可與基帶傳送信號150的取樣率相同或不同於基帶傳送信號150的取樣率之更高的取樣率。
第一取樣率轉換器115可例如實施為級聯積分器梳狀(CIC)濾波器。第一取樣率轉換器115能夠轉換用於收 發器200的傳送及接收之頻帶頻寬的各種組合之多個取樣率。例如，第一取樣率轉換器115能夠轉換關於用於收發器200的傳送及接收之不同的LTE或通用行動通訊系統(UMTS)頻帶之頻寬組合的複數個取樣率。
由第一取樣率轉換器115輸出的信號之取樣率可為相依於基帶接收信號140的信號之取樣率也將被轉換至之共同取樣率。
換言之，減法區塊114-1的輸出連接到CIC降低取樣率區塊115。由於預先濾波或低資源區塊配置的緣故，信號頻寬可能降低且在一些範例中不需高取樣率，這可節省後續區塊的工作量，尤其係所需之關聯器及滯後(lag)數量。此CIC濾波器可支援所有LTE及UMTS頻寬組合的多個取樣率。
失真計110可進一步包含正規化單元116，其使用用於放大從基帶傳送信號150所產生的射頻傳送信號151之放大器232的輸出功率來正規化相依於基帶傳送信號150之信號。例如，可藉由將相依於基帶傳送信號150之信號除以射頻傳送信號151之功率的平方來正規化該信號的振幅。
正規化單元116得以避免關聯結果160對PA 232的輸出功率之相依性。關聯結果160可與接收器100的IIP2成正比，但在一些範例中可不相依於提供到雙工器210的射頻傳送信號151之功率。
換言之，區塊116進行正規化以避免失真計關聯結果 對功率放大器輸出功率之相依性。失真計可提供一個信號，其指示接收器IIP2作為輸出資訊，且與射頻傳送信號輸出功率無關。
可將相依於基帶傳送信號150之經正規化信號饋送至對準單元117，其組態成提供相依於基帶傳送信號150之信號的一部份給關聯單元111。所提供的部分可相應於相依於基帶接收信號140之信號的部分，其為混合器121及122的二階IMD頻譜的一部分。換句話說，對準單元117即時對準相依於基帶接收信號140之信號與相依於基帶傳送信號150之信號，使得在相同時間點提供在相依於基帶接收信號140之信號內的失真成分的表示及在相依於基帶傳送信號150之信號內基帶傳送信號150的相關表示給關聯單元111。
在關聯單元111中，使相依於基帶傳送信號150之信號與相依於基帶接收信號140之信號關聯以判定在基帶接收信號140中之失真成分的功率。在基帶接收信號140中的失真成分可關於基帶傳送信號150。因此，相依於基帶傳送信號150之信號可相依於導致在基帶接收信號140中失真成分的基帶傳送信號150之特定部分。可能因為在已接收射頻信號130中的由射頻傳送信號151(其可在傳送器231中自基帶傳送信號150所產生)所造成之串音成分而在混合器121及122中產生在基帶接收信號140中的失真成分。據此，基帶傳送信號150之特定部分通過傳送器231、PA 232(作為射頻傳送信號151)、雙工器210及 對關聯單元111而言作為已接收的射頻信號130之串音成分的運行時間(run-time)可與基帶傳送信號150之特定部分通過預先濾波器112、處理單元113、偏置校正單元114、第一取樣率轉換器115及正規化單元116的運行時間對準。例如，通過預先濾波器112等等的運行時間可能比通過傳送器231等等的運行時間更短，所以相依於基帶傳送信號150之信號中所含的基帶傳送信號150之特定部分可能在與相依於基帶接收信號140之信號中所含的相應特定部分不同的時間點提供給關聯單元111。據此，可在將相依於基帶傳送信號150之信號提供到關聯單元111之前將其延遲。例如，可將對準單元117實施成延遲緩衝器。對準單元117可延遲相依於基帶傳送信號150之信號。
換句話說，延遲區塊117必要時可時間對準接收與傳送資料。
可將相依於基帶傳送信號150之(經延遲的)信號提供到關聯單元111。此外，可將相依於基帶接收信號140之信號提供到關聯單元111。
可如上述透過混合器121及122和ADC 170產生基帶接收信號140。ADC 170可包含兩個ADC元件170-1及170-2以轉換混合器121及122的類比輸出成為包含同相及正交分量的數位基帶接收信號140。
可藉由第二取樣率轉換器118從基帶傳送信號140產生相依於基帶傳送信號140之信號。第二取樣率轉換器 118可提供基於基帶接收信號140之共同取樣率給相依於基帶接收信號140之信號。由於基帶接收信號可包含同相及正交分量，第二取樣率轉換器118可針對基帶接收信號140的個別分量包含兩個取樣率轉換元件118-1及118-2。與第一取樣率轉換器115類似，可將第二取樣率轉換器118實施成CIC濾波器。由於可用基帶接收信號140之同相分量及其正交分量來表示基帶接收信號140，可針對同相分量提供一個分別的第二取樣率轉換元件118-1並可針對正交分量提供一個分別的第二取樣率轉換元件118-2。
換言之，可以獨立的CIC濾波器來濾波ADC 170以取得與輸入到關聯器111之傳送信號相同的取樣率。此接收CIC濾波器亦可在關聯程序期間提供足夠的干擾源保護及雜訊移除。
可將具有基帶接收信號140的同相分量及正交分量之共同取樣率的信號提供到多工器119以從同相分量及正交分量之並列信號產生序列信號。可將由多工器119產生的相依於基帶傳送信號150之信號提供到關聯單元111。
例如，可使用單一關聯單元111來使相依於基帶接收信號140之信號的同相及正交分量與相依於基帶傳送信號150之信號關聯，因為這兩個分量都被序列式提供到關聯單元111。若平行處理這兩個分量，則需針對這兩個分量提供個別的關聯單元111及用於提供相依於基帶傳送信號150之信號的個別元件。另外，接收器300可包含另外的 混合器，例如用於載波聚合信號或接收器300的多輸入多輸出(MIMO)操作。可藉由多工器119多工所有混合器之輸出並提供給關聯單元111。依此，可僅增加關聯單元111之工作週期以使來自複數個混合器的信號與相依於基帶傳送信號之信號關聯。使用多工器119來產生序列信號得以減少耗電量及包括接收器300的晶片上之所需空間。
