JP2015109594A - ダイバーシチ受信装置及びダイバーシチ受信方法 - Google Patents

Abstract

【課題】複数チャネルを同時に受信する際の非希望信号を効果的に抑圧することができるダイバーシチ受信装置及びダイバーシチ受信方法を提供する。
【解決手段】ダイバーシチ受信装置１は、受信回路１０_１，…，１０_Ｎと、受信回路で生成された信号を同一周波数成分毎に互いに合成するダイバーシチ合成部１２とを備える。受信回路の各々において、Ｋ個の発振周波数の内のｋ番目の発振周波数とＫ個の中心周波数の内のｋ番目の中心周波数との間の差分であるＫ個の差分周波数の内の少なくとも１つが異なる値であり、ｋ番目の差分周波数の差分絶対値はｋ番目の高周波チャネル成分を構成するサブキャリアの隣接周波数の間隔未満の値である。複数の局部発振信号の中のいずれかであって、ｋ番目の差分周波数と等しい周波数を有する局部発振信号を用いて、Ｋ個の低周波チャネル成分の各々が直交復調されて同相成分及び直交成分が生成される。
【選択図】図２

Description

本発明は、複数の受信信号を合成するダイバーシチ受信技術に関し、特に、複数の受信信号に含まれる非希望信号を効率良く抑圧し得るダイバーシチ受信技術に関するものである。

ダイバーシチ受信技術は、複数の受信系統でそれぞれ受信された複数の受信信号の合成（ｃｏｍｂｉｎｉｎｇ）を行うことで通信品質を向上させる技術である。ダイバーシチ受信技術により、時間選択性、空間選択性若しくは周波数選択性のフェージング（波形歪み）を補償することができる。

ダイバーシチ受信技術の合成方法としては、例えば、複数の受信信号の中から信号レベル又はＳＮＲ（信号対雑音電力比）が最も高い受信信号を選択する選択合成法、複数の受信信号の位相の全てが同位相となるように位相調整した後に当該複数の受信信号の総和を出力する等利得合成法、並びに、複数の受信信号の位相及び振幅を調整した後に当該複数の受信信号の総和を出力する最大比合成法が知られている。最大比合成法では、合成出力のＳＮＲが最大となるように、受信信号にウエイトを重み付けすることで、振幅調整が実行される。このような合成方法は、例えば、下記の非特許文献１で説明されている。また、非特許文献１は、異なる受信アンテナ系における熱雑音が互いに無相関である性質を利用して、信号合成で得られるダイバーシチ効果により熱雑音を低減する技術を説明している。また、非特許文献１には、ダイバーシチ効果が定量的に示されている。

ところで、世界各国で放送のデジタル化が広く展開されており、これと並行して、家庭用テレビ受像機、車載用放送受信機及び携帯情報端末をはじめとする様々な受信機がデジタル放送受信機能を持つことも一般的となっている。このような受信形態の多様化に伴い、テレビジョン放送及びラジオ放送だけでなく、これらの双方の特長を組み合わせた新しい放送サービスの運用が本格化している。これに伴い、デジタル放送のチャネル数は今後急速に増加することが予想される。

また、近年では放送受信技術の高度化が進展し、高機能なデジタル放送受信機が本格的に普及しつつある。例えば、視聴者の嗜好に合わせた放送プログラムの自動選択機能、複数チャネルの同時受信機能及びその録画機能などが、既に実用化されている。一方、車載用放送受信機についても、受信地域のシームレスな自動切換技術及び難受信環境における安定した放送受信のための技術が採用され始めている。今後、このようなデジタル放送受信機の高機能化は、受信形態を問わず進化していくと予想される。

特に、複数チャネルの同時受信機能は、放送形態と受信形態の双方の多様化に追随して受信機能の高性能化を実現するための必須技術の一つである。このため、複数チャネルの同時受信機能に関しては、近年様々な受信方式が検討されている。

