CN112994653A - 镜像抑制补偿方法、电路、接收器设备与计算机程序产品 - Google Patents

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Abstract

本公开的各实施例涉及镜像抑制补偿方法、电路、接收器设备与计算机程序产品。输入信号具有期望信号分量和叠加在期望信号分量上的干扰信号分量。干扰分量估计处理被应用于输入信号，作为结果获得经滤波的信号，经滤波的信号包括经滤波的数据样本序列。从输入信号中减去经滤波的信号，其中作为结果获得包括输出数据样本序列的输出信号。干扰分量估计处理将共轭处理应用于输入信号，其中提供输入信号的共轭版本。使用自适应处理系数来计算自适应信号处理系数，并且自适应信号处理被应用于输入信号的共轭版本。

Description

镜像抑制补偿方法、电路、接收器设备与计算机程序产品
技术领域
本说明书涉及一种用于宽带无线电通信接收器的信号处理方法和接收器架构。具体地，本说明书涉及补偿由接收器I/Q不平衡生成的干扰，特别是针对宽带信号的接收生成的干扰。
一个或多个实施例可以被应用于例如地面广播无线电接收器、卫星广播无线电接收器、GNSS接收器等。
背景技术
通过使用外差架构来接收射频信道受到所谓的镜像信号的干扰的影响。
例如，无线电接收器架构，尤其是基于外差技术并且在射频前端(简称RFFE)中采用I/Q混频器以调谐至射频(简称RF)信道的无线电接收器架构可能会受到寄生效应的影响：由于通过I/Q不平衡产生的串扰，所谓的镜像波段的经衰减的副本可能会重叠在期望信号带上，从而导致镜像副本的可能超过可接受水平的降级性能的带内水平。
RFFE是已知的设备，其可以具有：内部电路装置元件，被配置为：响应于RF(射频)信号xRF(t)的接收来生成和/或处理所谓的同相I信号和正交Q信号；RFFE，被配置为将信号分量下变频到适当的中频(IF)ωIF，该信号分量的频谱通过调制被放置在RF频率ωRF处的载波而传输，该RF频率ωRF可以与在RF信号xRF(t)内所期望的信道的标称频率有关，该中频(IF)ωIF可以是正的、负的，或者在直接下变频应用中还可以是0Hz。
例如，如图1所示，常规的RFFE接收器组件10可以包括：
-输入节点xRF，被配置为接收RF信号xRF(t)，例如，承载(用户)数据的多个信道，
-阻抗匹配元件11，耦合到低噪声放大器(简称LNA)12，以及
-模拟I/Q下变频器13，包括：
a)第一下变频器支路13I，包括第一RF-IF混频器14I和第一IF低通滤波器16I，第一RF-IF混频器14I耦合到第一IF低通滤波器16I，
b)第二下变频器支路13Q，包括第二RF-IF混频器14Q和第二IF低通滤波器16Q，第二RF-IF混频器14Q耦合到第二IF低通滤波器16Q。
可以包括相应的混频和滤波级的第一下变频器支路13I和第二下变频器支路13Q可以被配置为对RF信号xRF(t)和本地振荡器(LO)信号xLO(t)分量I或Q分别应用混频处理14I或14Q，混频处理14I、14Q之后跟着分别低通滤波处理16I或16Q。
如上所述，可以将这种本地振荡器(LO)信号xLO(t)建模为分成具有频率ωLO＝ωRF-ωIF的相应的I/Q分量，相应的I/Q分量在时间域中可以分别表示为：
xLO，I(t)＝Re[xLO(t)]
xLO，Q(t)＝Im[xLO(t)]
作为混频处理和低通滤波的结果，可以生成经下变频的信号xIF(t)，经下变频的信号xIF(t)具有可以如下表示的相应的1分量与Q分量：
xIF，I(t)＝Re[xIF(t)]
xIF，Q(t)＝Im[xIF(t)]
注意，根据用于中频ωLO的值，相对于RF频率ωRF，振荡器频率ωLO可以较低(低侧注入)、较高(高侧注入)或相等(直接下变频)。
因此，RFFE接收器10被调谐以收集RF信号xRF(t)。然而，模拟下变频器支路13I、13Q可以具有差分DC偏移、增益和正交相位误差。例如，当在以下项之间存在不匹配时，IF和基带信号可能会被损坏：
-用于(模拟)下变频器13的支路13I、13Q的RF-IF混频器14I和14Q的两个本地振荡器信号的增益，和/或
-它们相对于正交条件的相位，和/或
-相对于第二下变频器支路13Q的相应元件16Q，第一下变频器支路13I的任何IF元件16I(放大器、低通滤波器、模数转换器的模拟部分)。
针对这种不平衡问题的现有解决方案可以包括：在宽带接收器输入端应用特定训练序列，以及在宽带接收器的启动/操作之前针对接收器运行校准算法。例如，由于高的实施成本，这样的解决方案无论如何都可能难以实施，并且可能仅促进次优结果。例如，校准参数评估可以采用数字信号处理器(DSP)，并且很难找到并且生成适当的训练序列。
如上所述，由于通常难以获得最优参数设置，因此采用训练信号的解决方案可以部分地校准设备。
采用训练序列的解决方案的另一缺点是：在电子晶圆分选(EWS)阶段处采用这样的序列以便正确地校准接收器，或者在设备的最终测试期间在操作之前的应用级别采用这样的序列以便正确地校准接收器。校准操作可能会是耗时的，从而增加了EWS或最终测试阶段的成本。客户可能宁愿避免在应用级别处应用校准阶段。
发明内容
在一个实施例中，一种方法包括：接收输入信号，输入信号包括输入数据样本的至少一个序列，输入数据样本之间由采样周期隔开，输入信号包括期望信号分量以及叠加在期望信号分量上的干扰信号分量；将干扰分量估计处理应用于所述输入信号，作为结果获得经滤波的信号，经滤波的信号包括经滤波的数据样本序列；以及从所述输入信号中减去所述经滤波的信号，并且作为结果获得包括输出数据样本序列的输出信号。干扰分量估计处理包括：将共轭处理应用于所述输入信号，提供所述输入信号的共轭版本；计算至少一个自适应信号处理系数值；以及使用至少一个自适应处理系数来将自适应信号处理应用于所述输入信号的所述共轭版本。计算至少一个自适应信号处理系数值包括：在输出信号的所述输出数据样本序列与输出信号的所述输出数据样本序列的共轭版本之间执行相关处理，并且作为结果获得剩余相关估计序列；以及将积分处理应用于所提供的所述剩余相关估计序列，所述积分处理使用积分步骤参数和至少一个起点参数，作为应用所述积分处理的结果，获得至少一个经计算的自适应信号处理系数。在一个实施例中，应用自适应信号处理包括应用从以下项中选择出的处理：自适应乘法处理，具有等于所述至少一个经计算的自适应信号处理系数的至少一个倍增因子；以及自适应有限脉冲响应FIR滤波处理，所述自适应FIR滤波处理包括：计算被包括在所述输入信号中的在所述输入数据样本序列中的数据样本的共轭版本的加权和，使用所述至少一个自适应处理系数作为所述加权和的权重。在一个实施例中，自适应FIR滤波处理包括：以有关的延迟值子集，将所述至少一个自适应处理系数应用于属于FIR的输入延迟线的元件的子集；以及执行相关处理和应用积分处理分别包括：以所述有关的延迟值子集中的延迟值来计算和积分剩余相关估计。在一个实施例中，自适应FIR滤波系数被应用于属于FIR的所述输入延迟线的元件的梳形部，该梳形部包括Nd数目个延迟元件，延迟元件具有等于所述采样周期乘以因子d的距离值。在一个实施例中，距离值超过所述采样周期的十倍。在一个实施例中，在应用所述自适应信号处理中，在所述自适应乘法处理与所述自适应FIR滤波处理之间进行选择包括：提供第一自适应信号处理配置寄存器，被配置为存储第一值或第二值；以及根据存储在所述第一自适应信号处理配置寄存器中的所述第一值或所述第二值，相应地在应用所述自适应乘法处理或应用所述自适应FIR滤波处理中的一项之间进行选择。在一个实施例中，方法包括：提供至少一个配置寄存器，被配置为存储在延迟线的延迟元件集合中的延迟元件的索引；以及根据存储在至少一个配置寄存器中的所述索引，选择在延迟线的延迟元件集合中的延迟元件子集。在一个实施例中，应用积分处理包括：将回路滤波器处理应用于所提供的所述剩余相关估计序列。在一个实施例中，应用积分处理包括：提供第一积分参数寄存器，被配置为存储所述积分步骤参数的值；提供第二积分参数寄存器和第三积分参数寄存器，第二积分参数寄存器被配置为存储所述至少一个起点参数的值，第三积分参数寄存器被配置为存储如下的值，该值指示是否激活所述积分处理以使用所述至少一个起点参数的所述值；或者以上两项的组合。在一个实施例中，计算所述至少一个自适应处理系数的至少一个值包括：将自动增益控制AGC处理应用于所述输出信号。在一个实施例中，在输出信号的所述输出数据样本序列与输出信号的所述输出数据样本序列的共轭版本之间执行相关处理包括：对数据样本的多个相邻数据样本执行块状相关，形成具有块长度L的块，其中根据存储在配置寄存器中的长度值来选择所述块长度L。在一个实施例中，自适应FIR滤波处理包括二阶(或三抽头)自适应FIR滤波处理。
在一个实施例中，一种电路包括：输入节点，被配置为接收包括至少一个输入数据样本序列的输入信号，输入信号包括期望信号分量和叠加在期望信号分量上的干扰信号分量，其中在输入数据样本序列中的输入数据样本由在输入数据样本之间的采样周期隔开；以及信号处理电路装置，耦合到输入节点，其中信号处理电路装置在操作中：将干扰分量估计处理应用于所述输入信号，作为结果获得经滤波的信号，经滤波的信号包括经滤波的数据样本序列；以及从所述输入信号中减去所述经滤波的信号，获得包括输出数据样本序列的输出信号，其中所述干扰分量估计处理包括：将共轭处理应用于所述输入信号，提供所述输入信号的共轭版本；计算自适应信号处理系数值；以及使用自适应处理系数来将自适应信号处理应用于所述输入信号的所述共轭版本，其中所述计算自适应信号处理系数值包括：在输出信号的所述输出数据样本序列与输出信号的所述输出数据样本序列的共轭版本之间执行相关处理，并且作为结果获得剩余相关估计序列；以及将积分处理应用于所述剩余相关估计序列，所述积分处理使用积分步骤参数和至少一个起点参数，作为应用所述积分处理的结果，获得自适应信号处理系数。在一个实施例中，信号处理电路装置在操作中选择性地应用以下一项：自适应乘法处理，具有等于所述经计算的所述自适应信号处理系数的倍增因子；以及自适应有限脉冲响应FIR滤波处理，所述自适应FIR滤波处理包括：计算被包括在所述输入信号中的所述输入数据样本序列中的数据样本的共轭版本的加权和，使用所述自适应处理系数作为所述加权和的权重。在一个实施例中，自适应FIR滤波处理包括：以有关的延迟值子集，将自适应处理系数应用于属于FIR的输入延迟线的元件的子集；以及执行相关处理和应用积分处理分别包括：以所述有关的延迟值子集中的延迟值来计算和积分剩余相关估计。在一个实施例中，自适应FIR滤波系数被应用于属于FIR的所述输入延迟线的元件的梳形部，该梳形部包括多个(Nd)个延迟元件，延迟元件具有由所述采样周期乘以因子d的距离值。在一个实施例中，所述距离值超过采样周期的十倍。在一个实施例中，信号处理电路装置在操作中通过以下项在所述自适应乘法处理与所述自适应FIR滤波处理之间进行选择：提供第一自适应信号处理配置寄存器，被配置为将第一值或第二值存储在第一自适应信号处理配置寄存器中；以及根据存储在所述第一自适应信号处理配置寄存器中的所述第一值或所述第二值，来应用所述自适应乘法处理或所述自适应FIR滤波处理中的一项。在一个实施例中，信号处理电路装置在操作中：在配置寄存器中存储在延迟线的延迟元件集合中的延迟元件的索引；以及根据所述索引，选择在延迟线的延迟元件集合中的延迟元件子集。在一个实施例中，积分处理包括：将回路滤波器处理应用于所提供的所述剩余相关估计序列。在一个实施例中，积分处理包括：存储所述积分步骤参数的值；存储所述至少一个起点参数的值以及控制参数，该控制参数用于激活所述积分处理以使用所述至少一个起点参数的所述值；或者以上两项的组合。在一个实施例中，信号处理电路装置在操作中将自动增益控制AGC处理应用于输出信号。在一个实施例中，在输出信号的所述输出数据样本序列与输出信号的所述输出数据样本序列的共轭版本之间执行相关处理包括：对数据样本的多个相邻数据样本执行块状相关，多个相邻数据样本形成具有块长度L的块，其中根据存储在配置寄存器中的长度值来选择所述块长度L。在一个实施例中，自适应FIR滤波处理包括二阶(或三抽头)自适应FIR滤波处理。在一个实施例中，所述信号处理电路装置包括复数下变频器电路，复数下变频器电路包括：第一混频器支路，具有被配置为接收至少一个信号的通用输入节点、第一数字混频器、第一数字低通滤波器、具有抽取因子M的第一基带抽取器、以及第一接口节点，第一接口节点被配置为提供第一信号分量；第二混频器支路，具有被配置为接收至少一个信号的通用输入节点、第二数字混频器、第二数字低通滤波器、具有抽取因子M的第二基带抽取器、以及第二接口节点，第二接口节点被配置为提供第二信号分量；以及镜像抑制校正IRC控制回路，该镜像抑制校正IRC控制回路被配置为将干扰分量去除处理应用于所述第一信号分量以及所述第二信号分量。