關聯單元111可使相依於基帶接收信號140之信號與相依於基帶傳送信號150之信號關聯。相依於基帶傳送信號150之信號可含有與包含在基帶接收信號140中由混合器121及122的非線性所導致之失真成分等效或類似的失真成分。相依於基帶接收信號140之信號可含有想要的接收信號成分及由混合器121及122的非線性所導致之失真成分。
關聯單元111可針對給定時間點將相依於基帶傳送信號150之信號與相依於基帶接收信號140之信號關聯。例如，關聯單元111可在寬帶碼分多重存取(WCDMA)信號槽的持續期間或在LTE信號的子訊框持續期間中關聯這兩個信號。亦即，可使用例如這兩個信號的槽或子訊框中所含的取樣來履行離散關聯。
關聯單元111可例如將相依於基帶傳送信號150之信號與相依於基帶接收信號140之信號交互關聯。例如，可履行指示這兩個信號間的相似性之離散關聯。可針對兩個信號間不同的時滯判定離散關聯。每一個時滯的離散關聯可指示相依於基帶接收信號140之信號和在相依於基帶傳 送信號150之信號中的失真成分之間的關聯能量。單一離散關聯可包含一系列的關聯取樣值。具有最大振幅之離散關聯的關聯取樣值可稱為峰值並可指示相依於基帶接收信號140之信號和在相依於基帶傳送信號150之信號中的失真成分之間的最高關聯能量。可由關聯單元111輸出針對這兩個信號間不同的時滯的離散關聯作為關聯結果160。關聯結果160可包含代表相依於基帶接收信號140之信號和在相依於基帶傳送信號150之信號中的失真成分之間的關聯能量之振幅及正負號表示。
由於相依於基帶接收信號140之信號為包含基帶接收信號140的同相分量及正交分量之序列信號，可針對同相分量及正交分量判定個別的關聯結果160。
換言之，到關聯區塊的輸入可為：可經低通濾波的已接收信號分並在較低取樣率操作，且其可能含有二階IMD成分及想要的接收信號成分；及在較低取樣率操作的預先濾波複合傳送I/Q資料，其可能含有參考二階IMD成分。可在上述的兩個經濾波的傳送/接收資料間履行關聯。可在槽(針對WCDMA)或子訊框(針對LTE)的持續期間中履行關聯。在關聯期最後，每一個關聯器滯後會產生一個度量，代表接收信號資料與參考二階IMD成分間的關聯能量。來自所有關聯器滯後的最大峰值會引導韌體規則到具有最大關聯能量的關聯器滯後。
失真計110可進一步包含關聯正規化單元125。關聯正規化單元125可使用相依於基帶傳送信號150之信號的 信號功率來正規化關聯結果160。可施加關聯結果160的正規化將提供給預先濾波器112的基帶傳送信號150之不同頻寬納入考量。此外，可例如施加正規化以將用於LTE通訊中的頻帶之不同可能的頻寬組合納入考量。
換言之，可藉由關聯器傳送輸入資料正規化最終的關聯峰值。不同預先濾波器112的頻寬組合及LTE頻寬組合會需要此正規化。
失真計可進一步包含關聯品質單元126。關聯品質單元126可判定指示基帶接收信號140中的失真成分之功率的關聯品質指標(CQI)。關聯品質指標可從關聯器111取得關聯結果160或從關聯正規化單元125取得經正規化的關聯結果160作為輸入。
CQI可基於相依於基帶接收信號140之信號與相依於基帶傳送信號150之信號之間的最佳關聯與次佳關聯之間的關係。例如，可判定最佳關聯結果160與次佳關聯結果160之間的比率作為CQI。最佳關聯結果可例如為針對不同時滯具有在由關聯單元111所判定的所有離散關聯之中最高振幅值的第一時滯之離散關聯的峰值。次佳關聯可例如為在無與最佳關聯結果相聯的第一時滯之離散關聯下與具有在由關聯單元111所判定的所有離散關聯之中最高振幅值的第一時滯之離散關聯不同的第二時滯的離散關聯之峰值。CQI可例如計算為最佳與次佳關聯160的峰值比率。
換言之，最佳關聯結果可與第一關聯峰值相聯且次佳 關聯結果可與第二關聯峰值相聯。每一個峰值可為數時滯寬，例如每一個峰值可包含數個分接頭(tap)。為了確保次佳關聯結果與第二關聯峰值相聯而非具有次高整體振幅值的第一關聯峰值的取樣，可使用窗區間來判定次佳關聯結果。窗區間一般可用來判定峰值。
由於針對基帶接收信號140的同相分量及正交分量判定個別的關聯結果160，可由關聯品質單元126判定同相分量及正交分量之個別的CQI。
換言之，CQI可為關聯之主峰與關聯之旁波瓣(代表雜訊)的比率。關聯品質單元126可產生I及Q通道兩者的CQI。
或者，CQI可基於相依於基帶接收信號140之信號與相依於基帶傳送信號150之信號之間的最佳關聯及平均關聯之間的關係。例如，可判定不同時滯的最佳關聯結果160與不同關聯結果160之平均值間的比率作為CQI。在另一個範例中，可判定關聯結果160與無最佳關聯結果160的不同關聯結果160之絕對值的平均值之間的比率作為CQI。與前面用於判定CQI的方法類似，最佳關聯結果可例如為針對不同時滯具有在由關聯單元111所判定的所有離散關聯之中最高振幅值的第一時滯之離散關聯的峰值。平均關聯結果可例如為針對不同時滯由關聯單元111所判定的離散關聯之平均絕對峰值(移除正負號)。或者，平均關聯結果可例如為針對和與最佳關聯結果相聯的第一時滯不同的時滯由關聯單元111所判定的離散關聯之 平均絕對峰值。例如，選定的關聯結果160可用於判定CQI。可例如藉由判定不同關聯結果160的峰值之均方根(RMS)來判定不同關聯結果160的平均值。
最佳關聯結果160與次佳關聯結果160或平均關聯結果160的比率可代表基帶接收信號140中之失真成分的功率。例如，若基帶接收信號140中之失真成分的功率為高，則最佳關聯結果160較次佳關聯結果160或平均關聯結果160為顯著。此外，若基帶接收信號140中之失真成分的功率為低，則最佳關聯結果160可等於或相似次佳關聯結果160或平均關聯結果160。據此，高CQI值可指示基帶接收信號140中之失真成分的高功率，而低CQI值可指示基帶接收信號140中之失真成分的低功率。