複数チャネルの同時受信は、同時受信に必要なチャネル数と同数のチューナをデジタル放送受信機に組み込むことによって実現することが可能である。各チューナは、局部発振器で生成された発振信号を用いて高周波数帯域のＲＦ（Ｒａｄｉｏ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ）信号を、より低い周波数帯域の低周波信号（例えば、中間周波数帯域のＩＦ信号）に変換するアナログフロントエンド部を備えている。それら複数のチューナは、複数チャネルにそれぞれ対応する複数の低周波信号を同時並行に出力する。しかしながら、複数チャネルの同時受信のために複数のチューナが組み込まれたデジタル放送受信機は、チャネル数が増えるほどアナログフロントエンド部が必要とするアナログ部品の点数が多くなるので、非経済的である。

そこで、同時受信に必要なチャネル数と同数の複数の周波数変換部と信号加算器とを１つのチューナに組み込むことが提案されている。このようなチューナは、例えば、特許文献１（特開２００１−００７７８０号公報）で説明されている。

特許文献１で説明されているチューナでは、複数の周波数変換部は、互いに異なる発振周波数を有する複数の発振信号を用いて、ＲＦ信号を複数チャネルにそれぞれ対応する複数のＩＦ（Ｉｎｔｅｒｍｅｄｉａｔｅ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ）信号に変換する。そして、信号加算器は、それら複数のＩＦ信号を互いに加算して出力する。ここで、信号加算器の出力の周波数スペクトルにおいてＩＦ信号成分のチャネル（周波数帯域）が互いに重複しないように、発振周波数が調整される。これにより、チューナは、複数の周波数変換部で得られた複数のＩＦ信号を単一のチャネルの信号とみなして処理することができるので、チューナのアナログ部品の点数を少なくすることができる。例えば、１つのＡ／Ｄ変換器を用いて信号加算器のアナログ出力をデジタル信号に変換することができるため、コストメリットを獲得することができる。

特開２００１−００７７８０号公報（段落００１９及び図１など） 特許第３９５６８２８号公報（段落００１０及び図１など）

Ｓｉｍｏｎ Ｒ．Ｓａｕｎｄｅｒｓ「Ａｎｔｅｎｎａｓ ａｎｄ ｐｒｏｐａｇａｔｉｏｎ ｆｏｒ ｗｉｒｅｌｅｓｓ ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎ ｓｙｓｔｅｍｓ」、 Ｊｏｈｎ Ｗｉｌｅｙ ＆ Ｓｏｎｓ，Ｌｔｄ、 １９９９年、 ｐｐ．３３２−３３９ 生岩量久著「ディジタル通信・放送の変復調技術」、コロナ社、２００９年１月５日、ｐｐ．１３２−１３４

特許文献１に説明されている技術では、受信信号に重畳された非希望信号に起因して信号品質低下が発生する場合がある。非希望信号としては、例えば、受信機の内部で発生する熱雑音、若しくは、受信機に外部から到来した干渉信号が挙げられる。熱雑音については、ダイバーシチ受信機を用いて複数系統の受信信号を合成することで熱雑音を簡易に且つ効率良く低減させることが可能である。

しかしながら、外部から到来した干渉信号は、ダイバーシチ受信機の複数の受信系統間で強い相関を持つ場合がある。このような場合、従来のダイバーシチ受信機では、受信信号に重畳された干渉信号を効率良く抑圧することが難しいという問題がある。

図１（Ａ）から（Ｄ）は、この問題を説明するための周波数スペクトルを概略的に示す図である。図１（Ａ）は、ＲＦ信号の周波数スペクトルの一例を示す図である。特許文献１に説明されている技術を使用すれば、図１（Ａ）の周波数スペクトルを持つＲＦ信号を２つのＩＦ信号にそれぞれ周波数変換し、これら２つのＩＦ信号を互いに加算して加算信号を生成することができる。図１（Ｂ）は、ＩＦ帯に変換された一方のＩＦ信号の周波数スペクトルを概略的に示す図であり、図１（Ｃ）は、ＩＦ帯に変換された他方のＩＦ信号の周波数スペクトルを概略的に示す図であり、図１（Ｄ）は、図１（Ｂ）及び（Ｃ）のＩＦ信号を互いに加算して得られる加算信号の周波数スペクトルを概略的に示す図である。

