CN104883197A - 无源互调干扰的保持服务的监测和消除 - Google Patents

Abstract

一种耦合于天线的收发机，包括：(a)多端口滤波器，其具有耦合于该天线的双向端口、至少一个输入端口和至少一个输出端口；(b)发送数据通路，其接收传输信号并通过多端口滤波器提供传输信号以便由天线进行传输，该发送数据通路耦合于多端口滤波器的输入端口；(c)接收数据通路，其从天线接收接收信号，该接收数据通路耦合于多端口滤波器的输出端口；(d)耦合于天线的带通滤波器，用于接收包括外部信号、传输信号和接收信号中的两个或更多个信号之间的互调分量的采样信号；以及(e)监测和消除电路，其接收传输信号、接收信号和采样信号以消除互调分量。

Description

无源互调干扰的保持服务的监测和消除

技术领域

本发明涉及一种无线通信系统的收发两用机。具体地，本发明涉及无线通信系统的收发两用机中的无源互调干扰的消除。

背景技术

在无线基站中，上行链路频带内的不良干扰信号可能会严重劣化上行链路接收机的灵敏度。图1是使用频分双工(FDD)的无线通信系统中的基站100的框图，其中，基站100在下行链路发射机102与上行链路接收机103之间共享天线101。如图1所示，双工器104是使反向接收机信号110与前向发射机信号111隔离的三端口射频(RF)滤波器。功率放大器(PA)105提供的前向发射机信号111通常是高功率RF信号。天线101将发射机信号101从双工器104发送至自由空间。被劣化的天线组件中的非线性接点(例如连接器)和天线101附近的生锈物件(例如金属栅栏)引入了反向(即，返回接收机102)的无源互调(PIM)干扰。PIM现象因而也被称为“锈螺栓现象(rusty bolt effect)”，并已被无线产业认为是一个困难和复杂的问题。

可以在天线安装期间，利用当前可用的仪器，使用高功率、双音信号对PIM干扰进行检测。然而，PIM问题通常只在安装几年之后由于逐渐劣化才浮现出来。执行基于仪器的PIM检测会中断服务。此外，当基站已经开始服务时，仪器测试可能是不允许的，这是因为PIM测试在未许可给服务提供商的频段中向自由空间发送高功率RF信号。

发明内容

根据本发明的一个实施例，一种耦合于天线的收发机，包括：(a)多端口滤波器，其具有耦合于该天线的双向端口、至少一个输入端口和至少一个输出端口；(b)发送数据通路，其接收传输信号并通过多端口滤波器提供传输信号以便由天线进行传输，该发送数据通路耦合于多端口滤波器的输入端口；(c)接收数据通路，其从天线接收接收信号，该接收数据通路耦合于多端口滤波器的输出端口；(d)耦合于天线的带通滤波器，用于接收包括外部信号、传输信号和接收信号中的两个或更多个信号之间的互调分量的采样信号；以及(e)监测和消除电路，其接收传输信号、接收信号和采样信号以消除互调分量。

根据本发明的一个实施例，互调分量可以是传输信号与接收信号之间的或者外部信号与传输信号之间的互调。外部信号可以具有与传输信号的预定频带一致的频率分量，或者外部与传输信号可以具有不同的非交迭频带。

根据本发明的一个实施例，采样信号可以通过与多端口滤波器的双向端口进行联接或与多端口滤波器的输入端口进行联接的耦合器来获得。或者，采样信号通过多端口滤波器的第二输出端口来获得。

根据本发明的一个实施例，发送数据通路可以包括峰值因子缩减处理器。该发送数据通路可以包括：(i)将传输信号变换为RF信号的数字至RF的变换器；(ii)提供经预失真的RF信号的模拟线性化器；以及(iii)用于放大经预失真的RF信号以便由天线进行传输的功率放大器。或者，发送数据通路可以包括(i)接收传输信号以提供经预失真的传输信号的数字信号处理器；(ii)将经预失真的传输信号变换为RF信号的数字至RF的变换器；以及(iii)用于放大RF信号以便由天线进行传输的功率放大器。