此外，CQI可因此用作是否應調整混合器121及122的設定之指標以降低基帶接收信號140的失真成分。換言之，若CQI為高，則可履行最佳化。
再者，CQI可用於判定預先濾波器112的最佳設定(例如，在實際最佳化混合器121及122前)，因為高CQI值可指示相依於基帶接收信號140之信號與相依於基帶傳送信號150之信號中之失真成分之間的關聯為高。依此，高CQI值可指示相依於基帶傳送信號150之信號中之失真成分良好複製基帶接收信號140中的失真成分。可藉由預先濾波器112的設定判定相依於基帶傳送信號150之信號中失真成分，所以高CQI值可指示預先濾波器112的優異設定。例如，可針對預先濾波器112的不同設定判定 CQI，且與最高CQI值相聯的設定可用於預先濾波器。然而，預先濾波器112的最佳設定之判定不限於上面的範例。
可進一步提供經正規化的關聯結果160給最佳化單元180。最佳化單元180可包含關聯最佳化單元180-1。關聯最佳化單元180-1可從針對不同時滯由關聯正規化單元125所提供的複數經正規化的關聯結果160中判定出指示相依於基帶接收信號140之信號與相依於基帶傳送信號150之信號中的失真成分之間的最高關聯能量之最優關聯結果160。可和在關聯品質單元126中判定的最佳關聯結果160類似地判定最優關聯結果。或者，可藉由關聯品質單元126提供最佳關聯結果160給最佳化單元180並可被最佳化單元180用作最優關聯結果。又或，可藉由最佳化單元180提供最優關聯結果給關聯品質單元126並可被關聯品質單元126用作最佳關聯結果。
最優關聯結果160可與混合器121及122兩者的特定設定相聯。例如，最優關聯結果160可與混合器121及122的偏電壓181及182相聯。
為了降低基帶接收信號中的失真成分，可基於最優關聯結果160調整混合器121及122的偏電壓181及182。關聯最佳化單元180-1可例如基於最優關聯結果160提供控制信號給第一DAC 183及第二DAC 184。第一DAC 183可使用控制信號來產生用於偏壓第一混合器121的偏電壓181且第二DAC 184可使用控制信號來產生用於偏 壓第二混合器122的偏電壓182。
例如，可針對混合器121及122的不同偏電壓181及182藉由關聯最佳化單元180-1判定複數個最優關聯結果160。例如，可使用在混合器121及122的預期理想偏電壓181及182附近的不同偏電壓181及182。可在複數個最優關聯結果160中履行搜尋以找出與指示複數個最佳關聯結果160之中相依於基帶接收信號140之信號和相依於基帶傳送信號150之信號中的失真成分之間的最低關聯能量之最優關聯結果160相聯的混合器121及122之偏電壓181及182。此最優關聯結果160可指示基帶接收信號140中之失真成分的最低功率。為了判定指示基帶接收信號140中之失真成分的最低功率之關聯結果160，不僅可用最優關聯結果160的振幅，也還可用最優關聯結果160的正負號。例如，可藉由關聯最佳化單元180-1將最優關聯結果160轉換成複合功率並履行2D二元搜尋以找出最小複合功率。然而，可有用於判定指示基帶接收信號140中失真成分的最低功率之最優關聯結果160的各種其他方法。
可迭代式進行混合器121及122的不同設定之關聯結果160判定直到滿足一個條件。例如，該條件可為CQI不指示基帶接收信號140與相依於基帶傳送信號150的信號中之失真成分之間的強烈關聯。例如，CQI具有低值。然而，可使用各種其他條件。
可將與指示基帶接收信號140中之失真成分的最低功 率之關聯結果160相聯的混合器121及122的偏電壓181及182儲存並用於接收器300的後續操作。可將混合器121及122的DAC 183及184的控制信號存到記憶體以供接收器後續操作用。尤其，可針對接收器300的每一個接收通道判定並保存混合器121及122的設定。例如，可判定提供混合器121及122之改善的線性的混合器121及122之偏電壓181及182。依此，可藉由混合器121及122之已判定的偏電壓181及182來改善混合器121及122的IIP2。故可降低基帶接收信號140中之失真成分。尤其，可降低混合器121及122之非線性所造成的基帶接收信號140中之二階IMD成分。
換言之，來自所有關聯器滯後的最大峰值可引導韌體規則，其可實施成演算法，到具有最多關聯能量的關聯器滯後。韌體規則可利用I_RX及Q_RX路徑的經正規化的關聯器峰值作為到運作於混合器IIP2 I/Q DAC上的2D二元搜尋的輸入。韌體可將此關聯結果(I_RX及Q_RX的)轉換成結合的功率並可選地轉換成結合的CQI，其可透過二元2D搜尋最小化。可調整混合器IIP2 DAC直到結合的CQI不再指示基帶接收信號中之二階IMD成分與傳送信號中參考二階IMD成分間的強烈關聯能量。可將最終的混合器I/Q IIP2 DAC值保存到想要的接收通道之記憶體以供後續接收操作用。
可在收發器200中的正常信號傳送及接收期間進行上述處理。換言之，可與現行的信號傳送與接收一起線上履 行校準直到達到希望的目標。
然而，可例如不連續進行上述處理。特別來說，處理可侷限於其中滿足某些預先條件的情形。例如，一種條件可為射頻傳送信號151的信號功率落在第一臨界值之上。例如，射頻傳送信號151可具有高信號功率。此外，已接收的窄帶射頻信號130之信號強度可低於第二臨界值。尤其，若已接收的射頻信號130之信號強度低於基帶接收信號140中失真成分的信號強度，則基帶接收信號140中想要的信號成分之信號強度可為低。另外，已接收的寬帶射頻信號之信號強度可高於由已接收的窄帶射頻信號130之上述所需的信號強度及干擾器臨界值所判定的第三臨界值。此外，若收發器200的多工器210操作為時分雙工器(TDD)無線進接技術(例如，全球行動通訊系統(GSM)、時分同步碼分多重進接(TDSCDMA)、TDD LTE)，則在一些範例不會進行上述處理，因為多工器210不會在相同時間點處理射頻傳送信號151及已接收的射頻信號130，所以不會在現行的接收槽期間於基帶接收信號140中產生關於基帶傳送信號150的失真。