在一个实施例中，一种射频接收器包括：天线，被配置为接收RF信号；射频前端，耦合到所述天线，射频前端被配置为在输入节点处接收所述RF信号，并且将下变频处理应用于所述射频信号，射频前端具有第一输出节点，并且射频前端被配置为在所述第一输出节点处提供中频IF信号作为所述下变频处理的结果；模数转换器ADC，具有耦合到所述第一输出节点和第二输出节点的输入节点，ADC被配置为从第一输出节点接收所述IF信号，对IF信号应用信号采样，并且在所述第二输出节点处提供所述IF信号的经采样的数据采样序列；以及信号处理电路装置，耦合到第二输出节点，其中信号处理电路装置在操作中：将干扰分量估计处理应用于所述输入信号，获得经滤波的信号，经滤波的信号包括经滤波的数据样本序列；以及从所述输入信号中减去所述经滤波的信号，获得包括输出数据样本序列的输出信号，其中所述干扰分量估计处理包括：将共轭处理应用于所述输入信号，生成所述输入信号的共轭版本；计算自适应信号处理系数值；以及使用自适应处理系数来将自适应信号处理应用于所述输入信号的所述共轭版本，其中所述计算自适应信号处理系数值包括：在输出信号的所述输出数据样本序列与输出信号的所述输出数据样本序列的共轭版本之间执行相关处理，获得剩余相关估计序列；以及将积分处理应用于所述剩余相关估计序列，所述积分处理使用积分步骤参数和至少一个起点参数，获得自适应信号处理系数。在一个实施例中，信号处理电路装置包括复数下变频器电路，复数下变频器电路包括：第一混频器支路，具有被配置为接收至少一个信号的通用输入节点、第一数字混频器、第一数字低通滤波器、具有抽取因子M的第一基带抽取器、以及第一接口节点，第一接口节点被配置为提供第一信号分量；第二混频器支路，该第二混频器支路具有被配置为接收至少一个信号的通用输入节点、第二数字混频器、第二数字低通滤波器、具有抽取因子M的第二基带抽取器、以及第二接口节点，第二接口节点被配置为提供第二信号分量；以及镜像抑制校正(IRC)控制回路，该镜像抑制校正IRC控制回路被配置为将干扰分量去除处理应用于所述第一信号分量和所述第二信号分量。在一个实施例中，干扰分量估计处理包括：计算多个自适应信号处理系数值；以及使用多个自适应处理系数值来将自适应信号处理应用于所述输入信号的所述共轭版本。
在一个实施例中，一种非暂时性计算机可读介质的内容将接收器配置为执行一种方法，该方法包括：将干扰分量估计处理应用于输入信号，获得经滤波的信号，经滤波的信号包括经滤波的数据样本序列；以及从输入信号中减去经滤波的信号，获得包括输出数据样本序列的输出信号，其中干扰分量估计处理包括：将共轭处理应用于所述输入信号，生成输入信号的共轭版本；计算一个或多个自适应信号处理系数；以及使用一个或多个自适应处理系数来将自适应信号处理应用于输入信号的共轭版本，其中计算自适应信号处理系数包括：在输出信号的所述输出数据样本序列与输出信号的所述输出数据样本序列的共轭版本之间执行相关处理，获得剩余相关估计序列；将积分处理应用于剩余相关估计序列，所述积分处理使用积分步骤参数和至少一个起点参数，获得自适应信号处理系数。在一个实施例中，内容包括指令，当指令由接收器的处理器执行时，使得接收器执行该方法。
一个或多个实施例可以包括定制的修正对称自适应去相关算法，从而促进了解决用于宽带接收器的SAD算法的问题，其中I/Q不平衡可以针对频率而强烈变化。
一个或多个实施例可以包括镜像抑制校正回路。
一个或多个实施例可以包括自适应滤波器级和检测器/相关器级。
一个或多个实施例可以包括至少一条可调节的抽头-延迟线。
具体地，自适应滤波器级和检测器/相关器级二者都可以采用这种可调节的抽头-延迟，从而促进了减轻由于清洁源信号的去相关时间而引起的副作用。
在一个或多个实施例中，同样可以在回路实现方式中(例如，在稳态条件下)以及在闭合形式的实现方式中(例如，以加快初始收敛)使用这种方法。
有利地，一个或多个实施例可以:
-促进避免芯片/接收器校准阶段，
-促进自收敛到最优参数值；
-促进在窄带接收器架构或宽带接收器架构二者中的接收器操作；
-减少应用管理资源，
-例如，使用有限脉冲响应(FIR)滤波器和包括抽头延迟的相关器，促进可调节性和自适应性，从而提高灵活性；
-利用强大的镜像干扰器改善接收器性能和灵敏度。
附图说明
现在将参考附图仅通过非限制性示例来描述一个或多个实施例，其中：
图1已经在上文中被讨论；
图1A和图1B是模型信号频谱的示例；
图2是RF前端架构和(例如，直至基带信号为止的)后续处理的示例图；
图2A、图2B、图2C是在一个或多个实施例中的信号频谱的可能特性的示例图；
图3是在双支路IRC结构中的根据本公开的方法的示例图；
图4是在单一支路IRC结构中的根据本公开的方法的示例图；
图3A、图3B、图4A、图4B和图4C是在一个或多个实施例中的信号频谱的可能行为的示例图；
图5是根据本公开的控制回路组件的示例；
图6和图7是图5的控制回路组件的部分的示例；
图8A和图8B是在一个或多个实施例中的信号的可能行为的示例；并且
图9是根据本公开的接收器组件的示例。
具体实施方式
在随后的描述中，说明了一个或多个具体细节，这些具体细节旨在提供对本说明书的实施例的示例的深入理解。可以在不具有一个或多个具体细节的情况下获得实施例，或者利用其他方法、部件、材料等来获得实施例。在其他情况下，未详细说明或描述已知的结构、材料或操作，从而不会模糊实施例的某些方面。
在本说明书的范畴中，对“实施例”或“一个实施例”的引用旨在指示参照该实施例描述的特定配置、结构或特性被包括在至少一个实施例中。因此，可以在本说明书的一个或多个位置处出现的、诸如“在实施例中”或“在一个实施例中”之类的短语并不一定指代同一实施例。
此外，在一个或多个实施例中，可以以任何适当的方式来组合特定的构造、结构或特性。
仅为了方便起见而提供本文中所使用的参考，并且因此不限定保护的程度或实施例的范围。
附图呈简化的形式，并且没有精确的比例。为了简单起见，可以参照附图使用方向性术语(向上/向下等)或运动性术语(向前/向后等)。术语“耦合”和类似术语并不一定表示直接且立即的连接，而是还包括通过中间元件或设备的连接。
同样，在整个说明书中，为了简单起见和易于解释，将使用相同的附图标记来指示某些电路节点和这些节点处的信号。
图2可以用于提供RFFE 20和(例如，直至基带信号为止的)后续处理的等效模型，该等效模型例如包括：
-输入节点xRF，被配置为接收RF信号，
-从RF到IF的第一下变频级21(简称为RF-IF级)，例如(模拟)RF-IF下变频器，以及
-从IF到基带的第二下变频级22(简称IF-BB级)，例如，数字IF-BB下变频器。
例如，在单下变频链21中，第一下变频级21可以经由接口节点xin向后续的IRC处理级提供输入。
例如，在双下变频链20中，第一下变频级21和第二下变频级22二者被耦合在一起，并且可以经由接口节点sin、iin向后续的IRC处理级提供输入。
例如，第一下变频级21可以包括：模拟I/Q下变频器13，该模拟I/Q下变频器13包括：耦合到输入节点xRF的RF-IF混频器14I、14Q、耦合到对应的混频器的IF低通滤波器16I、16Q；中频模数转换器(简称ADC)18，例如，具有采样周期T；接口节点xin。
例如，如图2所示，第一下变频级21实际上可以包括组合器17(例如，双实数到复数转换器)，该组合器17对在下变频器13的相应支路中的在低通滤波器16I、16Q之间插入的I/Q信号分量的组合进行建模，其中该组合器17可以被配置为向ADC 18提供中频信号xIF。ADC继而可以对信号进行采样，并且将其提供在接口节点xin处，和/或提供给第二下变频级22。
例如，第二下变频级22可以被配置为：接收时间采样的IF信号并且对其应用处理。
例如，第二下转换级22可以包括：
-第一支路22A，包括第一数字IF-BB混频器24A、第一数字基带低通滤波器(简称BB-LPF)26A、具有抽取因子M的第一基带抽取器28A、第一接口节点sin，
-第二支路22B，包括第二数字IF-BB混频器24B、第二数字基带低通滤波器(简称为BB-LPF)26B、具有抽取因子M的第二基带抽取器28B、第二接口节点iin。
在所考虑的示例中，IF-BB混频器24A、24B可以包括一对复数混频器，其通常被实现为数控振荡器(简称为NCO)，该数控振荡器被配置为提供用于转换为零频率的信号(分别是期望信号和镜像信号)。
在下文中，连续时间信号可以被指示为x(t)，有关的频谱被指示为X(ω)，假设傅立叶变换定义如下：
Figure BDA0002841516480000121
在下文中，离散时间信号能够被表示为x(k)＝xa(kT)，其中k是离散时间索引，这样的离散时间信号可以通过以周期T对连续时间信号xa(t)进行采样来获得。在下文定义并且应用了适当的缩放比例的离散时间傅立叶变换的假设中，有关的频谱可以被指示为X(ω)：
Figure BDA0002841516480000122
在下文中，对位于ω0处的载波的调制可以指示应用于基带等效x(t)的概念性混频操作，以便发送RF信号
Figure BDA0002841516480000123
在下文中，与项
Figure BDA0002841516480000124
有关的频谱贡献X(ω-ω0)可以被指示为以ω0为中心的贡献X。
射频(RF)信号xRF(t)可以根据其分量来表达。例如，仅考虑感兴趣的分量而不失一般性地，可以在以下方式中构建RF信号：
Figure BDA0002841516480000131
其中：
-s(t)指示期望信号的复基带等效值，期望的信号通过调制位于ωRF＝ωLO+ωIF处的载波以RF发送；
-i(t)指示镜像信号的复基带等效值，镜像信号通过调制位于ωLO-ωIF的载波以RF发送；
-上标中的星号(*)指示复共轭，定义为：x*＝Re(x)-jIn(x).