図１（Ａ）に示されるように、ＲＦ信号は、周波数軸上で互いに離れたチャネル成分（希望信号成分）ＣＨＡ，ＣＨＢを含む。一方のチャネル成分ＣＨＡの両側近傍に非希望信号成分ＮＡ１，ＮＡ２，ＰＡ１，ＰＡ２が存在し、他方のチャネル成分ＣＨＢの両側近傍にも非希望信号成分ＮＢ１，ＮＢ２，ＰＢ１，ＰＢ２が存在する。図１（Ｂ）のＩＦ帯のチャネル成分ＣＨａ及び非希望信号成分Ｎａ１，Ｎａ２，Ｐａ１，Ｐａ２は、図１（Ａ）のＲＦ帯のチャネル成分ＣＨＡ及び非希望信号成分ＮＡ１，ＮＡ２，ＰＡ１，ＰＡ２を周波数変換したものである。また、図１（Ｃ）のＩＦ帯のチャネル成分ＣＨｂ及び非希望信号成分Ｎｂ１，Ｎｂ２，Ｐｂ１，Ｐｂ２は、図１（Ａ）のＲＦ帯のチャネル成分ＣＨＢ及び非希望信号成分ＮＢ１，ＮＢ２，ＰＢ１，ＰＢ２を周波数変換したものである。図１（Ｄ）に示されるように、加算信号においては、チャネル成分ＣＨａに非希望信号成分Ｎｂ１が干渉し、チャネル成分ＣＨｂに非希望信号成分Ｐａ１が干渉している。これにより、信号品質が低下して受信性能が損なわれるという問題がある。

干渉信号の抑圧方法としては、受信信号に含まれるパイロットキャリアなどの受信既知信号を用いて受信信号から干渉信号成分（妨害波成分）を除去する等化方法が提案されている（例えば、特許文献２参照）。

しかしながら、上述の通り、様々な機能及びアプリケーションが次世代のデジタル放送受信機に導入されることを想定した場合、同時受信の対象となる複数チャネルの組合せ及び希望信号と非希望信号との組合せは、非常に複雑なものとなることが容易に推測される。また、デジタル放送は、種々な放送規格に従って運用されているので、既知信号の有無、送信信号への既知信号の挿入形式、及び、復調方法などが放送規格によって大きく異なる場合がある。上述の受信既知信号を用いた等化方法は、放送規格で定められた信号形式（伝送信号フォーマット）に依存する。このため、複数種の信号形式に対応しつつ受信性能を向上させる等化方法を実現するには、極めて複雑なアルゴリズムが必要である。

本発明は、上記従来技術の課題を解決するためになされたものであり、その目的は、信号形式に依存せずに非希望信号を効果的に抑圧することができるダイバーシチ受信装置及びダイバーシチ受信方法を提供することである。

本発明の一態様によるダイバーシチ受信装置は、複数の中心周波数をそれぞれ有する複数の高周波チャネル成分を含む信号を複数の受信系統で受信するダイバーシチ受信装置であって、前記複数の受信系統で得られた複数のアナログ受信信号をそれぞれアナログ入力信号とする複数の受信回路と、前記複数の受信回路で生成された信号を同一周波数成分毎に互いに合成するダイバーシチ合成部とを備え、前記複数の受信回路の各々は、複数の局部発振信号を供給する局部発振器と、前記複数の局部発振信号を用いて、前記アナログ入力信号を周波数変換することによって、前記複数の局部発振信号の発振周波数にそれぞれ対応する周波数を持つ複数の低周波信号を生成する周波数変換部と、前記複数の低周波信号を互いに加算して加算信号を生成する信号加算部と、Ｋを２以上の整数としたときに、前記加算信号から、前記複数の高周波チャネル成分の内のＫ個の高周波チャネル成分にそれぞれ対応するＫ個の低周波チャネル成分を抽出するチャネル成分抽出部と、前記Ｋ個の低周波チャネル成分に信号処理を施して当該Ｋ個の低周波チャネル成分にそれぞれ対応するＫ個の低周波チャネル処理信号を生成し、前記ダイバーシチ合成部に供給するチャネル信号処理部とを含み、１≦ｋ≦Ｋの範囲内の整数ｋの各々について、前記複数の発振周波数の内のＫ個の発振周波数のｋ番目の発振周波数と、前記Ｋ個の発振周波数に対応するＫ個の中心周波数の内のｋ番目の中心周波数との間の差分であるＫ個の差分周波数を求めたときに、該Ｋ個の差分周波数の内の少なくとも１つが異なる値であり、前記Ｋ個の差分周波数のｋ番目の差分周波数の差分絶対値は、前記Ｋ個の高周波チャネル成分のｋ番目の高周波チャネル成分を構成するサブキャリアの隣接周波数の間隔未満の値であり、前記チャネル信号処理部は、前記複数の局部発振信号の中のいずれかであって、前記Ｋ個の差分周波数のｋ番目の差分周波数と等しい周波数を有する局部発振信号を用いて、前記Ｋ個の低周波チャネル成分の各々を直交復調して、同相成分及び直交成分を生成することを特徴とする。