換言之，當達到某些操作條件時，組件可作用，否則禁用。示範操作條件可為：射頻傳送信號功率>TX_臨界值(dBm)(強烈射頻傳送信號可在基帶接收信號140中產生顯著的二階IMD成分)；已接收的射頻信號130之已接收的信號強度指示(RSSI)<RX_臨界值(dBm)(微弱的想要之接收信號，其中接收器位元誤差率預期會 遭受到IMD影響)。
可將關於輸入/輸出的韌體規則(其對於失真計而言可能有用或必要)總結如下：基本失真計輸入可為I_TX、Q_TX、I_RX、及Q_RX；基本失真計/校準輸出可為I_RX混合器偏壓、Q_RX混合器偏壓、經正規化之關聯結果、CQI(關聯品質指標)、用於結果正規化之Corrpeak(關聯峰值)及總和(TX_關聯_輸入^2)；其他失真計/校準相關資訊可為RAT，若LTE則還有LTE模式及TX資源區塊配置、CA、MIMO、槽起始、槽停止、關聯期、校準起始、校準結束、校準狀態請求、重複迭代的時間管理、每一次迭代的I及Q混合器偏壓界限的管理、TX功率、預先ADC增益(LNA增益)、RSSI、WRSSI、TX頻率、RX LO頻率、學習表、TX預先濾波頻寬、TX預先濾波f0、TX側上的CIC整數倍降低取樣率、RX側上的CIC整數倍降低取樣率、I_RX混合器偏壓、Q_RX混合器偏壓、I_TX、Q_TX。
接收器300的範例可包含相應於上或下述所提出之概念的一或更多個態樣或一或更多個範例之一或更多個額外的可選特徵。
第4圖示意性繪示包含根據在此所述之範例(如第1圖中所示的接收器100的範例)的接收器之行動通訊裝置或行動電話或使用者設備400的範例。接收器100及傳送器231係包含在行動通訊裝置400的收發器200中。接收器100及傳送器231可耦合到多工器210。行動通訊裝置 400的天線元件410可耦合到收發器200的多工器210以提供已接收的射頻信號給收發器200。為此，可提供具有關於在基帶接收信號中基帶傳送信號的降低之失真成分的行動通訊裝置。
行動通訊裝置400的範例可包含相應於上或下述所提出之概念的一或更多個態樣或一或更多個範例之一或更多個額外的可選特徵。
透過第5圖中的流程圖之方式來說明用於降低基帶接收信號中之失真成分的方法之範例。該方法包含使相依於基帶接收信號之信號與相依於基帶傳送信號之信號關聯500；以及透過結合器使用已接收的射頻信號及基於關聯結果之複數設定來提供502基帶接收信號。複數設定可包含結合器的偏電壓。該方法因此可選地包含基於關聯結果調整504偏電壓。
該方法可進一步可選地包含使用相依於基帶傳送信號之信號的信號功率來正規化506關聯結果。
可選地，該方法可進一步包含藉由使用可組態之轉移函數來預先濾波基帶傳送信號並使用非線性轉移函數來處理基帶傳送信號而提供508相依於基帶傳送信號之信號。
該方法可進一步可選地包含下列處理510：提供複數個可組態轉移函數；使用複數個可組態轉移函數來預先濾波基帶傳送信號；針對複數個可組態轉移函數的每一個判定一關聯結果；以及選擇具有與其相聯的具有最高關聯品質的關聯結果的可組態轉移函數。
可選地，該方法可進一步包含藉由相依於基帶傳送信號之信號的平均振幅修改512相依於基帶傳送信號之信號的振幅。
該方法可進一步可選地包含在和相應於包含失真成分的基帶接收信號的一部分的相依於基帶接收信號之信號的一部分相同的時間點提供514相應於關於在基帶接收信號中之失真成分的基帶傳送信號之一部分的相依於基帶傳送信號的信號給關聯。
可選地，該方法可進一步包含使用用於放大從基帶傳送信號所產生之射頻傳送信號的放大器之輸出功率來正規化516相依於基帶傳送信號之信號。
可選地，該方法可進一步包含下列處理518：提供與基帶傳送信號之取樣率相同或不同的共同取樣率給相依於基帶傳送信號之信號；以及提供共同取樣率給相依於基帶接收信號之信號。
該方法可進一步可選地包含基於相依於基帶接收信號之信號與相依於基帶傳送信號之信號之間的最佳關聯與次佳關聯之間的關係來判定520指示在基帶接收信號中失真成分量之關聯品質指標。
可選地，該方法可進一步包含基於相依於基帶接收信號之信號與相依於基帶傳送信號之信號之間的最佳關聯與平均關聯之間的關係判定522指示在基帶接收信號中失真成分量之關聯品質指標。
連同上或下述所提出之概念或一或更多個範例(例如 第1至4圖)提及該方法的更多細節和態樣。該方法包含相應於上或下述所提出之概念的一或更多個態樣或一或更多個範例之一或更多個額外的可選特徵。
本文中所述的範例可總結如下：
範例1為一種用於降低關於在基帶接收信號中基帶傳送信號的失真成分的接收器，包含：包括組態成使相依於基帶接收信號之信號和相依於基帶傳送信號之信號關聯的關聯單元之失真計；以及組態成使用已接收的射頻信號及基於該失真計的關聯結果之複數個設定來提供基帶接收信號的結合器。
在範例2中，複數個設定包含該結合器之偏電壓，以及接收器組態成基於關聯結果調整偏電壓。
在範例3中，範例2之接收器的關聯單元組態成使相依於基帶接收信號之信號和相依於基帶傳送信號之信號迭代地關聯，且接收器組態成基於關聯結果迭代地調整結合器之偏電壓直到關聯結果滿足一條件。
在範例4中，失真計組態成使用相依於基帶傳送信號之信號的信號功率來正規化關聯結果。
在範例5中，關聯結果包括關聯之大小及正負號。
在範例6中，失真計進一步包含具有可組態之轉移函數的預先濾波器；以及具有非線性轉移函數之處理單元，其中預先濾波器及處理單元組態成基於基帶傳送信號來提供相依於基帶傳送信號之信號。
在範例7中，範例6的接收器之預先濾波器包含組態 成濾波基帶傳送信號之複合濾波器。
在範例8中，範例6或7的接收器之預先濾波器組態成帶通濾波基帶傳送信號。
在範例9中，範例6、7、或8的接收器之預先濾波器包含複數個可選擇且可組態之轉移函數。