根据本发明的一个实施例，监测和消除电路包括互调消除电路，其对互调分量中的非线性进行建模。在一些实施例中，根据多项式函数来对非线性进行建模。在一些实施例中，根据有理近似技术来对非线性进行建模。互调消除电路可以包括用于使传输信号、接收信号和采样信号中的至少两个信号在时间上对齐的延迟单元。互调消除电路可以包括低通滤波器和一个或多个本地振荡器。在一个实施例中，本地振荡器中的一个具有与上行链路-下行链路频率间隔相对应的频率。在另一个实施例中，本地振荡器具有与传输信号与外部信号之间的间隔相对应的频率。

根据本发明的一个实施例，互调消除电路根据一组自适应调整的参数来操作。互调消除电路的参数是基于成本函数的最小化来调整的。可以根据均方误差准则或者误差信号或其频谱的加权均方来使成本函数最小化。或者，可以根据信号质量品质因数来使成本函数最小化。信号质量品质因数与信号干扰比或误差向量幅度相对应。

通过对以下详细描述和附图进行考虑可以更好地理解本发明。

附图说明

图1是使用频分双工(FDD)的无线通信系统中的基站100的框图，其中，基站100在下行链路发射机102与上行链路接收机103之间共享天线101。

图2是根据本发明的实施例的支持PIM监测和消除的FDD模式无线收发机系统200的框图。

图3是根据本发明的一个实施例的PIM监测和消除子系统208的框图。

图4根据本发明的一个实施例示出了PIM消除器302的一般实施方式。

图5示出了按照测量和两个分析模型的、根据具有平衡的双音输入的SMC连接器的平均输入功率的三阶PIM功率的变化。

图6是用于无记忆非线性模型的数字电路600的原理图。

图7根据本发明的一个实施例示出了PIM消除器700，其是PIM消除器302的一种实施方式。

图8根据本发明的一个实施例示出了电路800，其是图7的PIM消除器700的A类PIM模型701的一种实施方式。

图9根据本发明的一个实施例示出了电路900和950，其提供了图7的PIM消除器700的B/C类PIM模型702的一种实施方式。

图10根据本发明的一个实施例示出了B类PIM模型中的无线收发机系统1000，其使用放置在PA与终端双工器之间的耦合器来抽取外部信号。

图11根据本发明的一个实施例示出了在C类PIM模型中使用具有三工器的无线收发机系统1100，这是由于本机信号和外部信号在不同的下行链路频带处。

图12根据本发明的一个实施例示出了使用数字预失真技术以使功率放大器线性化的无线收发机系统1200。

在附图中，类似的元素被指派类似的参考标号。

具体实施方式

本发明者认识到，在FDD系统中，至少存在三类PIM干扰。第一类，即“A类PIM干扰”，是由在非线性接点处的PA输出信号的自混合导致的。在本详细描述中，BW表示期望的收发机信号的带宽，而f_R表示下行链路/上行链路频率间隔。例如，在按照3GPP长期演进(LTE)的2#频带操作的基站中，其下行链路频率范围是1930～1990MHz，上行链路频率范围是1850～1910MHz，f_R＝80MHz且BW≤60MHz。因而，在该系统中，当条件BW＞f_R/(m+1)满足时，(2m+1)阶互调落入接收机频带。在这样的系统中，对于具有相对大的带宽和相对小的下行链路/上行链路间隔的FDD频带而言，A类PIM是有问题的。

在PIM现象的不同阶中，三阶现象具有最高互调功率。下表示出了三阶PIM可以发生的LTE频带(如3GPP TS36.104中定义的)。

表1

由于来自附近天线的外部信号凭借天线间耦合馈入本机天线，因此可能由本机PA输出信号与外部信号之间的非线性交互而导致PIM。“B类PIM干扰”在本机PA输出信号和外部信号占用相同下行链路频带的不同部分时发生。上面表1示出的LTE频带容易受到B类PIM干扰的影响。