应用合适的替换
Figure BDA0002841516480000132
RF信号可以以简化的形式被表示：
Figure BDA0002841516480000133
图2B可以是频域(或频谱域)中的RF信号贡献S、I、S*和I*的示例图，这些RF信号贡献S、I、S*和I*从图2A的基带等效值S和I中获得，分别与期望信号和镜像信号有关。
在分析I/Q不平衡问题时，可能需要关注以下三种情况：
-“理想”平衡情况，例如不存在I/Q不平衡的情况，
-第一不平衡情况，其中I/Q不平衡可以被认为与频率无关，例如，在某个频率范围中恒定，
-第二不平衡情况，其中I/Q不平衡可以被认为是与频率有关的，例如，根据频率变化。
在“理想”平衡情况下，(理想的)本地振荡器(LO)信号xLO(t)可以表示为：
Figure BDA0002841516480000134
其中：
-xLO，I(t)指示第一LO信号分量，其可以表示为xLO，I(t)＝cos(ωLOt)；
-xLO，Q(t)指示第二LO信号分量，其可以表示为xLO，Q(t)＝-sin(ωLOt)。
在“理想”平衡情况下，所生成的LO信号分量具有相同的幅度，并且这些LO信号分量在它们之间正交，即，一个信号分量相对于另一个信号分量在相位上隔开90°(或π/2)。
仍然在这种“理想”平衡情况下，滤波器级16I、16Q具有相应的脉冲响应hIF，I(t)、hIF，Q(t)(以及传递函数HIF，I(ω)、HIF，Q(ω))，其可以被建模为在I和Q信号路径二者上同样具有脉冲响应hIF(t)(和传递函数HIF(ω))的标称中频低通滤波器(简称IF-LPF)。
因此，这样的滤波器脉冲响应(以及相应的传递函数)可以表示为：
hIF，I(t)＝hIF，Q(t)＝hIF(t) HIF，I(ω)＝HIF，Q(ω)＝HIF(ω)
在所考虑的示例性“理想”平衡情况下，IF复信号xIF(t)可以表示为：
Figure BDA0002841516480000142
其中星号(*)指示在两个连续时间信号之间的卷积，卷积可以被表示为：
Figure BDA0002841516480000141
例如，在本文考虑的示例性理想情况下，如图1A所示：
-RF信号xRF(t)和振荡器信号xLO(t)的贡献S、I可以具有频谱|XRF(ω)|dB，|XLO(ω)|dB，如图1A的部分a)所示，
-I/Q下变频器13可以提供具有频谱|XIF(ω)|dB的经下变频的信号xIF(t)，如图1A的部分b)所示的，其中，贡献S和I分别位于正的IF频率和负的IF频率处，理想地没有任何相互重叠。
作为在第二下变频级22中在离散时域中(在ADC转换18之后)执行的基带混频24A、24B和滤波26A、26B的结果，获得两个基带信号sBB和iBB(围绕零频率放置)，其中信号分量和镜像分量相互之间不干扰。
在离散时域k中，这样的基带信号sBB和iBB可以被表示为：
sBB(k)＝hBB(k)*[xIF(kT)xNCO(k)]＝s(kT)
Figure BDA0002841516480000151
其中：
-
Figure BDA0002841516480000152
是NCO信号，
-hBB(k)是在频域中具有传递函数HBB(ω)的基带低通滤波器(BB-LPF)26A、26B的脉冲响应，以及
-星号(*)指示在两个离散时间信号之间的卷积，卷积可以被表示为：
Figure BDA0002841516480000153
在更现实的情况下，例如在第一不平衡情况下，可以存在I/Q不平衡，并且I/Q不平衡在频率上可以是恒定的。
在这种示例性的第一不平衡情况下，本地振荡器信号xLO(t)例如又可以被表示为：
xLO，I(t)＝cos(ωLOt)；xLO，Q(t)＝-gsin(ωLOt+φ)
Figure BDA0002841516480000154
其中：
Figure BDA0002841516480000155
其中，g是增益不平衡，φ是相位不平衡，并且K1、K1是不匹配系数：在“理想”情况下，K1＝1、K1＝0；通常，
Figure BDA0002841516480000156
作为结果，在接收器10的RF-IF级21的输出处，IF信号xIF可以被表示为时间t的函数：
Figure BDA0002841516480000161
例如，在本文所考虑的示例性第一不平衡情况下，如图1A所示：
-RF信号xRF(t)和振荡器信号xLO(t)的贡献S、I可以具有频谱|XRF(ω)|dB，|XLO(ω)|dB，如图1B的部分a)所示，
-如图1B的部分b)所示，下变频器混频器13可以提供具有频谱|XIF(ω)|dB的经下变频IF的信号xIF(t)，其中在ωIF附近，第一贡献K1S可以与第二贡献K2I*重叠；反之亦然，在-ωIF附近，第三贡献K1I可以与第四贡献K2S*重叠。
作为结果，在如本文所讨论的示例性第一不平衡情况下，期望信号s(t)和镜像信号i(t)可能难以区分地被混频，从而引入了不必要的交叉干扰。
这样的干扰可以传播，并且可以在由IF-BB下变频级22产生的基带信号sBB、iBB中观察到。例如，基带信号sBB、iBB可以表示为：
sBB(k)＝hBB(k)*[xIF(kT)xNCO(k)]＝K1s(kT)+K2i*(kT)
Figure BDA0002841516480000162
I/Q不平衡可以导致在所需要的信号与镜像信号之间的串扰，其数量可以通过系数比
Figure BDA0002841516480000163
量化。
如上所述，在所考虑的第一不平衡情况的示例中，此处考虑的这种I/Q不平衡与频率无关，这是因为该比率仅与(恒定)系数K1和K2有关。
在第二不平衡情况下，相对于标称IF-LPF的脉冲响应hIF(t)(或者，类似地，有关的传递函数HIF(ω))，相应的I/Q信号路径16I和16Q的滤波器脉冲响应hIF，I(t)，hIF，Q(t)(或者在频域中，传递函数HIF，I(ω)，HIF，Q(ω))可以具有不匹配。
例如，在第二不平衡情况下，这种滤波器脉冲响应(和相应的传递函数)可以表示为：
hIF，I(t)＝hI(t)*hIF(t) hIF，Q(t)＝hQ(t)*hIF(t)
HIF，I(ω)＝HI(ω)HIF(ω) HIF，Q(ω)＝HQ(ω)HIF(ω)
其中hI(t)，hQ(t)表示在时间域中相对于标称IF-LPF的在I/Q支路上的不匹配的效应，并且HI(ω)，HQ(ω)表示以频率的函数表示的类似的不匹配。
在该第二不平衡情况下，作为下变频13的结果，IF信号分量xIF，I(t)，xIF，Q(t)可以表示为：
Figure BDA0002841516480000171
Figure BDA0002841516480000172
并且在组合器17中，它们的组合可以表示为：
Figure BDA0002841516480000173
其中
Figure BDA0002841516480000174
表示不匹配脉冲响应。
可以在频域中对该示例性的第二不平衡情况进行类似的分析，得出针对IF信号频谱XIF的以下表达式：
XIF(ω)＝K1(ω)X(ω)+K2(ω)X*(-ω)
＝K1(ω)[S(ω-ωIF)+I(ω+ωIF)]+K2(ω)[S*(-ω-ωIF)+I*(-ω+ωIF)]
其中
Figure BDA0002841516480000175
表示不匹配传递函数，其可以根据频率而变化。
涉及不匹配传递函数K1(ω)，K2(ω)的比率
Figure BDA0002841516480000176
可以指示所引入的串扰的量。该比率
Figure BDA0002841516480000177
通常可以根据频率而变化。通常，此处考虑的I/Q不平衡可以与频率有关。
注意，在不匹配传递函数相等的特殊情况下，例如，HI(ω)＝HQ(ω)，可以像在具有标称HIF(ω)的情况下一样(不同之处在于：在任何情况下，相对于标称HIF(ω)的不匹配都可以导致小的失真)，检索与频率无关的I/Q不平衡，其由
Figure BDA0002841516480000178
表征。
像在第二不平衡情况下那样，与频率有关的I/Q不平衡的原因例如涉及“Q”信号路径16Q相对于“I”信号路径16I的时间延迟τ。这样的时间延迟与信号路径不匹配有关，信号路径不匹配可以通过相应的脉冲响应hI(t)，hQ(t)和对应的传递函数HI(ω)，HQ(ω)表示如下：
hI(t)＝δ(t) hQ(t)＝δ(t-τ)
HI(ω)＝1 HQ(ω)＝e-jωτ
其中δ(t)是狄拉克δ函数。
仍然在所考虑的示例性第二不平衡情况下，在IF-BB下变频级22中处理不匹配信号可以得到基带信号频谱SBB(ω)，IBB(ω)，例如对于|ωT|≤π，基带信号频谱SBB(ω)，IBB(ω)可以表示为：
SBB(ω)＝HBB(ω)XIF(ω+ωIF)＝K1(ω+ωIF)S(ω)+K2(ω+ωIF)I*(-ω)
IBB(ω)＝HBB(ω)XIF(ω-ωIF)＝K1(ω-ωIF)I(ω)+K2(ω-ωIF)S*(-ω).