在範例10中，失真計進一步包含組態成藉由相依於基帶傳送信號之信號的平均振幅修改相依於基帶傳送信號之信號的振幅之偏置校正單元。
在範例11中，失真計進一步包含組態成即時對準相依於基帶接收信號的信號與相依於基帶傳送信號的信號之對準單元，使得相依於基帶接收信號之信號內失真成分的表示及在相依於基帶傳送信號之信號內基帶傳送信號的相關表示同一時刻發生。
在範例12中，失真計進一步包含組態成使用用於放大從基帶傳送信號所產生之射頻傳送信號的放大器之輸出功率來正規化相依於基帶傳送信號之信號的正規化單元。
在範例13中，失真計進一步包含組態成提供與基帶傳送信號的取樣率相同或不同之共同取樣率給相依於基帶傳送信號之信號的第一取樣率轉換器；以及組態成提供該共同取樣率給相依於基帶接收信號的信號之第二取樣率轉換器。
在範例14中，失真計組態成判定指示在基帶接收信號中失真成分量之關聯品質指標，該失真成分量係基於相依於基帶接收信號之信號與相依於基帶傳送信號之信號之 間的最佳關聯與次佳關聯之間的關係。
在範例15中，範例1至13的任一者之接收器的失真計組態成判定指示在基帶接收信號中失真成分量之關聯品質指標，該失真成分量係基於相依於基帶接收信號之信號與相依於基帶傳送信號之信號之間的最佳關聯與平均關聯之間的關係。
在範例16中，基帶傳送信號為數位信號且基帶接收信號為數位信號。
在範例17中，失真成分為二階交互調變失真成分。
範例18為包含根據範例1至17的任一者之接收器及傳送器的收發器。
在範例19中，範例18的收發器進一步包含耦合至接收器及至傳送器並組態成提供接收到的射頻信號給接收器之雙工器。
範例20為包含根據範例9的接收器、傳送器、及包含耦合至接收器及至傳送器並組態成提供接收到的射頻信號給接收器之雙工器的收發器，其中預先濾波器組態成利用複數個可選擇且可組態的轉移函數中相應於雙工器的轉移函數的一個轉移函數。
範例21為包含根據範例18至20的任一者之收發器的行動通訊裝置。
在範例22中，行動通訊裝置進一步包含耦合至收發器的至少一個天線元件。
範例23為一種用於降低關於在基帶接收信號中基帶 傳送信號的失真成分的手段，包含：用於判定失真成分的手段，包括用於使相依於基帶接收信號之信號與相依於基帶傳送信號之信號關聯的手段；以及使用已接收的射頻信號及基於用於判定失真成分的手段的關聯結果之複數個設定來提供基帶接收信號之手段。
在範例24中，複數個設定包含用於提供基帶接收信號之手段的偏電壓，且用於降低失真成分的手段組態成基於關聯結果調整偏電壓。
在範例25中，範例24的用於降低失真成分的手段之用於判定失真成分的手段組態成使相依於基帶接收信號之信號和相依於基帶傳送信號之信號迭代地關聯，且用於降低失真成分的手段組態成基於關聯結果迭代地調整結合器之偏電壓直到關聯結果滿足一條件。
在範例26中，用於判定失真成分的手段組態成使用相依於基帶傳送信號之信號的信號功率來正規化關聯結果。
在範例27中，關聯結果包括關聯之大小及正負號。
在範例28中，用於判定失真成分的手段進一步包含具有可組態之轉移函數的手段以及具有非線性轉移函數之手段，其中具有可組態之轉移函數的手段以及具有非線性轉移函數之手段組態成基於基帶傳送信號來提供相依於基帶傳送信號之信號。
在範例29中，具有可組態之轉移函數的手段包含組態成使用複合濾波器係數來濾波基帶傳送信號之手段。
在範例30中，範例28或29的用於降低失真成分的手段之具有可組態之轉移函數的手段組態成帶通濾波基帶傳送信號。
在範例31中，範例28、29、或30的用於降低失真成分的手段之具有可組態之轉移函數的手段包含複數個可選擇且可組態之轉移函數。
在範例32中，用於判定失真成分的手段進一步包含用於藉由相依於基帶傳送信號之信號的平均振幅修改相依於基帶傳送信號之信號的振幅之手段。
在範例33中，用於判定失真成分的手段進一步包含用於即時對準相依於基帶接收信號的信號與相依於基帶傳送信號的信號之手段，使得相依於基帶接收信號之信號內失真成分的表示及在相依於基帶傳送信號之信號內基帶傳送信號的相關表示同一時刻發生。
在範例34中，用於判定失真成分的手段進一步包含用於使用用於放大從基帶傳送信號所產生之射頻傳送信號的放大器之輸出功率來正規化相依於基帶傳送信號之信號的手段。
在範例35中，用於判定失真成分的手段進一步包含用於提供與基帶傳送信號的取樣率相同或不同之共同取樣率給相依於基帶傳送信號之信號的手段；以及用於提供該共同取樣率給相依於基帶接收信號的信號之手段。
在範例36中，用於判定失真成分的手段組態成判定指示在基帶接收信號中失真成分量之關聯品質指標，該失 真成分量係基於相依於基帶接收信號之信號與相依於基帶傳送信號之信號之間的最佳關聯與次佳關聯之間的關係。
在範例37中，範例23至35的任一者之用於降低失真成分的手段之用於判定失真成分的手段組態成判定指示在基帶接收信號中失真成分量之關聯品質指標，該失真成分量係基於相依於基帶接收信號之信號與相依於基帶傳送信號之信號之間的最佳關聯與平均關聯之間的關係。
在範例38中，基帶傳送信號為數位信號且基帶接收信號為數位信號。
在範例39中，失真成分為二階交互調變失真成分。
範例40為一種用於降低關於在基帶接收信號中基帶傳送信號的失真成分的方法，包含：使相依於基帶接收信號之信號與相依於基帶傳送信號之信號關聯；以及透過結合器使用已接收的射頻信號及基於關聯結果之複數個設定來提供基帶接收信號。
在範例41中，複數個設定包含結合器之偏電壓，且方法進一步包含基於關聯結果調整偏電壓。
在範例42中，迭代地執行該方法直到關聯結果滿足一條件。
在範例43中，方法進一步包含使用相依於基帶傳送信號之信號的信號功率來正規化關聯結果。
在範例44中，其中關聯結果包括關聯的大小及正負號。
在範例45中，方法進一步包含藉由下列步驟提供相 依於基帶傳送信號之信號：使用可組態之轉移函數來預先濾波基帶傳送信號；以及使用非線性轉移函數來處理基帶傳送信號。