“C类PIM干扰”在本机PA输出信号和外部信号属于不同的下行链路频带时发生。表2示出了可能具有归于三阶PIM的C类PIM干扰的FDD模式LTE频带的列表。例如，LTE 4#下行链路频带(2110～2155MHz)与2#频带(1930～1990MHz)之间的三阶PIM可能落入4#上行链路频带(1710～1755MHz)中。减小本机PA信号的带宽可以抑制A类PIM干扰，但是对B类和C类PIM干扰具有极小或没有影响。

表2

本发明通过提供PIM监测和消除来减轻PIM干扰。图2是根据本发明的实施例的支持PIM监测和消除的FDD模式无线收发机系统200的框图。如图2所示，系统200包括数字基带集成电路201(“BBIC”)，其执行基带信号数据处理。混合信号收发机集成电路202与数字处理域和RF或模拟信号域对接。混合信号收发机集成电路202包括具有峰值因子缩减(crest-factorreduction，CFR)处理器203的发射机部分，其中，CFR处理器203在数字至RF的上变换器204之后。适合于在CFR处理器203中实现的峰值因子缩减方法的例子可以在于2013年5月17日提交的、序列号为13/897,119，题目为“Crest Factor Reduction for Band-Limited Multi-Carrier Signals”的共同未决的美国专利申请中找到。该‘719申请的全部公开内容故以引用方式并入本申请。可以通过RF域中的预失真技术或基带中的数字预失真技术使功率放大器(PA)207线性化。图2示出了RF功率放大器线性化器(RFPAL)205，其将预失真技术应用于RF信号以使功率放大器207线性化。RFPAL205使用加利福尼亚洲圣塔克拉拉的新泰拉网络公司开发的技术。如图2所示，PA 207的线性化信号被提供给双工器210，然后通过天线211发送至自由空间。

在图2中，天线211也被用于从自由空间接收RF信号给混合信号收发机集成电路202。将被接收至混合信号收发机集成电路202的接收机部分的RF信号通过低噪声放大器(LNA)209适当放大后，由双工器210转发给RF至数字的下变换器206。RF至数字的变换器206提供由r(t)表示的复值数字信号作为输出。被称为接收信号的信号r(t)包含期望的信号分量，以及叠加的PIM干扰。例如，B类或C类PIM干扰可能由于PA输出信号241与外部信号交互而呈现。外部信号可能馈入朝向混合信号收发机集成电路202的天线211。在图2中，放置在双工器204的输出端口与天线211的输入端口之间的耦合器212提供天线反向信号的拷贝。例如，耦合器212的耦合率可以是20～30dB。带通滤波器(BPF)213抑制不期望的频率分量(例如，发射机102的频带中的天线反射)，但保留从外部信号耦合的PIM干扰。混合信号收发机集成电路202还包括PIM监测和消除子系统208，其接收：(i)来自CFR处理器203的发送信号s(t)、(ii)RF至数字的下变换器206的接收信号r(t)、(iii)来自BPF 213的输出端子的、经滤波的反向信号以及(iv)来自数字基带集成电路201的控制信号QoS(“信号质量”)。在消除PIM干扰之后，输出信号y(t)被传递到数字基带集成电路201。

图3是根据本发明的一个实施例的PIM监测和消除子系统208的框图。如图3所示，PIM监测和消除子系统208包括RF至数字的下变换器301，其将BPF 213的经滤波的反向信号变换为由x(t)表示的复值数字信号(“经下变换的反向信号”)。因而，天线反向信号中不期望的频率分量首先通过BPF 213的RF域滤波去除，然后通过RF至数字的下变换器301中的模拟滤波、数字滤波或两者去除。PIM消除器302是数字处理器，其接收发送信号s(t)、接收信号r(t)和经下变换的反向信号x(t)，这些信号都是复值数字输入信号。如图3所示，在参数适配电路303中，基于QoS信号来自适应调整PIM消除器302的参数，以达到在目前操作条件下的最佳PIM消除性能。