如上所述，用于改善对这种I/Q不平衡误差的检测和校正的解决方案可以促进实现包括宽带接收器20的信号处理系统的令人满意的性能水平。
如上所述，就泄漏量而言，比率
Figure BDA0002841516480000181
可以用于量化串扰现象。还可以使用基于不匹配系数K1、K2的其他指示符。
例如，所谓的镜像抑制比(简称IRR)是这种接收器RFFE架构20的有关的品质因数，其提供了对相对于串扰现象的在前端内部实现的衰减量的指示。
可以在RF-IF下变频级21的输出处评估这样的IRR参数，并且表示如下：
-在第一不平衡情况下(与频率无关)：
Figure BDA0002841516480000182
-在第二不平衡情况下(与频率有关)：
Figure BDA0002841516480000183
为了简单起见，下面主要相对于I/Q不平衡在频率上恒定的情况(第一不平衡情况场景)来讨论示例性实施例，另外应当理解，这种讨论纯粹是示例性的并且绝非限制性的。
一个或多个实施例可以特别适于处理相对于频率变化的I/Q不平衡，例如在第二不平衡情况场景中。
在这样的示例性第一不平衡情况场景下，如图1B的部分b)所示，一个或多个实施例可以例如使用去相关技术(诸如对称自适应去相关(简称SAD)或盲源分离，如在下文所讨论的)来促进从所接收的RF信号中提取期望信号S。
旨在消除或衰减这种寄生效应的已知模拟技术可以促进获得大约30dB至40dB数量级的IRR参数值。
现代无线电应用可以高度受益于约80dB或更高的IRR值，由于数字算法而可以实现这样的IRR值。
例如，在外差式无线电接收器中，在模拟前端之后应用数字去相关算法可以减少I/Q不平衡对窄带接收器的影响。
具体地，对称自适应去相关(SAD)算法，例如，在S.Van Gerven和D.VanCompernolle所著的“Signal Separation by Symmetric Adaptive Decorrelation：Stability，Convergence，and Uniqueness”，IEEE Trans.Signal Processing，卷43，第7，第1602-1612页，1995年7月中所公开的对称自适应去相关(SAD)算法可以适合在窄带接收器中使用。
由于缺乏效率和有效性，例如由于存在高度取决于频率的I/Q不平衡，SAD技术对于宽带接收器而言几乎是不可行的。
如上所述，对于窄带接收器(如相对于第一不平衡情况所讨论的)，I/Q不平衡可以被视为相对于频率恒定，而在宽带无线电接收器中(如关于第二(与频率有关的)不平衡情况所讨论的)，I/Q不平衡可能会根据频率而具有强烈变化。
图2A、2B和2C是可能的频谱的示例性示图，其可以如本文所例示的，例如在(独立于频率的)I/Q不平衡的第一情况下被处理。
例如：
-图2A包括两个部分a)和b)，其中：
部分a)是期望信号S(ω)(在时域中表示为s(t))的基带等价频谱S的示例性示图，以及
部分b)是镜像信号I(ω)(在时域中表示为i(t))的基带等价频谱I的示例性示图；
-图2B是接收到的RF信号XRF(ω)XRF(ω)(在时域中表示为xRF(t)xRF(t))的RF信号频谱XRFXRF的示例性示图，其中，RF信号频谱XRF包括：
第一对期望信号频谱贡献S、S*，分别围绕±(ωLO+ωIF)放置。
第二对镜像信号频谱贡献I、I*，分别围绕±(ωLO-ωIF)放置；
图2C是可以作为信号处理13、21的结果而获得的IF信号XIF(ω)(在时域中表示为xIF(t))的IF信号频谱XIF的示例性示图，其中IF信号频谱XIF包括：
-第一IF信号频谱部分，其可以围绕第一“正”IF频率ωIF放置，所述第一IF信号频谱部分包括第一频谱贡献K1S以及第二频谱贡献K2I*的叠加，其中第一频谱贡献K1S可以是第一不匹配系数K1与第一期望信号频谱贡献S的乘积的结果，并且其中第二频谱贡献K2I*可以是第二不匹配系数K2与第二镜像信号频谱贡献I*的乘积的结果；
-第二IF信号频谱部分，其可以围绕与所述第一“正”频率相反的第二“负”IF频率-ωIF放置，第二IF信号频谱部分包括所述第三频谱贡献K1I和第四频谱贡献K2S*的叠加，其中第三频谱贡献K1I可以是第一不匹配系数K1与第一镜像信号频谱贡献I的乘积的结果，并且其中第四频谱贡献K2S*可以是第二不匹配系数K2与第二期望信号频谱贡献S*乘积的结果。
通常，在第二不平衡情况下，其中I/Q不平衡可以随着频率而变化，例如在宽带接收器中，应用SAD技术可以产生由清洁源信号的去相关时间限制的不令人满意的性能(不具有串扰的期望信号和镜像信号)。具体地，当回路以与宽带接收器的情况一样高的采样率操作时，SAD可能是低效的，其中去相关时间可以高于采样周期。
如本文所讨论的，“窄带”可以指受IF级21的限制的、其中RF信号内的感兴趣的带宽(例如，在下变频到IF和模数转换之后，针对连续基带处理的合适带宽)相对于系统的模拟带宽(显著地)更低(例如，至少10倍)的接收器。否则，接收器被认为是“宽带”的。
图3是用于镜像抑制校正(简要地，IRC)的方法的示例，包括IRC控制回路级36，IRC控制回路级36被配置为调整至少一个复系数值w(k)，以便得到预期值E[sout(k)iout(k)]＝0，如以下所讨论的。
具体地，如图3所示，当使用非零中频时，例如，ωIF≠0Hz，并且当在基带信号上执行IRC时，一个或多个实施例可能是有用的。因此，如下文所论述，IRC处理级可以被耦合到基带级，所述基带级紧接第二下变频级22。
除非在下文中另外讨论，否则在图3(以及在图4和图5中)中的相似部件或元件(如在前述中已经讨论的部件或元件)用相似的附图标记及/附图标数来指示，以便为了简洁而不在此处将重复对应的详细描述。
在如在图3中例示的一个或多个实施例中，(双支路)串扰校正系统30可以包括：
-RF输入节点xRF，被配置为接收RF信号xRF(t)，例如携带由用户期望的多个数据信道，
-第一下变频级21(例如，模拟下变频级)，耦合到RF输入节点xRF并且被配置为从其接收RF信号，以将RF信号xRF(t)与具有频率ωLO的本地振荡器(LO)的分量xLO，I(t)、xLO，Q(t)相乘，并且对所得信号进行低通滤波，因此生成相应的xIF，I(t)和xIF，Q(t)信号分量；
-第二下变频级22，例如数字下变频级，耦合到第一下变频级21并且被配置为从其接收相应的信号分量的经取样版本xIF，I(kT)和xIF，Q(kT)，并且对其它们应用数字复处理，从而提供复基带信号sBB(k)、iBB(k)，
-镜像抑制校正(IRC)控制回路36，耦合到第二下变频级22并且被配置为接收一对(经采样)信号sin、iin，例如表示为sin(k)＝sBB(kM)、iin(k)＝iBB(kM)，其中M是合适的抽取因子，IRC控制回路36被配置为将镜像抑制校正处理36应用于这对(经采样的)信号sin、iin，，促进将期望的信号分量sout(k)与镜像信号分量iout(k)之间去相关(如以下所讨论的)。
如所提及的，在一个或多个实施例中，图3中的部件可以部分地在模拟域中操作并且部分地在数字域中操作。
在一个或多个实施例中，在第一下变频级21中的ADC级18可以包括耦合到I信号路径滤波器16I的第一ADC和耦合到Q信号路径滤波器16Q的第二ADC，并且ADC级18被配置为将为下变频信号xIF(kT)的相应的I和Q信号分量从模拟转换到数字。
在如图3中所例示的一个或多个实施例中，源自在第一下变频级21中实现的模拟下变频的串扰寄生效应可以在第二下变频级22中被频谱移位到基带，在第二下变频级22中采用用于复信号的相关的下变频处理的数字技术，并且因此不引入额外的串扰贡献。
备选地，如在图4中例示并且在前述讨论的一个或多个实施例中，源自在第一下变频级21中实现的直接下变频的串扰寄生效应可以直接影响基带。
图3A是可能的输入信号频谱Sin、Iin的示例性的示图，用于(双支路)IRC控制回路36，如下所述。
如所提及的，由于在第一(模拟)下变频级21中生成的I/Q不平衡，来自第二下变频级22的输出信号(如在图3A中例示的)可以包括与预期/期望信号成比例的第一信号(例如，K1S)的叠加，以及与另一/镜像信号(K2I*)的共轭版本成比例的第二信号。
具体地：
-图3A的部分a)是第一输入(复)信号频谱Sin的示例，其包括第一频谱贡献K1S和第二频谱贡献K2I*的叠加，其中第一频谱贡献K1S可以是第一不匹配系数K1与第一期望信号频谱贡献S的乘积的结果，并且其中第二频谱贡献K2I*可以是第二不匹配系数K2与第二镜像信号频谱贡献I*的乘积的结果；
-图3A的部分b)是第二输入(复)信号频谱Iin的示例，其包括第三频谱贡献K1I和第四频谱贡献K2S*的叠加，其中第三频谱贡献K1I可以是第一不匹配系数K1与第一镜像信号频谱贡献I的乘积的结果，并且其中第四频谱贡献K2S*可以是第二不匹配系数K2与第二期望信号频谱贡献S*的乘积的结果。
在如在图3中例示的一个或多个实施例中，(双支路)IRC控制回路36可以包括：
-第一输入节点sin和第二输入节点iin，其中第一输入节点sin被配置为从第二下变频级22接收第一复信号sin(k)(例如，以因子M抽取)，例如第一信号表示为sin(k)＝sBB(kM)；第二输入节点iin被配置为从第二下变频级22接收第二复信号iin(k)(例如，以因子M抽取)，例如第二信号表示为iin(k)＝iBB(kM)；
-第一共轭级360A和第二共轭级360B，第一共轭级360A被耦合至第一输入节点sin并且被配置为提供第一共轭复信号
Figure BDA0002841516480000231
以及第二共轭级360B被耦合至第二输入节点iin并且被配置为提供第二共轭复信号
Figure BDA0002841516480000232
-具有如前述讨论的乘法/滤波系数的第一自适应乘法器(或滤波器)362A和第二自适应乘法器(或滤波器)362B，第一自适应乘法器362A耦合到第一共轭级360A并且第二自适应乘法器362B耦合到第二共轭级360B；
-第一加法器级364A和第二加法器级364B，第一加法器级364A被耦合到输入节点sin以及第一乘法器级362A的输出，并且第二加法器级364B被耦合到第二输入节点iin以及第二乘法器级364B的输出，
-反馈支路368、369，被耦合到第一加法器级364A和第二加法器级364B以及第一自适应乘法器级362A和第二自适应乘法器级362B，反馈支路368、369被配置为改变或调整乘法器级系数，(如以下所讨论的)，
-第一输出节点sout和第二输出节点iout，第一输出节点sout被耦合到第一加法器级364A的输出节点，并且第二输出节点iout被耦合到第二加法器级364B的输出节点。
在一个或多个实施例中，第一加法器级364A和第二加法器级364B可以包括电路装置，该电路装置被配置为在第一加法器级364A和第二加法器级364B之间添加多个输入信号并且在相应的输出节点sout、iout处输出相应的(经组合的)的输出信号。
在一个或多个实施例中，反馈支路368、369可以被配置为向第一乘法器级362A和/或第二乘法器级362B提供系数，如以下所讨论的，使得可以在信号路径中注入合适的信号，以便补偿和消除由于寄生交叉干扰或I/Q不平衡引起的不想要的信号。
在一个或多个实施例中，反馈支路368到369可以包括被配置为确定指示在所接收信号之间的耦合的至少一个耦合系数w的电路装置、逻辑和/或代码。
在一个或多个实施例中，乘法器级362A、362B的至少一个复系数w可以在IRC控制回路36中被计算，如以下所讨论的。
例如，在如在图3中例示的一个或多个实施例中，反馈支路368、369可以包括：
-相关器级368，例如可操作为相关器的乘法器，其耦合到第一加法器364A的输出以及第二加法器364B的输出，以及
-回路滤波器级369，被配置为确定复耦合系数，以将这些系数提供到第一乘法器362A和第二乘法器362B，以便将其配置为生成输出信号，该输出信号可以在从加法器364A、364B处输入的信号中减去时消除(由于交叉干扰引起的)叠加信号。