在範例46中，範例40至44的任一者的方法進一步包含提供複數個可組態轉移函數；使用複數個可組態轉移函數來預先濾波基帶傳送信號；針對複數個可組態轉移函數的每一個判定一關聯結果；以及選擇具有與其相聯的具有最高關聯品質的關聯結果的可組態轉移函數。
在範例47中，在範例45或46的方法中預先濾波基帶傳送信號包含使用複合濾波器係數來濾波基帶傳送信號之手段。
在範例48中，在範例45、46、或47的方法中預先濾波基帶傳送信號包含帶通濾波基帶傳送信號。
在範例49中，方法進一步包含藉由相依於基帶傳送信號之信號的平均振幅修改相依於基帶傳送信號之信號的振幅。
在範例50中，方法進一步包含即時對準相依於基帶接收信號的信號與相依於基帶傳送信號的信號，使得相依於基帶接收信號之信號內失真成分的表示及在相依於基帶傳送信號之信號內基帶傳送信號的相關表示同一時刻發生。
在範例51中，方法進一步包含使用用於放大從基帶傳送信號所產生之射頻傳送信號的放大器之輸出功率來正規化相依於基帶傳送信號之信號。
在範例52中，方法進一步包含提供與基帶傳送信號的取樣率相同或不同之共同取樣率給相依於基帶傳送信號之信號；以及提供該共同取樣率給相依於基帶接收信號的信號。
在範例53中，方法進一步包含基於相依於基帶接收信號之信號與相依於基帶傳送信號之信號之間的最佳關聯與次佳關聯之間的關係來判定指示在基帶接收信號中失真成分量。
在範例54中，範例40至52的任一者之方法進一步包含基於相依於基帶接收信號之信號與相依於基帶傳送信號之信號之間的最佳關聯與平均關聯之間的關係來判定指示在基帶接收信號中失真成分量之關聯品質指標。
在範例55中，基帶傳送信號為數位信號且基帶接收信號為數位信號。
在範例56中，失真成分為二階交互調變失真成分。
範例57為一種具有儲存於其上之程式的電腦可讀取儲存媒體，該程式具有當在電腦或處理器上執行該程式時用於履行範例40至56的任一者所述之方法的程式碼。
範例58為一種電腦程式，其具有當在電腦或處理器上加以執行時用於履行範例40至56的任一者所述之方法的程式碼。
在此，一些範例欲涵蓋程式儲存裝置，例如，數位儲存媒體，其為機器或電腦可讀取且編碼機器可執行或電腦可執行的指令程式，其中指令履行上述方法的動作之一些 或全部。程式儲存裝置可例如為數位記憶體、諸如磁碟或磁帶的磁性儲存媒體、硬碟、或光學可讀取數位資料儲存媒體。進一步的範例也欲涵蓋經編程以履行上述方法的動作之電腦，或經編程以履行上述方法的動作之(現場)可編程邏輯陣列((F)PLA)或(現場)可編程閘陣列((F)PGA)。
說明及圖示僅解釋本公開之原理。故可理解到熟悉此技藝者能夠做出各種配置，其雖未在此明白說明或顯示，體現本公開的原理且包括在本公開的精神和範疇內。此外，在此所敘述的所有範例原則上明確地欲作為教學用，以幫助讀者了解本公開的原理及發明人為促進技術而貢獻的概念，且應視為不限於這種特別敘述的範例及條件。再者，敘述本公開之原理、態樣、及範例的所有陳述，還有其之特定範例，欲涵蓋其之等效者。
標示為「用於...之手段」的功能區塊(履行特定功能)應理解為包含分別組態成履行特定功能之電路的功能區塊。因此，「用於某事情之手段」也可理解為「組態成或適用於某事情之手段」。組態成履行某功能的手段因此不意味著這種手段絕對履行該功能(在一個給定的時間點)。
可透過專門硬體的使用來提供圖中所示的各種元件之功能，包括標為「手段」、「用於提供感測器信號之手段」、「用於產生傳送信號之手段」等等任何功能區塊，比如「信號提供器」、「信號處理單元」、「處理器」、 「控制器」等等，還有能夠與適當軟體相聯地執行軟體的硬體。此外，在此敘述為「手段」之任何實體可相應於或實施成「一或更多個模組」、「一或更多個裝置」、「一或更多個單元」等等。當由處理器提供時，可由單一專用處理器、由單一共享處理器、或由複數個個別的處理器(可共享其之一些)來提供這些功能。此外，名詞「處理器」或「控制器」的明確使用不應視為專指能夠執行軟體的硬體，且可隱含，但不限於，數位信號處理器(DSP)硬體、網路處理器、特殊應用積體電路(ASIC)、現場可編程閘陣列(FPGA)、用於儲存軟體的唯讀記憶體(ROM)、隨機存取記憶體(RAM)、及非依電性貯存。亦可包括其他傳統及/或客製化的硬體。
孰悉此技藝者應可認知到在此的任何區塊圖代表體現本公開之原理的說明性電路的概念圖。類似地，可認知到任何流程圖表、流程圖、狀態轉換圖、偽碼、及類似者代表可實質上在電腦可讀取媒體中表示並因此可被電腦或處理器執行的各種程序，無論是否明確顯示出這種電腦或處理器。
此外，下列申請專利範圍在此含括於詳細說明中，其中每一個請求項可獨立成立為一個個別的範例。雖每一個請求項可獨立成立為一個個別的範例，應注意到一雖然附屬項可在項中參照與一或更多個其他請求項的特定組合一其他範例亦可包括該附屬項與每一個其他附屬或獨立項之標的的組合。在此提出這種組合除非特別說明不意指特定 組合。另外，一條請求項的特徵也欲包括至任何其他獨立項，即便此請求項未對該獨立項作出直接依附。
進一步注意到在說明書中或在申請專利範圍中所揭露的方法可由具有用於履行該些方法的個別動作的各者之手段的裝置來加以實施。
此外，應了解到在說明書中或在申請專利範圍中多個動作或功能的揭露不應視為在該特定順序內。因此，多個動作或功能的揭露將不會限制它們於一個特定順序，除非因技術原因無法互換這些動作或功能。又，在一些範例中，單一個動作可包括或可分解成多個子動作。這種子動作可包括於並作為此單一動作之揭露的一部分，除非明確予以排除。

Claims (20)

  1. 一種用於降低關於在基帶接收信號(140)中基帶傳送信號(150)的失真成分的接收器(100)，包含：失真計電路(110)，其包括組態成使相依於該基帶接收信號(140)之信號和相依於該基帶傳送信號(150)之信號關聯的關聯電路(111)；以及組態成使用已接收的射頻信號(130)及基於該失真計(110)的關聯結果(160)之複數個設定來提供該基帶接收信號(140)的結合器電路(120)，其中該複數個設定包含該結合器電路(120)之偏電壓；以及其中該接收器(100)組態成基於該關聯結果(160)調整該偏電壓。