图4根据本发明的一个实施例示出了PIM消除器302的一般实施方式400。在图4中，τ_s延迟块401、τ_x延迟块402和τ_r延迟块403是整数采样延迟，G_i(.)块408-i是PIM源的n个无记忆非线性模型中的第i个，并且δ_i延迟块404-i，d_i延迟块405-i，c_i块406-i和求和器407-i形成用于获得分数延迟的n个插值FIR滤波器中的第i个。c_i块406-i是n个复数增益中的第i个。LPF块412是用作信道滤波器的低通滤波器。数字本地振荡器410具有频率f_R，其是下行链路-上行链路频率间隔(即，针对将要接收的信号与将要发送的信号之间的互调)。数字本地振荡器415具有频率f_x，其是外部-发送频率间隔(即，针对正在发送的信号与外部信号之间的互调)。因此，PIM消除器302的输出信号y(t)可以被表达为：

$y\left(t\right)=r(t-{\mathrm{\τ}}_r)+\mathrm{LPF}\left\{e^{j2\mathrm{\π}{f}_{R}t}{\mathrm{\Σ}}_{i=1}^n{G}_i(s(t-{\mathrm{\τ}}_S-{\mathrm{\δ}}_i)+c_i{e}^{j2\mathrm{\π}{f}_{X}t}x(t-{\mathrm{\τ}}_X-d_i))\right\}---\left(1\right)$

传统的奇阶多项式模型往往不足以提供PIM源非线性的良好建模。根据本发明，提供了两种建模方法来对PIM源非线性进行建模。在第一种方法，即有理近似模型中，PIM源非线性被表达为：

$G_i\left(z\right)=\frac{a_i{\left|z\right|}^{2}z}{1+\frac{{\mathrm{\ϵ}}_i\left|z\right|}{1-{\mathrm{\μ}}_i\left|z\right|}}---\left(2\right)$

其中，z表示PIM源非线性模型的复值输入，a_i是复值参数，ε_i和μ_i是非负实值参数(通常，μ_i/ε_i＜0.05)。或者，在第2种方法，即三阶和四阶多项式模型中，PIM非线性被表达为：

G_i(z)＝a_i|z|²z+b_i|z|³z    (3)

其中，a_i和b_i是复值参数。

图5示出了按照测量和两个分析模型的、根据具有平衡的双音输入的SMC连接器的平均输入功率的三阶PIM功率的变化。即使对于这样的具有-65dBm的PIM功率(输入为43dBm)的最坏情况的连接器，有理近似模型(图5中2#模型)也是令人惊讶的准确。当PIM功率低于-85dBm时，三阶和四阶多项式模型(1#模型)是适用的。

图6是用于无记忆非线性模型的数字电路600原理图。如图6所示，包络电路601提供复数输入值z的包络，其用于通过查找表(LUT)603获得按照所实现的模型的非线性值。PIM非线性G_i(z)是在复数乘法器602中计算的输入值z与来自LUT 603的模型值之间的复数乘积。LUT 603被编程为对于实现的非线性模型保持预计算值。

图7根据本发明的一个实施例示出了PIM消除器700，其是PIM消除器302一种实施方式。在PIM消除器700中，A类干扰和B类干扰或C类干扰在A类PIM模型701和B/C类PIM模型702中被消除。

图8根据本发明的一个实施例示出了电路800，其是图7的A类PIM模型701的一种实施方式。电路800是图4的电路400的特殊化实施方式，特别用于A类PIM干扰。电路800假定有2个PIM源。采用有理近似非线性模型，B₁(.)和B₂(.)的无记忆非线性提供：

$\begin{array}{cc}{B}_1\left(x\right)=\frac{{\left|x\right|}^{2}x}{1+\frac{{\mathrm{\ϵ}}_1\left|x\right|}{1-{\mathrm{\μ}}_1\left|x\right|}},& B_2\left(x\right)=\frac{{\left|x\right|}^{2}x}{1+\frac{{\mathrm{\ϵ}}_2\left|x\right|}{1-{\mathrm{\μ}}_2\left|x\right|}}\end{array}---\left(4\right)$

或者，采用三阶和四阶多项式模型，B₁(.)和B₂(.)的无记忆非线性可以是：

B₁(x)＝|x|²x，B₂(x)＝|x|³x    (5)