在一个或多个实施例中，可以在被期望的信号与镜像信号的共轭(或等效地，期望的信号的共轭与镜像信号)不相关的假设中执行处理36，其可以表示为：
E[s(t)(i*(t))*]＝E[i(t)(s*(t))*]＝E[s(t)i(t)]＝0
如上所述，在第一下变频级21中的混频和滤波操作可以引起在期望信号分量s(t)与镜像信号分量i(t)之间的频谱重叠，导致非零交叉干扰，而在第二下变频级22中的混频可以将这些影响移位到基带，例如在信号sBB(k)、iBB(k)上，其可以应用于IRC控制回路36输入节点sin、iin。
例如，在一个或多个实施例中，在开始补偿处理之前，反馈支路相关器/乘法器368可以接收：
-期望信号K1s(kMT)，其由镜像信号K2i*(kMT)的叠加版本损坏；
-镜像信号K1i(kMT)，其由期望信号K2s*(kMT)的叠加版本损坏。
在一个或多个实施例中，IRC控制回路级36可以将期望信号K1s(kMT)与镜像信号K1i(kMT)去相关，期望信号K1s(kMT)由镜像信号K2i*(kMT)的共轭版本损坏，镜像信号K1i(kMT)由期望信号K2s*(kMT)的共轭版本损坏，使得在IRC输出处的估计是不相关的，以便获得预期值E[sout(k)iout(k)]＝0。
在一个或多个实施例中，可以利用去相关技术来确定在信号之间的至少一个复耦合系数w，并且可以使用所确定的系数w来提取期望信号。
在如图3A中的相关频谱所例示的一个或多个实施例中，在IRC控制回路36的相应的第一输入节点sin和第二输入节点iin处的信号可以表示为离散时间索引k的函数：
sin(k)＝sBB(kM)＝K1s(kMT)+K2i*(kMT)
iin(k)＝iBB(kM)＝K1i(kMT)+K2s*(kMT)
其中M是合适的抽取因子，特别是在基带带宽可以显著低于IF带宽的情况下。
在一个或多个实施例中，将IRC处理36应用于这样的输入信号sin(k)、iin(k)可以用以下等式组表达：
Figure BDA0002841516480000251
Figure BDA0002841516480000252
其中w(k)是在离散时间域中针对至少一个耦合系数w的表达式，耦合系数w的值可以作为在IRC控制回路级36中的反馈支路368、369的结果而实时变化、被计算和更新。例如，至少一个耦合系数w可以具有根据更新函数而更新的值，更新函数可以在离散时间域中表示为：
w(k+1)＝w(k)+μsout(k)iout(k)
其中，μ是可以在回路滤波器389中设置的乘法因子。
在一个或多个实施例中，更新函数可以取决于在给定离散时间时刻处的输出信号之间的估计剩余相关性，例如输出信号sout(k)和
Figure BDA0002841516480000261
(或等效地，iout(k)和
Figure BDA0002841516480000262
举例来说，该剩余相关可以作为从输出信号的乘积(例如sout(k)、iout(k))生成的积分增量的结果而被估计。
在一个或多个实施例中，可以针对给定预期值条件(例如，E[sout(k)iout(k)]＝0)达到稳态条件，其中这样的条件可以产生等于在不匹配系数之间的比率的令人满意的系数值，例如
Figure BDA0002841516480000263
相应地，输出信号sout、iout可以在离散时间域k中表示为：
Figure BDA0002841516480000264
图3B是可以在输出节点sout、iout处找到的输出信号的可能的频谱的示例性示图，例如当IRC控制回路处理36正在进行时。
具体地：
-图3B的部分a)是第一输出信号Sout(ω)(表示为离散时间域中的sout(k))的示例性频谱的图，其包括第一衰减频谱贡献αK1S与第二衰减频谱贡献εK2I*的叠加，以及
-图3B的部分b)是第二输出信号Iout(ω)(表示为离散时间域中的iout(k))的示例性频谱的图，其包括第三衰减频谱贡献αK1I与第四衰减频谱贡献εK2S*的叠加，其中衰减因子ε和α值可以指示IRC控制回路处理36促进达到衰减因子ε和α分别趋向于达到0和1的稳态条件，例如表示为：
Figure BDA0002841516480000265
在如图4中例示的一个或多个实施例中，单一支路串扰校正系统30’可以包括：
-输入节点xRF，被配置为接收RF信号xRF(t)，例如，RF信号可以被表示为：
Figure BDA0002841516480000271
-(模拟)下变频级21，例如，直接下变频级21，被配置为将期望的信号分量移位到中频ωIF，中频ωIF可以是零，例如，
Figure BDA0002841516480000274
例如，中频IF信号可以表示为：
xin(k)＝xIF(kT)＝K1x(kT)+K2x*(kT)
-单一支路IRC控制回路36(其在以下被讨论)，耦合到下变频级21，并且被配置为从下变频级21接收第一输入信号xin(k)，该输入信号具有以下形式：
xin(k)＝xIF(kT)＝K1x(kT)+K2x*(kT)
其中x(kT)是信号x(t)的经采样版本，其可被表示为x(t)＝s(t)。
图4A是RF信号XRF(ω)(在时域中表示为xRF(t))的频谱XRF的示例性示图，RF信号XRF(ω)可以在具有ωIF＝0的特定情况下在输出节点xRF处被接收，其中，这样的频谱包括一对分别围绕频率±ωLO放置的期望的信号贡献S，S*。
在一个或多个实施例中，单一支路IRC控制回路36’可以包括：
-第一输入节点xin，被配置为从下变频级21接收第一输入信号xin(k)，其中输入信号xin(k)＝xIF(kT)可以用以下形式表达：
xin(k)＝xIF(kT)＝K1x(kT)+K2x*(kT)
其中x(kT)是信号x(t)的经采样版本，其可以表示为
Figure BDA0002841516480000272
-第一共轭级360’，被耦合至第一输入节点xin并且被配置为提供第一共轭复信号
Figure BDA0002841516480000273
-第一自适应乘法器(或滤波器)362’，具有乘法系数w，第一自适应乘法器362’被耦合到第一共轭级360’，
-第一加法器级364’，被耦合到输入节点xin和第一乘法器级362’的输出节点，
-反馈支路368’、369’，耦合到第一加法器级364和第一自适应乘法器级362，反馈支路368’、369’被配置为改变或调整乘法器级系数，如以下所讨论的，
-第一输出节点xout，耦合到第一加法器级364’的输出节点。
在如图4中例示的一个或多个实施例中，输出信号xout(k)可以表示为：
Figure BDA0002841516480000281
其中w(k)指示表示为(离散)时间的函数的至少一个权重系数w。
如在图4中例示的一个或多个实施例中，在单一支路电路30’中的单一支路IRC控制回路36’中的反馈回路368’、369’可以被配置为提供至少一个权重系数w以配置乘法器级362’，反馈回路368’、369’将这样的系数应用于输入信号，该系数的值可以根据以下表达式随时间变化：
w(k+1)＝w(k)+μxout(k)2
其中，μ是可以在回路滤波器369’中给出的参数，并且其被用于与经平方输出信号因子xout(k)2相乘。
在一个或多个实施例中，例如，如在图4中例示的：
-共轭级360’可以生成共轭信号
Figure BDA0002841516480000282
-相关器级368’可以计算经平方输出信号因子xout(k)2，
-回路滤波器级369’可以被耦合到相关器级368’，并且被配置为将这样的经计算因子xout(k)2积分，
-乘法器级362’可以接收至少一个权重系数w(k)和共轭信号
Figure BDA0002841516480000283
以计算输出信号表达式的等式的乘积项
Figure BDA0002841516480000284
-以及加法器节点364’，可以接收乘积项
Figure BDA0002841516480000285
和输入信号xin(k)，从输入信号xin(k)减去乘积项
Figure BDA0002841516480000286
并且将该相减的结果提供为加法器节点364’的输出。
一个或多个实施例可以采用单一支路IRC控制回路36，其中单个复信号可以被用于系数的更新，估计在输出信号xout(k)与其共轭版本
Figure BDA0002841516480000287
)之间的剩余相关性，因此作为源于xout(k)2的积分增量的函数。
在一个或多个实施例中，对于给定的预期值条件可以达到稳态条件，例如，E[xout(k)2]＝0，其可以令人满意地产生至少一个权重系数w，该权重系数w具有等于不匹配系数的比率的值，例如
Figure BDA0002841516480000291
相应地，输出信号xout可以在离散时间域k中被表示为：
Figure BDA0002841516480000292
图4B是可以在(单一支路)IRC回路处理电路36’中被处理的信号的可能频谱的示例性示图。
具体地，例如，在IF频率为0，ωIF＝0的特定情况下：
图4B的部分a)是可能的输入信号Xin(ω)(表示为离散时间域中的xin(k))的示例性频谱的图，其可以在IRC控制回路36’的输入节点xin处被接收，包括第一频谱贡献K1S和第二频谱贡献K2S*的叠加，以及，
图4B的部分b)是第一输出信号Xout(ω)(表示为离散时间域中的xout(k))的示例性频谱的图，其包括第一衰减频谱贡献因子αK1S和第二衰减频谱贡献因子εK2S*的叠加，其中衰减因子ε、α值可以指示IRC控制回路处理36’促进达到其中衰减因子ε，α分别倾向于达到零和一的稳态条件，例如表示为：
Figure BDA0002841516480000293
图4C是输出信号Xout(ω)(表示为离散时间域中的xout(k))的可能频谱Xout(ω)的另一示例性图，输出信号Xout(ω)可以存在于输出节点xout处，而IRC处理级36’可能在进行中，例如，作为处理信号
Figure BDA0002841516480000294
的结果，其中输出信号Xout(ω)可以包括：
-第一信号频谱部分，可以围绕第一“正”IF频率ωIF放置，第一IF信号频谱部分包括第一衰减频谱贡献αK1S和第二衰减频谱贡献εK2I*的叠加，
-第二信号频谱部分，可以围绕与第一“正”频率相对的第二“负”IF频率-ωIF放置，第二IF信号频谱部分包括第三衰减频谱贡献因子αK1I和第四衰减频谱贡献因子εK2S*的叠加，其中衰减因子ε、α值可以指示IRC控制回路处理36’促进达到其中衰减因子ε，α分别倾向于达到零和一的稳态条件，例如表示为：
Figure BDA0002841516480000301
在一个或多个实施例中，IRC控制电路36、36’、36”可以包括多抽头处理，其可以特别适合于补偿可能随频率变化的不平衡(例如，参见前面讨论的第二不平衡情况)。
注意，为了简单起见，可以主要关于单一支路IRC控制回路36’来讨论使用多抽头处理的一个或多个实施例，除非另外理解，这样的讨论纯粹是示例性的而不是限制性的。
例如，在单一支路IRC控制回路36’中，将被处理的输入信号可以被提供为xin(k)＝xIF(kT)，其具有对应的频谱，对应的频谱可以被表示为：
Xin(ω)＝XIF(ω)＝K1(ω)X(ω)+K2(ω)X*(-ω) |ωT|≤π
在一个或多个实施例中，双支路IRC控制回路36处理还可以包括多抽头处理，其中经处理的输入信号可以被提供为sin(k)＝sBB(kM)和iin(k)＝iBB(kM)，其中对应的信号频谱可以表示为：
Sin(ω)＝SBB(ω)＝K1(ω+ωIF)S(ω)+K2(ω+ωIF)I*(-ω) |ωMT|≤π
Iin(ω)＝IBB(ω)＝K1(ω-ωIF)I(ω)+K2(ω-ωIF)S*(-ω) |ωMT|≤π.
在如在图5中例示的一个或多个实施例中，IRC处理管线36”可以被配置为接收输入信号Xin，输入信号Xin可以分别被表示为(离散的)时间k和频率ω函数：
xin(k)＝xIF(kT)＝[k1(t)*x(t)]t＝kT+[k2(t)*x*(t)]t＝kT
Xin(ω)＝XIF(ω)＝K1(ω)X(ω)+K2(ω)X*(-ω) |ωT|≤π.