  2. 如申請專利範圍第1項所述之接收器，其中該關聯電路(111)組態成使相依於該基帶接收信號之該信號和相依於該基帶傳送信號之該信號迭代地關聯，且該接收器(100)組態成基於該關聯結果(160)迭代地調整該結合器電路(120)之該偏電壓直到該關聯結果(160)滿足一條件。
  3. 如申請專利範圍第1項所述之接收器，其中該失真計電路(110)組態成使用相依於該基帶傳送信號(150)之該信號的信號功率來正規化該關聯結果(160)。
  4. 如申請專利範圍第1項所述之接收器，其中該關聯結果(160)包括該關聯之大小及正負號。
  5. 如申請專利範圍第1項所述之接收器，其中該失真計電路(110)進一步包含：具有可組態之轉移函數的預先濾波器(112)；以及具有非線性轉移函數之處理電路(113)，其中該預先濾波器(112)及該處理電路(113)組態成基於該基帶傳送信號(150)來提供相依於該基帶傳送信號(150)之該信號。
  6. 如申請專利範圍第5項所述之接收器，其中該預先濾波器包含複數個可選擇且可組態之轉移函數。
  7. 如申請專利範圍第1項所述之接收器，其中該失真計電路(110)進一步包含組態成藉由相依於該基帶傳送信號(150)之該信號的平均振幅修改相依於該基帶傳送信號(150)之該信號的振幅之偏置校正電路(114)。
  8. 如申請專利範圍第1項所述之接收器，其中該失真計電路(110)進一步包含組態成使用用於放大從該基帶傳送信號(150)所產生之射頻傳送信號(151)的放大器(232)之輸出功率來正規化相依於該基帶傳送信號(150)之該信號的正規化電路(116)。
  9. 一種接收器，用於在基帶接收信號中降低關於基帶傳送信號的失真成分，該接收器包含：包含關聯電路的失真計電路，該關聯電路組態以將相依於該基火接收信號的信號與相依於該基帶傳送信號的信號關聯；以及結合器電路，組態以使用經接收的射頻信號和基於該 失真計之失真結果的複數個設定來提供該基帶接收信號，其中該失真計電路(110)組態成判定指示在該基帶接收信號(140)中該失真電路的量之關聯品質指標，該失真電路的量係基於相依於該基帶接收信號(140)之該信號與相依於該基帶傳送信號(150)之該信號之間的最佳關聯與次佳關聯之間的關係，或者其中該失真計電路(110)組態成判定指示在該基帶接收信號(140)中該失真電路的量之關聯品質指標，該失真電路的量係基於相依於該基帶接收信號(140)之該信號與相依於該基帶傳送信號(150)之該信號之間的最佳關聯與平均關聯之間的關係。
  10. 一種用於降低關於在基帶接收信號(140)中基帶傳送信號(150)的失真成分的方法，包含：使相依於該基帶接收信號(140)之信號與相依於該基帶傳送信號(150)之信號關聯；以及透過結合器電路(120)使用已接收的射頻信號(130)及基於關聯結果(160)之複數個設定來提供該基帶接收信號(140)，其中該複數個設定包含該結合器電路之偏電壓；以及其中該方法進一步包含基於該關聯結果(160)調整該偏電壓。
  11. 如申請專利範圍第10項所述之方法，其中迭代地執行該方法直到該關聯結果(160)滿足一條件。
  12. 如申請專利範圍第10項所述之方法，進一步包 含：使用相依於該基帶傳送信號(150)之該信號的信號功率來正規化該關聯結果。
  13. 如申請專利範圍第10項所述之方法，進一步包含：藉由下列步驟提供相依於該基帶傳送信號(150)之該信號：使用具有可組態轉移函數的濾波電路來預先濾波該基帶傳送信號(150)；以及使用包含非線性轉移函數的處理電路來處理該基帶傳送信號(150)。
  14. 如申請專利範圍第10項所述之方法，進一步包含：提供具有複數個可組態轉移函數的濾波電路；使用該濾波電路以該複數個可組態轉移函數來預先濾波該基帶傳送信號(150)；針對該複數個可組態轉移函數的每一個判定一關聯結果(160)；以及選擇具有與其相聯的具有最高關聯品質的該關聯結果(160)的該可組態轉移函數。
  15. 如申請專利範圍第10項所述之方法，進一步包含：藉由相依於該基帶傳送信號(150)之該信號的平均振幅修改相依於該基帶傳送信號(150)之該信號的振 幅。
  16. 如申請專利範圍第10項所述之方法，進一步包含：使用用於放大從該基帶傳送信號(150)所產生之射頻傳送信號(151)的放大器之輸出功率來正規化相依於該基帶傳送信號(150)之該信號。
  17. 如申請專利範圍第10項所述之方法，進一步包含：提供與該基帶傳送信號(150)之取樣率相同或不同的共同取樣率給相依於該基帶傳送信號(150)之該信號；以及提供該共同取樣率給相依於該基帶接收信號(140)之該信號。
  18. 如申請專利範圍第10項所述之方法，進一步包含：基於相依於該基帶接收信號(140)之該信號與相依於該基帶傳送信號(150)之該信號之間的最佳關聯與次佳關聯之間的關係來判定指示在該基帶接收信號(140)中該失真成分量之關聯品質指標。
  19. 如申請專利範圍第10項所述之方法，進一步包含：基於相依於該基帶接收信號(140)之該信號與相依於該基帶傳送信號(150)之該信號之間的最佳關聯與平均關聯之間的關係來判定指示在該基帶接收信號(140) 中該失真成分量之關聯品質指標。
  20. 一種關於在基帶接收信號中基帶傳送信號的失真降低電路，包含：用於判定該失真成分的機構，包括用於使相依於該基帶接收信號之信號與相依於該基帶傳送信號之信號關聯的機構；以及使用該已接收的射頻信號及基於用於判定該失真成分的該機構的關聯結果之複數個設定來提供該基帶接收信號之機構，其中該複數個設定包含用於提供該基帶接收信號之該機構的偏電壓；以及其中用於降低失真成分的該機構組態成基於該關聯結果調整該偏電壓。