图9根据本发明的一个实施例示出了电路900和950，其提供了图7的PIM消除器700中的B/C类PIM模型702的一种实施方式。在电路900和950中，仅考虑了发送信号与外部信号之间的三阶互调。在这个实施例中，电路900PIM针对在f_x≈f_R时发生的干扰，而电路950针对在f_x≈f_R/2时发生的干扰。本发明者认识到，PIM干扰经常在f_x≈f_R和f_x≈f_R/2时发生。如图9(a)所示，为了隔离f_x≈f_R时的干扰，数字本地振荡器907被设置为频率Δf＝f_R-f_X。类似地，为了隔离f_x≈f_R/2时的干扰，数字本地振荡器957被设置为频率Δf＝f_R-2f_X。

使用监测和可调控制参数可以自适应地控制本发明的PIM消除器。例如，自适应控制技术通过优化成本函数来调整控制参数。例如在于2012年3月13日颁发的题为“Method and Apparatus to Optimize Adaptive Radio-Frequency Systems”的美国专利8,136,081中公开了适用的自适应控制技术的一个例子。该‘081专利的全部公开内容故以引用方式并入本申请。例如，在一个实施例中，可以使用两种方法中的一种来构造成本函数。

第一种方法采用PIM消除器的输出信号y(t)作为参数识别的误差信号，并按照均方误差(MSE)使误差信号y(t)最小化。例如，成本函数可以是PIM消除器的输出信号的平均功率(即传统的MSE)，或误差信号的加权均方∫W(f)Y(f)df，其中，Y(f)是误差信号y(t)的功率谱，W(f)是频谱窗。

或者，按照第二种方法，成本函数可以是通过在BBIC中对PIM消除器的输出信号进行解调所获得的信号质量(QoS)，例如，参考符号的误差向量幅度(EVM)或信号干扰比。例如，在图2中，基带处理器201基于PIM消除器208的输出误差信号y(t)来提供QoS信号。

另外，在用于PIM消除器700(图7)的A类PIM模型702(图8)中，最小均方(LMS)算法为复值FIR系数提供适配方法。LMS算法利用PIM消除器的输出信号与FIR抽头输出信号之间的相关性来调整相应的FIR系数。在B类PIM模型(例如，图9的电路900)中，其中，互调发生在位于相同的下行链路频带内的本机发送信号和外部信号之间，如图10的无线收发机系统1000所示，外部信号可以通过放置在PA与终端双工器之间的耦合器抽取。

在C类PIM模型中，因本机信号和外部信号在不同的下行链路频带处，故可以使用三工器以在两个不同频带中提供反向信号。图11示出了系统，其中，三工器1101包括用于分别在上行链路接收机频带和外部信号频带中提取信号的接收端口。

本发明的PIM监测和消除方法适用于收发机系统，其中，通过数字预失真(DPD)技术使PA线性化。图12根据本发明的一个实施例示出了使用数字预失真技术以使功率放大器线性化的无线收发机系统1200。例如，在于2014年1月28日提交的、题目为“Adaptively Controlled Digital Pre-distortion in an RF PowerAmplifier Using an Integrated Signal Analyzer with Enhanced Analog-to-DigitalConversion”的、序列号为14/166,422的共同未决美国专利申请中公开了适用于无线收发机系统1200的数字预失真技术。该‘422专利申请的全部公开内容故以引用方式并入本申请。利用该‘422专利申请中公开的技术，DPD子系统1202中的数据处理器是非常低功率的并占有极少的芯片面积。因此，DPD子系统1202可以被容易地集成在混合信号收发机集成电路1203上。DPD子系统1202的参数可以由信号分析仪1201来控制。信号分析仪1201不需要被集成在混合信号收发机集成电路1203上，这是由于用于PA监测的模数转换器与在上行链路接收中使用的模数转换器具有非常不同的要求。

提供上面的详细描述以说明本发明的具体实施例，并无意限制。本发明范围内的众多修改和变化是可能的。在所附权利要求中阐述了本发明。

Claims (28)