如图5中例示的一个或多个实施例对于处理这样的输入信号xin(k)可以是特别有利的，促进处理(潜在地)频率相关的I/Q不平衡。
在如在图5中例示的一个或多个实施例中，多抽头IRC控制回路36”可以包括：
-第一共轭级360”，被耦合到输入节点xin并且被配置为生成共轭输入信号，例如，
Figure BDA0002841516480000311
-自适应滤波器级362”，例如，有限脉冲响应(FIR)滤波器，耦合到第一共轭级360”并且被配置为从其接收共轭输入信号
Figure BDA0002841516480000312
以及计算信号干扰项
Figure BDA0002841516480000313
的估计，信号干扰项可以被表示为：
Figure BDA0002841516480000314
-加法器级364，其耦合到输入节点、自适应滤波器级362”、以及输出节点xout，
-反馈网络368a”、369”，耦合到输出节点以及FIR滤波器级362”。
如在图5中例示的一个或多个实施例中，反馈网络368”、369”可以包括：
-相关器级368”，被耦合到输出节点以及回路滤波器369”，相关器级368”被配置为计算剩余相关Rn(k)的估计，例如在给定时间处的输出信号与在给定延迟n之后的输出信号的乘积，乘积可以表示为：
Rn(k)＝xout(k)xout(k-n)、0≤n＜N
-回路滤波器369”，被耦合到相关器级368”以及FIR滤波器362”，回路滤波器369”被配置成积分这样的剩余相关R的估计并且相应地更新系数集合W，如以下所讨论的。
在一个或多个实施例中，有限脉冲响应(FIR)滤波器362”可以包括滤波器，其脉冲响应(即，响应于克罗内克函数(Kronecker delta)或狄拉克脉冲的输出、输入)或对任何有限长度输入的响应具有有限的持续时间，该有限的持续时间可以在受限的/有限的时间内稳定为零。
举例来说，阶数N-1的FIR滤波器可以具有脉冲响应，该脉冲响应可以具有等于(信号)样本在稳定到零之前的数目N的持续时间，其中可以从第一非零元素到最后非零元素对样本N进行计数，其中两者皆被包括。
在一个或多个实施例中，FIR滤波器362”可以包括输入延迟线元件，促进将输入信号延迟给定数目的样本。
在采用N个权重系数w0、w1、w2、…、wN-1的集合W的一个或多个实施例中，在IRC控制回路36”的输出节点xout处的输出信号xout(k)可以作为应用自适应FIR滤波362”的结果而被计算，从而针对N个连续的延迟值施加去相关：E[xout(k)xout(k-n)]＝0，0≤n＜N。
具体地，输出信号xout(k)可以被表示为：
Figure BDA0002841516480000321
而在权重系数集合W中的系数的更新函数可以表示为：
wn(k+1)＝wn(k)+μxout(k)xout(k-n) 0≤n＜N
在如在图5中例示的一个或多个实施例中，系数W可以被应用于属于FIR 362”的延迟线的元件的子集，并且可以仅对相关的延迟值施加去相关。
例如，系数W的集合可以被应用于延迟元件的梳形部，该梳形部包括Nd个延迟元件，延迟元件之间具有距离d，其中距离d可以指示为抽头延迟距离或者简单地指示为抽头延迟。
在所考虑的示例中，施加去相关可以表示为：
E[xout(k)xout(k-dn)]＝0，0≤n＜Nd
仍在所考虑的示例中，输出信号xout可以表示为：
Figure BDA0002841516480000322
并且系数组W的更新函数可以表示为：
wn(k+1)＝wn(k)+μxout(k)xout(k-dn) 0≤n＜Nd
在如图5中所例示的一个或多个实施例中，系数组W可以包括三个系数w0、w1、w2。例如，这种数目的系数可以特别适合于卫星无线电应用。
在如在图5中例示的一个或多个实施例中，延迟元件的梳形部可以包括Nd＝3数目个延迟元件，而距离d可以具有可配置的、可控制的或可变的(抽头延迟)值。
在如在图5中例示的一个或多个实施例中，FIR滤波器362”可以计算加权输入信号值
Figure BDA0002841516480000331
指示为定义为
Figure BDA0002841516480000332
的干扰项的估计，估计可以被表示为：
Figure BDA0002841516480000333
在如在图5中例示的一个或多个实施例中，可以将这样的加权信号值F(例如
Figure BDA0002841516480000334
)提供给加法器级364，其中它可以被减到输入信号xin，提供输出信号xout作为在这样的量xin、F之间的差，例如，
Figure BDA0002841516480000335
在一个或多个实施例中，单一支路IRC结构36’、结构36”可以包括检测器/相关器级368’、368”，其可以执行在输出信号xout(k)与其复共轭版本
Figure BDA0002841516480000336
之间的剩余相关的估计。
在一个或多个实施例中，双支路IRC结构36可以包括检测器/相关器级368，其可以执行在第一输出信号sout(k)与第二输出信号的共轭版本
Figure BDA0002841516480000337
之间的剩余相关估计，或在第二输出信号iout(k)与第一输出信号的共轭版本之间
Figure BDA0002841516480000338
的剩余相关估计。
在一个或多个实施例中，可以例如执行这样的相关估计：
-使用基于“最后可用数据(last available data)”的第一方法，例如通过对剩余相关Rn(k)的估计的值进行采样来计算和评估样本，剩余相关可以被表示为Rn(k)＝xout(k)xout(k-dn)，0≤n＜Nd，或者，
-备选地，使用基于收集(采样的)数据(点)的集合并且应用“基于块的(block-based)”计算方法的第二方法。
例如，在这样的第二“基于块的”计算方法中，用于剩余相关的估计的第二形式R′n(k)可以被计算为：
Figure BDA0002841516480000339
其中
-k是块索引，并且
-L是(可能可配置的)块长度。
在使用此第二方法的一个或多个实施例中，用于系数的更新函数还可以包括在系数集合W中的系数的值的计算中的“逐块(block-wise)”实施。
例如，在采用基于块的方法的一个或多个实施例中，输出信号xout可以被表示为：
Figure BDA0002841516480000341
而用于系数集合W中的系数的更新函数可以表示为：
Figure BDA0002841516480000342
要注意的是，在块长度L被配置为单位量的情况下，例如L＝1，第一“最后可用数据”方法可以是第二“基于块的”方法的特殊情况。
在一个或多个实施例中，本发明人已经观察到，在由IRC控制回路36’、36”输出的信号的频谱中，在正频谱与负频谱的镜像版本(两者都包含围绕ωIF放置并且从S和I*导出的贡献)之间的剩余相关，可以本质上与正频谱的镜像版本和正频谱的镜像版本之间的剩余相关(这两者都包含围绕ωIF放置并且从I和S*导出的贡献)相结合，利用两个相关项都促进收敛到系数的相同值这一事实。
如所提及的，在如在图5中例示的一个或多个实施例中，所计算的相关R、R′的结果可以经由从检测器/相关器368”延伸到自适应滤波器362”的回路滤波器369”来积分。
如所提及的，在一个或多个实施例中，通过分别使用相关器级368”和自适应滤波器级362”，可以例如利用在数字域中操作的DSP技术来估计和抑制剩余镜像串扰。
具体地，在一个或多个实施例中，FIR滤波器362”可以输出经滤波的信号
Figure BDA0002841516480000343
其可以被减到IRC输入信号xin(k)，以便在所得到的IRC输出信号xout(k)上减少(以及实质上去除)由于在RFFE 10中的I/Q不平衡引起的串扰效应。
在一个或多个实施例中，IRC控制回路36”可以收敛到经改善的滤波器系数W集合，例如，在最小均方(LMS)的意义上最优。
具体地，根据从相关器368接收的信号，FIR滤波器362”的系数W的组可以使用来自回路滤波器369”的信息来更新。
一个或多个实施例可以包括自动增益控制器(AGC)级366，其可以促进在检测器/相关器368”的输入处保持固定的信号电平，以便利用与输入信号功率条件无关的几乎稳定的时间常数具有收敛。
如所提及的，已知技术的性能可能受到每个“清洁(clean)的”源信号s(t)、i(t)的去相关时间(分别指示期望的信号以及镜像信号，没有串扰)的限制，特别是当回路由于有意的过采样或者由于特定的频谱条件而以高采样率操作时。具体地，当去相关时间比采样周期高得多时，可以存在这样的限制。
如所提及的，由于存在强烈频率相关的I/Q不平衡，宽带接收器可能受到这样的问题及其相关更严重的影响。
在如在图5、图6和图7中例示的一个或多个实施例中，可以根据应用以不同的方式配置IRC控制回路36”以不同的方式计算系数W，有利地增加了灵活性。
例如，在IRC控制回路36”中的检测器/相关器级368”可以包括：
-第一输入TapSel，被配置为耦合到第一抽头选择配置寄存器3680，其中检测器/相关器级368”可以根据存储在第一抽头选择配置寄存器3680中的第一值而用单抽头或多抽头IRC实施方式来操作，
-第二输入DtcDly，配置为耦合到第二抽头延迟配置寄存器3682，其中检测器/相关器级368”可以根据存储在第二抽头延迟配置寄存器3682中的第二值，以抽头延迟值d(以采样数目)来操作，以及
-可选地，第三输入BLKLEN，被配置为耦合到第三配置寄存器3684，其中检测器/相关器级368”可以以根据存储在第三块长度配置寄存器3684中的第三值选择的块长度L值来操作。
在一个或多个实施例中，使用第二抽头延迟配置寄存器3682来选择方便的抽头延迟距离d值的可能性可以促进仅针对延迟元件的子集执行相关处理，延迟元件的子集可以被相应地选择。
在如在图5中例示的一个或多个实施例中，在IRC控制回路36”中实施的FIR滤波器级362”可以包括例如：
-第一输入TapSel，被配置为耦合到第一抽头选择配置寄存器3680，其中FIR滤波器级362”可以根据存储在第一抽头选择配置寄存器3680中的第一值而用单抽头或多抽头实施方式来操作，
-第二输入DtcDly，被配置为耦合到第二抽头延迟配置寄存器3682，其中FIR滤波器级362”可以根据存储在第二抽头延迟配置寄存器3682中的第二值的抽头延迟值d(以采样数目)来操作。
在一个或多个实施例中，例如，在根据在第一抽头选择配置寄存器3680中的值激活滤波器级362”的FIR实施方式之后，在IRC回路36中实施的自适应滤波器级362”可以包括3抽头型FIR滤波器，其具有根据在第二抽头延迟配置寄存器3682中的值选择的抽头延迟d。
在如图5中例示的一个或多个实施例中，可选的块长度配置寄存器3684可以用于配置系数W的相关和更新的逐块计算，从而促进增加处理系统36、处理系统36’、处理系统36”的灵活性。
在一个或多个实施例中，回路滤波器369”可以包括一组寄存器3690、3692、3694，其存储相应的回路滤波器参数μ、PS、Winit。
例如，在一个或多个实施例中：
-第一配置寄存器3690可以包括例如足够的积分系数μ和/或
-第二配置寄存器3692可以用于选择“预设值(pre-set values)”功能性PS，和/或
-第三配置寄存器(或寄存器组)3694可以包括可选的预设系数值Winit，其可以预先存储在专用寄存器存储器位置3694中，并且当预设值选项PS从3692中选择时，可以用于初始化FIR滤波器362’的系数W。
在一个或多个实施例中，在IRC控制回路36”中的回路滤波器369”可以例如包括：
-第一输入mu，其被配置为耦合到这样的第一配置寄存器3690，该第一配置寄存器3690可以包括例如足够的积分系数μ，和/或
-第二输入预置，其被配置为耦合到这样的第二配置寄存器3692，该第二配置寄存器3692可以用于选择不同的预设值或功能性PS，和/或
-第三(组)(一个或多个)输入Winit，其被配置以耦合到(一个或多个)配置寄存器3694的第三(组)配置寄存器3694，该(一个或多个)配置寄存器3694包括可选的预设系数值Winit，其可以预先存储在专用寄存器存储器位置3694中，并且当预设值选项PS选自3692时，可以用于初始化FIR滤波器362’的系数W，
-附加输入TapSel，被配置为耦合到抽头选择配置寄存器3680，其中根据存储在抽头选择配置寄存器3680中的值，可以利用单抽头或多抽头IRC实施方式来操作回路滤波器369”。