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Families Citing this family (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
DE102015110273A1 (de) * 2015-06-25 2016-12-29 Intel IP Corporation Ein Empfänger und ein Verfahren zum Reduzieren einer Verzerrungskomponente innerhalb eines Basisbandempfangssignals
US10469187B2 (en) * 2017-08-16 2019-11-05 Keysight Technologies, Inc. Systems and methods for detecting passive inter-modulation (PIM) interference in cellular networks
WO2019045729A1 (en) * 2017-08-31 2019-03-07 Intel IP Corporation METHOD AND APPARATUS FOR CALIBRATION IIP2
CN112954745B (zh) * 2019-12-10 2023-04-28 成都鼎桥通信技术有限公司 一种宽窄双模集群终端及其模式切换方法和装置

Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US6259402B1 (en) * 1999-05-26 2001-07-10 Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha GPS receiver suspending correlation value calculation process for time period corresponding to condition of received signal
US20080198948A1 (en) * 2007-02-20 2008-08-21 Haiyun Tang Combined sensing methods for cognitive radio
US8249540B1 (en) * 2008-08-07 2012-08-21 Hypres, Inc. Two stage radio frequency interference cancellation system and method

Family Cites Families (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US5787128A (en) * 1995-12-22 1998-07-28 Motorola, Inc. Nonlinear signal correlator and method therefor
US6515712B1 (en) * 1999-07-31 2003-02-04 Lg Information & Communications, Ltd. Signal distortion compensating apparatus and method in digital TV translator
US6975672B2 (en) * 2001-01-08 2005-12-13 Ericsson Inc. Apparatus and methods for intersymbol interference compensation in spread spectrum communications
US7876867B2 (en) 2006-08-08 2011-01-25 Qualcomm Incorporated Intermodulation distortion detection and mitigation
US8060043B2 (en) * 2008-10-09 2011-11-15 Freescale Semiconductor Adaptive IIP2 calibration
US8422540B1 (en) * 2012-06-21 2013-04-16 CBF Networks, Inc. Intelligent backhaul radio with zero division duplexing

Patent Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US6259402B1 (en) * 1999-05-26 2001-07-10 Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha GPS receiver suspending correlation value calculation process for time period corresponding to condition of received signal
US20080198948A1 (en) * 2007-02-20 2008-08-21 Haiyun Tang Combined sensing methods for cognitive radio
US8249540B1 (en) * 2008-08-07 2012-08-21 Hypres, Inc. Two stage radio frequency interference cancellation system and method

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