1.一种耦合于天线的收发机，包括：

多端口滤波器，具有耦合于所述天线的双向端口、至少一个输入端口和至少一个输出端口；

发送数据通路，接收传输信号并通过所述多端口滤波器提供所述传输信号以便由所述天线进行传输，所述发送数据通路耦合于所述多端口滤波器的所述输入端口；

接收数据通路，从所述天线接收接收信号，所述接收数据通路耦合于所述多端口滤波器的所述输出端口；

耦合于所述天线的带通滤波器，用于接收包括外部信号、所述传输信号和所述接收信号中的两个或更多个信号之间的互调分量的采样信号；以及

监测和消除电路，接收所述传输信号、所述接收信号和所述采样信号以消除所述互调分量。

2.如权利要求1所述的收发机，其中，所述互调分量包括所述传输信号与所述接收信号之间的互调。

3.如权利要求1所述的收发机，其中，所述互调分量包括所述外部信号与所述传输信号之间的互调。

4.如权利要求3所述的收发机，其中，所述外部信号具有与所述传输信号的预定频带一致的频率分量。

5.如权利要求1所述的收发机，其中，所述外部信号与所述传输信号具有不同的频带。

6.如权利要求1所述的收发机，还包括：

与所述多端口滤波器的所述双向端口进行联接的耦合器，用于向所述带通滤波器提供所述采样信号。

7.如权利要求1所述的收发机，还包括：

与所述多端口滤波器的所述输入端口进行联接的耦合器，用于向所述带通滤波器提供所述采样信号。

8.如权利要求1所述的收发机，其中，所述多端口包括向所述带通滤波器提供所述采样信号的第二输出端口。

9.如权利要求1所述的收发机，其中，所述发送数据通路包括峰值因子缩减处理器。

10.如权利要求1所述的收发机，其中，所述发送数据通路包括：

数字至RF的变换器，将所述传输信号变换为RF信号；

模拟线性化器，用于提供经预失真的RF信号；以及

功率放大器，用于放大所述经预失真的RF信号以便由所述天线进行传输。

11.如权利要求1所述的收发机，其中，所述发送数据通路包括：

数字信号处理器，接收所述传输信号以提供经预失真的传输信号；

数字至RF的变换器，将所述经预失真的传输信号变换为RF信号；以及

功率放大器，用于放大所述RF信号以便由所述天线进行传输。

12.如权利要求1所述的收发机，其中，所述接收数据通路包括：

RF至数字的转换器，将所述接收信号变换为数字形式。

13.如权利要求12所述的收发机，其中，所述监测和消除电路包括：

第二RF至数字的变换器，将所述采样信号变换为数字形式。

14.如权利要求13所述的收发机，其中，所述监测和消除电路还包括互调消除电路。

15.如权利要求14所述的收发机，其中，所述互调消除电路包括：对所述互调分量中的非线性进行建模的电路。

16.如权利要求15所述的收发机，其中，根据多项式函数来对所述非线性进行建模。

17.如权利要求15所述的收发机，其中，根据有理近似技术来对所述非线性进行建模。

18.如权利要求14所述的收发机，其中，所述互调消除电路还包括：

延迟单元，用于使所述传输信号、所述接收信号和所述采样信号中的至少两个信号在时间上对齐。

19.如权利要求14所述的收发机，还包括低通滤波器。

20.如权利要求14所述的收发机，还包括本地振荡器。

21.如权利要求20所述的收发机，其中，所述本地振荡器具有与上行链路-下行链路频率间隔相对应的频率。

22.如权利要求20所述的收发机，其中，所述本地振荡器具有与所述传输信号与所述外部信号之间的间隔相对应的频率。

23.如权利要求14所述的收发机，其中，所述互调消除电路根据一组自适应调整的参数来操作。

24.如权利要求23所述的收发机，其中，所述互调消除电路的所述参数是基于成本函数的最小化来调整的。

25.如权利要求24所述的收发机，其中，根据均方误差准则或者误差信号或其频谱的加权均方来使所述成本函数最小化。

26.如权利要求24所述的收发机，其中，根据信号质量品质因数来使所述成本函数最小化。

27.如权利要求26所述的收发机，其中，所述信号质量品质因数与信号干扰比相对应。

28.如权利要求26所述的收发机，其中，所述信号质量品质因数与误差向量幅度相对应。