在一个或多个实施例中，这样的解决方案36”可以促进避免选择通过短延迟分离的元件的子集，有利地，由于(清洁)源信号s(t)、i(t)的去相关时间而减轻副作用。
图8A和图8B中例示的一个或多个实施例可以涉及采用IRC控制回路36、36’、36”的QPSK应用，其中系数W的集合中的第一FIR系数w1和第二FIR系数w2的预期(最佳)值可以是零。
在如在图8A中例示的一个或多个实施例中，当在检测器/相关器368中使用短抽头延迟(例如，d＝1)时，回路36可以收敛到次优值，例如，由于与清洁源的去相关时间有关的副作用。结果，图8A中例示的第一QPSK星座可以由于较差的信号与干扰比而具有“略微混淆的”分布，从而生成高比特误码率。
在如图8B中所例示的一个或多个实施例中，当使用长抽头延迟(例如，d＝12)时，由于非相关源的去相关时间而导致的副作用被减轻，并且回路36可以收敛到令人满意的值，从而由于较高的信号与干扰比而提高QPSK星座的质量，并且因此，导致可忽略的比特误码率。
如图8B中所例示的，IRC回路36可以通过衰减串扰影响并且提供具有接近在理想情况下获得的值的输出信号xout(k)来促进恢复全系统功能(例如，参见前述关于理想情况的讨论)。
如在图9中例示的，一个或多个实施例可以包括通信设备90，该通信设备配备有被配置为执行如本文所讨论的镜像抑制校正方法的电路装置。
如图9中例示的，在一个或多个实施例中，这样的通信设备90(例如，RF接收器)可以包括：
-天线92，被配置成感测电磁信号，
-射频前端(RFFE)模块93，耦合到天线92并且被配置为从天线92接收RF信号以及处理该RF信号，
-模数转换器(ADC)94，被配置成从RFFE模块93接收经处理的信号；
-自动增益控制器(AGC)级95，可以将ADC模块94与RFFE模块93耦合，
-处理电路装置96，被配置为根据一个或多个实施例校正I/Q不平衡问题，以及
-基带处理器98，被配置为进一步处理从处理电路96接收的不平衡校正信号。
在一个或多个实施例中，通信设备90可以例如在收发器中，并且可以用于接收卫星、地面或有线电视或无线电信号，或需要通过模拟I/Q混频器进行降频转换的任何RF信号。
在一个或多个实施例中，接收器90可操作以接收卫星、地面或有线电视或无线电信号，下变频并且处理该信号以用于通信到显示设备和/或一组扩音器。
例如，RFFE 93可以包括例如用于从卫星系统、有线TV头端和/或地面TV天线接收信号的一个或多个RF接收(Rx)和发射(Tx)路径。
在一个或多个实施例中，RFFE还可以包括例如阻抗匹配元件、低噪声放大器(LNA)、功率放大器、可变增益放大器和滤波器。在一个或多个实施例中，RFFE级93可以因此可操作以在将RF信号通信到例如基带处理器98之前接收、放大和滤波RF信号。
在一个或多个实施例中，ADC 94可以包括宽带ADC，并且可操作以将所接收的模拟信号转换为数字信号。
处理电路装置96可以包括补偿电路30、30’，包括如前面所讨论的IRC回路电路36、36’、36”(例如相对于图5)，或者处理电路装置96可以包括通用处理设备和被配置为执行不平衡校正36、36’和36”的方法的存储器，例如，经由软件。
在一个或多个实施例中，该过程可以完全在数字电路装置中执行，而不使用复杂的模拟电路装置。
在一个或多个实施例中，通信设备处理电路装置96可以包括存储器，例如，可操作以存储例如用于接收器设备90的操作的软件和数据的可编程存储器模块。
例如，存储器可以将在IRC控制回路中计算的自适应滤波器系数存储在补偿电路中。
一个或多个实施例可以在其中信号处理采用基于模拟I/Q混频器的频率下变频级的任何通信接收器90中使用，而不管所接收的信号(广播服务、网络、天文学等)的信息内容如何，所采用的调制技术(AM、FM、OFDM、QPSK等)以及传输信道的物理特性，传输信道可以基于无线电链路(地面或经由卫星)或基于介质引导的方法(金属电缆、波导、光纤等)。
如所提及的，此类通信接收器的一些示例可以被用于广播服务(电视、无线电、定位系统：GNSS等等)或用于网络服务(点对点、点对多点、用于电话信号的交换网络、数字数据等)。
一个或多个实施例可以改善地面无线电宽带接收器、卫星无线电宽带接收器、卫星GNSS接收器的通信接收器等的性能。
如本文所例示的，方法(例如，30、30’)可以包括：
-接收输入信号(例如，xin、Xin)，该输入信号包括由其间的采样周期(例如，T)隔开的输入数据样本的至少一个序列，该输入信号包括期望的信号分量以及叠加在期望的信号分量上的干扰信号分量，
-向所述输入信号应用干扰分量估计处理(例如，36、36’、36”)，作为结果，获得包括经滤波数据样本序列的经滤波信号(例如，F)，
-从所述输入信号中减去(例如，364A、364B、364’、364”)所述经滤波信号，并且作为结果获得包括输出数据样本序列的输出信号(例如，xout、Xout)，
其中所述干扰分量估计处理包括：
a)对所述输入信号应用共轭处理(例如360A、360B、360’、360”)，从而提供所述输入信号的共轭版本，
b)计算至少一个自适应信号处理系数(例如，w、w0、w1、w2)值，
c)使用所述至少一个自适应处理系数对所述输入信号的所述共轭版本应用自适应信号处理(例如362A、362B、362’、362”)，
其中所述计算至少一个自适应信号处理系数(w；w0，w1，w2)值包括：
i)在所述输出信号(xout、Xout)的所述输出数据样本序列与所述输出信号(xout、xout)的所述输出数据样本序列的共轭版本之间执行相关处理(例如，368、368’、368”)，并且作为结果获得剩余相关的估计序列，
ii)将积分处理(例如，369、369’、369”)应用于所提供的剩余相关的所述估计序列(368、368’、368”)，所述积分处理包括积分步骤参数(μ)和至少一个起始点参数(Winit)，
iii)获得至少一个计算的自适应信号处理系数(w、w0、w1、w2)作为应用所述积分处理的结果(369、369’、369”)。
如本文所例示的，所述应用自适应信号处理可以包括将所选择的处理(例如，3680，3682，3684)应用于：
-自适应乘法处理(例如362A、362B、362’)，其具有等于所述至少一个计算的自适应信号处理系数的至少一个乘法因子(例如，W)，
-自适应有限脉冲响应、FIR、滤波处理(例如，362”)，诸如二阶或3抽头自适应FIR滤波处理、所述自适应FIR滤波处理(例如，362”)，包括使用所述至少一个自适应处理系数作为所述加权和的权重来计算包括在所述输入信号中的所述输入数据样本序列中的数据样本的共轭版本的加权和。
如本文所例示的：
-自适应FIR滤波处理可以包括将所述至少一个自适应处理系数应用于属于延迟值的相关子集处的FIR的输入延迟线的元件的子集，并且
-执行相关处理和应用积分处理可以分别包括计算和积分延迟值的所述相关子集的延迟值处的剩余相关的估计。
如本文所例示的，自适应FIR滤波系数可以被应用于属于FIR的所述输入延迟线的元件的梳形部，所述梳形部包括具有多个所述采样周期的距离值倍数的延迟元件的数量Nd。
如本文所例示的，相对于所述采样周期，所述距离值可以超过十倍。
如本文所例示的，在应用所述自适应信号处理时在所述自适应乘法处理以及所述自适应FIR滤波处理之间进行选择可以包括：
-提供被配置为存储第一值或第二值的第一自适应信号处理配置寄存器(例如，3680)，
-根据存储在所述第一自适应信号处理配置寄存器中的所述第一值或所述第二值，在应用所述自适应乘法处理或所述自适应FIR滤波处理中的一项之间进行选择。
如本文所例示的，该方法可以包括：
-提供至少一个第二配置寄存器(例如，3682)，其被配置用于存储在延迟线的延迟元件的集合中的延迟元件的索引，并且
-根据存储在所述至少一个第二配置寄存器中的所述索引，选择在所述延迟线的所述延迟元件集合中的延迟元件的子集。
如本文所例示的，应用积分处理可以包括：将回路滤波器处理(369)应用于所提供的剩余相关的估计序列。
如本文所例示的，应用积分处理可以包括以下至少一项：
-提供第一积分参数存储器(例如，3690)，被配置为存储所述积分步骤参数(例如，μ)的值，
-提供至少一个第二积分参数存储器(例如，3694)和第三积分参数存储器(例如，3692)，至少一个第二积分参数存储器(例如，3694)被配置为存储所述至少一个起始点参数(例如，Winit)的值，并且第三积分参数存储器(例如，3692)存储的值指示是否激活(例如，PS、3692)所述积分处理以使用所述至少一个起始点参数的所述值(例如，Winit)。
如本文所例示的，计算所述至少一个自适应处理系数的至少一个值(例如，w、w0、w1、w2)可以包括将自动增益控制、AGC、处理(例如，366)应用于所述输出信号。
如本文所例示，在输出信号的所述输出数据样本序列与所述输出信号的所述输出数据样本序列的共轭版本之间执行相关处理可以包括：对数据样本的多个相邻数据样本执行块状相关，形成具有块长度L的块，例如，根据存储在配置寄存器(例如，3684)中的长度值来选择所述块长度L。
如本文所例示的，电路可以包括：
-输入节点(例如，xin、Xin)，被配置为接收包括至少一个输入数据样本序列的至少一个输入信号(例如，xin、Xin)，所述输入信号包括期望的信号分量以及叠加在其上的干扰信号分量，其中在输入数据样本序列中的输入数据样本由其间的采样周期(例如，T)隔开，
-信号处理电路(例如，30，30a，96)，其被配置为向接收到的至少一个输入信号(例如，xin、Xin)应用干扰分量去除处理(例如，36、36’、36”)，如本文所例示的。
如本文所例示的，所述信号处理电路还可以包括复杂的下变频器电路(例如，22)：
-第一混频器支路(例如，22A)，其包括被配置为接收至少一个信号(例如，xin、Xin)的通用输入节点(例如，xin、Xin)、第一数字混频器(例如，24A)、第一数字低通滤波器(例如，26A)、具有抽取因子M的第一基带抽取器(例如，28A)以及第一接口节点，第一接口节点被配置为提供第一信号分量(例如sin)，以及
-第二混频器支路(例如，22B)，其包括被配置为接收至少一个第二数字混频器(例如24B)的通用输入节点(例如，xin、Xin)，、第二数字低通滤波器(例如，26B)、具有抽取因子M的第二基带抽取器(例如，28B)以及第二接口节点(例如，iin)，第二接口节点被配置为提供第二信号分量(例如，iin)。
如本文所例示的，射频接收器设备(例如，90)可以包括：
-天线(例如，92)，其被配置为接收RF信号，
-射频前端(例如93)，耦合到所述天线，所述射频前端被配置为在输入节点(例如，xRF)处接收所述RF信号，并且将下变频处理应用于所述射频信号，所述射频前端具有第一输出节点(例如，xIF)，所述射频前端被配置为在所述第一输出节点(例如，xIF)处提供中频IF信号作为所述下变频处理的结果，
-模拟-数字转换器ADC级(例如，94)，其具有输入节点，输入节点耦合到所述第一输出节点(xIF)和第二输出节点，所述ADC级被配置为从所述第一输出节点接收所述IF信号，对其施加信号采样，并且在所述第二输出节点处提供所述IF信号的数据采样的采样序列，
-电路(例如，96)，如本文所例示的具有耦合到所述ADC级的所述第二输出节点的所述输入节点，所述电路被配置为接收所述IF信号作为输入信号。
如本文所例示的，可加载到至少一个处理电路(例如，96)的存储器中的计算机程序产品可以包括用于在产品在至少一个处理电路上运行时执行如本文例示的方法的步骤的软件代码部分。
将另外理解的是，贯穿附图所例示的各种单独的实施选项不一定旨在以附图中例示的相同组合来采用。因此，一个或多个实施例可以单独地和/或以相对于在附图中例示的组合的不同组合采用这些(否则非强制的)选项。
在不对下面的原理有偏见的情况下，细节和实施例可以相对于仅以举例的方式描述的内容而变化，而不脱离保护范围。
一些实施例可以采取计算机程序产品的形式或者包括计算机程序产品。例如，根据一个实施例，提供了一种包括适于执行上述方法或功能中的一个或多个的计算机程序的计算机可读介质。介质可以是物理存储介质，诸如例如只读存储器(ROM)芯片，或诸如数字多功能盘(DVD-ROM)、光盘(CD-ROM)、硬盘、存储器、网络或要由适当驱动器或经由适当连接读取的便携式媒体制品的盘，包括被编码在一个或多个条形码或存储在一个或多个这样的计算机可读介质上并且可以被适当的读取器设备读取的其他相关代码中的编码。
此外，在一些实施例中，方法和/或功能中的一些或全部可以以其他方式来实施或提供，诸如至少部分地在固件和/或硬件中，包括但不限于一个或多个专用集成电路(ASIC)、数字信号处理器、分立电路、逻辑门，标准集成电路、控制器(例如，通过执行适当的指令，并且包括微控制器和/或嵌入式控制器)、现场可编程门阵列(FPGA)、复杂可编程逻辑设备(CPLD)等，以及采用RFID技术的设备及其各种组合。
上述各种实施例可以被组合以提供另外的实施例。如果必要的话，可以修改实施例的方面，以采用各种专利、申请和出版物的概念来提供另外的实施例。

Claims (30)

1.一种方法，包括：
接收输入信号，所述输入信号包括输入数据样本的至少一个序列，所述输入数据样本由在所述输入数据样本之间的采样周期隔开，所述输入信号包括期望信号分量和叠加在所述期望信号分量上的干扰信号分量；
将干扰分量估计处理应用于所述输入信号，作为结果获得经滤波的信号，所述经滤波的信号包括经滤波的数据样本序列；以及
从所述输入信号中减去所述经滤波的信号，并且作为结果获得包括输出数据样本序列的输出信号，
其中所述干扰分量估计处理包括：
a)将共轭处理应用于所述输入信号，提供所述输入信号的共轭版本；
b)计算至少一个自适应信号处理系数值；以及
c)使用至少一个自适应处理系数来将自适应信号处理应用于所述输入信号的所述共轭版本，
其中所述计算至少一个自适应信号处理系数值包括：
i)在所述输出信号的所述输出数据样本序列与所述输出信号的所述输出数据样本序列的共轭版本之间执行相关处理，并且作为结果获得剩余相关估计序列；以及
ii)将积分处理应用于所提供的所述剩余相关估计序列，所述积分处理使用积分步骤参数和至少一个起点参数，作为应用所述积分处理的结果，获得至少一个经计算的自适应信号处理系数。
2.根据权利要求1所述的方法，其中所述应用自适应信号处理包括应用从以下项中选择出的处理：
自适应乘法处理，具有至少一个倍增因子，等于所述至少一个经计算的自适应信号处理系数；以及
自适应有限脉冲响应FIR滤波处理，所述自适应FIR滤波处理包括：使用所述至少一个自适应处理系数作为加权和的权重，计算被包括在所述输入信号中的所述输入数据样本序列中的数据样本的共轭版本的所述加权和。
3.根据权利要求2所述的方法，其中：
所述自适应FIR滤波处理包括：以有关的延迟值子集，将所述至少一个自适应处理系数应用于属于所述FIR的输入延迟线的元件的子集；以及
执行相关处理以及应用积分处理分别包括：以所述有关的延迟值子集中的延迟值来计算和积分剩余相关估计。
4.根据权利要求3所述的方法，其中所述自适应FIR滤波系数被应用于属于所述FIR的所述输入延迟线的元件的梳形部，所述梳形部包括Nd数目个延迟元件，所述延迟元件具有所述采样周期乘以因子d的距离值。
5.根据权利要求4所述的方法，其中所述距离值超过所述采样周期的十倍。
6.根据权利要求2所述的方法，其中在应用所述自适应信号处理中，在所述自适应乘法处理与所述自适应FIR滤波处理之间进行选择包括：
提供第一自适应信号处理配置寄存器，被配置为存储第一值或第二值；以及
根据存储在所述第一自适应信号处理配置寄存器中的所述第一值或所述第二值，来相应地在应用所述自适应乘法处理或所述自适应FIR滤波处理中的一项之间进行选择。
7.根据权利要求4所述的方法，包括：
提供至少一个配置寄存器，被配置为存储在所述延迟线的所述延迟元件集合中的延迟元件的索引；以及
根据存储在所述至少一个配置寄存器中的所述索引，选择在所述延迟线的所述延迟元件集合中的延迟元件子集。
8.根据权利要求1所述的方法，其中所述应用积分处理包括：将回路滤波器处理应用于所提供的所述剩余相关估计序列。
9.根据权利要求1所述的方法，其中应用积分处理包括以下至少一项：
提供第一积分参数寄存器，被配置为存储所述积分步骤参数的值；
提供第二积分参数寄存器和第三积分参数寄存器，所述第二积分参数寄存器被配置为存储所述至少一个起点参数的值，所述第三积分参数寄存器被配置为存储一个值：所述一个值指示是否激活所述积分处理以使用所述至少一个起点参数的所述值；或者
以上两项的组合。
10.根据权利要求1所述的方法，其中所述计算所述至少一个自适应处理系数的至少一个值包括：将自动增益控制AGC处理应用于所述输出信号。
11.根据权利要求1所述的方法，其中在所述输出信号的所述输出数据样本序列与所述输出信号的所述输出数据样本序列的共轭版本之间执行所述相关处理包括：对数据样本的多个相邻数据样本执行块状相关，所述多个相邻数据样本形成具有块长度L的块，其中根据存储在配置寄存器中的长度值来选择所述块长度L。
12.根据权利要求2所述的方法，其中所述自适应FIR滤波处理包括二阶自适应FIR滤波处理。
13.一种电路，包括：
输入节点，被配置为接收包括至少一个输入数据样本序列的输入信号，所述输入信号包括期望信号分量和叠加在所述期望信号分量上的干扰信号分量，其中在所述输入数据样本序列中的输入数据样本由在所述输入数据样本之间的采样周期隔开；以及
信号处理电路装置，耦合到所述输入节点，其中所述信号处理电路装置在操作中：
将干扰分量估计处理应用于所述输入信号，作为结果获得经滤波的信号，所述经滤波的信号包括经滤波的数据样本序列；以及
从所述输入信号中减去所述经滤波的信号，获得包括输出数据样本序列的输出信号，
其中所述干扰分量估计处理包括：
将共轭处理应用于所述输入信号，提供所述输入信号的共轭版本；
计算一个或多个自适应信号处理系数；以及
使用所述一个或多个自适应处理系数来将自适应信号处理应用于所述输入信号的所述共轭版本，
其中所述计算所述一个或多个自适应信号处理系数包括：
在所述输出信号的所述输出数据样本序列与所述输出信号的所述输出数据样本序列的共轭版本之间执行相关处理，获得剩余相关估计序列；以及
将积分处理应用于所述剩余相关估计序列，所述积分处理使用积分步骤参数和至少一个起点参数，获得所述一个或多个自适应信号处理系数。
14.根据权利要求13所述的电路，其中所述信号处理电路装置在操作中选择性地应用以下一项：
自适应乘法处理，具有等于经计算的所述自适应信号处理系数的倍增因子；以及
自适应有限脉冲响应FIR滤波处理，所述自适应FIR滤波处理包括：使用所述自适应处理系数作为加权和的权重，计算被包括在所述输入信号中的所述输入数据样本序列中的数据样本的共轭版本的所述加权和。
15.根据权利要求14所述的电路，其中：
所述自适应FIR滤波处理包括：以有关的延迟值子集，将所述自适应处理系数应用于属于所述FIR的输入延迟线的元件的子集；以及
执行相关处理以及应用积分处理分别包括：以所述有关的延迟值子集中的延迟值来计算和积分剩余相关估计。
16.根据权利要求15所述的电路，其中自适应FIR滤波系数被应用于属于所述FIR的所述输入延迟线的元件的梳形部，所述梳形部包括Nd数目个延迟元件，所述延迟元件具有所述采样周期乘以因子d的距离值。
17.根据权利要求15所述的电路，其中所述距离值超过所述采样周期的十倍。
18.根据权利要求14所述的电路，其中所述信号处理电路装置在操作中通过以下项在所述自适应乘法处理与所述自适应FIR滤波处理之间进行选择：
将第一值或第二值存储在第一自适应信号处理配置寄存器中；以及
根据存储在所述第一自适应信号处理配置寄存器中的所述第一值或所述第二值，应用所述自适应乘法处理或所述自适应FIR滤波处理中的一项。
19.根据权利要求16所述的电路，其中所述信号处理电路装置在操作中：
将在所述延迟线的所述延迟元件集合中的延迟元件的索引存储在配置寄存器中；以及
根据所述索引，选择在所述延迟线的所述延迟元件集合中的延迟元件子集。
20.根据权利要求13所述的电路，其中所述积分处理包括：将回路滤波器处理应用于所述剩余相关估计序列。
21.根据权利要求13所述的电路，其中所述积分处理包括：
存储所述积分步骤参数的值；
存储所述至少一个起点参数的值以及控制参数，所述控制参数用于激活所述积分处理以使用所述至少一个起点参数的所述值；或者
以上两项。
22.根据权利要求13所述的电路，其中所述信号处理电路装置在操作中将自动增益控制AGC处理应用于所述输出信号。
23.根据权利要求13所述的电路，其中在所述输出信号的所述输出数据样本序列与所述输出信号的所述输出数据样本序列的共轭版本之间执行所述相关处理包括：对数据样本的多个相邻数据样本执行块状相关，所述多个相邻数据样本形成具有块长度L的块，其中根据存储在配置寄存器中的长度值来选择所述块长度L。
24.根据权利要求14所述的电路，其中所述自适应FIR滤波处理包括二阶自适应FIR滤波处理。
25.根据权利要求13所述的电路，其中所述信号处理电路装置包括复数下变频器电路，所述复数下变频器电路包括：
第一混频器支路，具有被配置为接收至少一个信号的公共输入节点、第一数字混频器、第一数字低通滤波器、具有抽取因子M的第一基带抽取器、以及第一接口节点，所述第一接口节点被配置为提供第一信号分量；
第二混频器支路，具有被配置为接收至少一个信号的公共输入节点、第二数字混频器、第二数字低通滤波器、具有抽取因子M的第二基带抽取器、以及第二接口节点，所述第二接口节点被配置为提供第二信号分量；以及
镜像抑制校正IRC控制回路，被配置为将干扰分量去除处理应用于所述第一信号分量和所述第二信号分量。
26.一种射频接收器，包括：
天线，被配置为接收RF信号；
射频前端，耦合到所述天线，所述射频前端被配置为在输入节点处接收所述RF信号，并且将下变频处理应用于所述射频信号，所述射频前端具有第一输出节点，并且所述射频前端被配置为在所述第一输出节点处提供中频IF信号作为所述下变频处理的结果；
模数转换器ADC，具有输入节点，所述输入节点耦合到所述第一输出节点和第二输出节点，所述ADC被配置为从所述第一输出节点接收所述IF信号，对所述IF信号应用信号采样，并且在所述第二输出节点处提供所述IF信号的经采样的数据采样序列；以及
信号处理电路装置，耦合到所述第二输出节点，其中所述信号处理电路装置在操作中：
将干扰分量估计处理应用于所述输入信号，获得经滤波的信号，所述经滤波的信号包括经滤波的数据样本序列；以及
从所述输入信号中减去所述经滤波的信号，获得包括输出数据样本序列的输出信号，
其中所述干扰分量估计处理包括：
将共轭处理应用于所述输入信号，生成所述输入信号的共轭版本；
计算自适应信号处理系数；以及
使用所述自适应处理系数来将自适应信号处理应用于所述输入信号的所述共轭版本，
其中计算所述自适应信号处理系数包括：
在所述输出信号的所述输出数据样本序列与所述输出信号的所述输出数据样本序列的共轭版本之间执行相关处理，获得剩余相关估计序列；以及
将积分处理应用于所述剩余相关估计序列，所述积分处理使用积分步骤参数和至少一个起点参数，获得所述自适应信号处理系数。
27.根据权利要求26所述的接收器，其中所述信号处理电路装置包括复数下变频器电路，所述复数下变频器电路包括：
第一混频器支路，具有被配置为接收至少一个信号的公共输入节点、第一数字混频器、第一数字低通滤波器、具有抽取因子M的第一基带抽取器、以及第一接口节点，所述第一接口节点被配置为提供第一信号分量；
第二混频器支路，具有被配置为接收至少一个信号的公共输入节点、第二数字混频器、第二数字低通滤波器、具有抽取因子M的第二基带抽取器、以及第二接口节点，所述第二接口节点被配置为提供第二信号分量；以及
镜像抑制校正(IRC)控制回路，被配置为将干扰分量去除处理应用于所述第一信号分量和所述第二信号分量。
28.根据权利要求26所述的接收器，其中所述干扰分量估计处理包括：
计算多个自适应信号处理系数值；以及
使用所述多个自适应处理系数来将自适应信号处理应用于所述输入信号的所述共轭版本。
29.一种非暂时性计算机可读介质，具有将接收器配置为执行方法的内容，所述方法包括：
将干扰分量估计处理应用于输入信号，获得经滤波的信号，所述经滤波的信号包括经滤波的数据样本序列；以及
从所述输入信号中减去所述经滤波的信号，获得包括输出数据样本序列的输出信号，
其中所述干扰分量估计处理包括：
将共轭处理应用于所述输入信号，生成所述输入信号的共轭版本；
计算一个或多个自适应信号处理系数；以及
使用所述一个或多个自适应处理系数来将自适应信号处理应用于所述输入信号的所述共轭版本，
其中计算所述自适应信号处理系数包括：
在所述输出信号的所述输出数据样本序列与所述输出信号的所述输出数据样本序列的共轭版本之间执行相关处理，获得剩余相关估计序列；以及
将积分处理应用于所述剩余相关估计序列，所述积分处理使用积分步骤参数和至少一个起点参数，获得所述自适应信号处理系数。
30.根据权利要求29所述的非暂时性计算机可读介质，其中所述内容包括指令，当所述指令由所述接收器的处理器执行时，使所述接收器执行所述方法。
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