本発明の他の一態様によるダイバーシチ受信方法は、複数の中心周波数をそれぞれ有する複数の高周波チャネル成分を含む信号を複数の受信系統で受信するダイバーシチ受信方法であって、前記複数の受信系統で得られた複数のアナログ受信信号をそれぞれアナログ入力信号として受信する複数の受信ステップと、前記受信ステップで生成された信号を同一周波数成分毎に互いに合成するダイバーシチ合成ステップとを備え、前記複数の受信ステップの各々は、複数の局部発振信号を供給する局部発信ステップと、前記複数の局部発振信号を用いて、前記アナログ入力信号を周波数変換することによって、前記複数の局部発振信号の発振周波数にそれぞれ対応する周波数を持つ複数の低周波信号を生成する周波数変換ステップと、前記複数の低周波信号を互いに加算して加算信号を生成する信号加算ステップと、Ｋを２以上の整数としたときに、前記加算信号から、前記複数の高周波チャネル成分の内のＫ個の高周波チャネル成分にそれぞれ対応するＫ個の低周波チャネル成分を抽出するチャネル成分抽出ステップと、前記Ｋ個の低周波チャネル成分に信号処理を施して当該Ｋ個の低周波チャネル成分にそれぞれ対応するＫ個の低周波チャネル処理信号を生成し、前記ダイバーシチ合成部に供給するチャネル信号処理ステップとを含み、１≦ｋ≦Ｋの範囲内の整数ｋの各々について、前記複数の発振周波数の内のＫ個の発振周波数のｋ番目の発振周波数と、前記Ｋ個の発振周波数に対応するＫ個の中心周波数の内のｋ番目の中心周波数との間の差分であるＫ個の差分周波数を求めたときに、該Ｋ個の差分周波数の内の少なくとも１つが異なる値であり、前記Ｋ個の差分周波数のｋ番目の差分周波数の差分絶対値は、前記Ｋ個の高周波チャネル成分のｋ番目の高周波チャネル成分を構成するサブキャリアの隣接周波数の間隔未満の値であり、前記チャネル信号処理ステップにおいて、前記複数の局部発振信号の中のいずれかであって、前記Ｋ個の差分周波数のｋ番目の差分周波数と等しい周波数を有する局部発振信号を用いて、前記Ｋ個の低周波チャネル成分の各々を直交復調して、同相成分及び直交成分を生成することを特徴とする。

本発明によれば、加算信号を構成する複数の低周波信号は、Ｋ個の高周波チャネル成分の中心周波数からそれぞれ低域側又は高域側にずれたＫ個の発振周波数を用いて生成される。その際、Ｋ個の発振周波数の内のｋ番目の発振周波数と、Ｋ個の中心周波数の内のｋ番目の中心周波数の内のｋ番目の中心周波数との間の差分（差分周波数）の少なくとも１つを、Ｋ個の高周波チャネル成分の内のｋ番目の高周波チャネル成分を構成するサブキャリアの隣接周波数の間隔を超えない値の範囲で増減させることが可能となるため、複数の受信系統の間で互いに強い相関を有する非希望信号成分の周波数領域における位置を互いにずらすことができる。また、Ｋ個の差分周波数の内のｋ番目の差分周波数と等しい周波数を有する局部発振信号を用いてＫ個の低周波チャネル成分の各々を直交復調することができるため、希望信号成分の復調過程で非希望信号成分をキャンセルさせることができる。したがって、複数チャネルを同時に受信する際の非希望信号を効果的に抑圧することができる。

（Ａ）は、ＲＦ信号の周波数スペクトルを概略的に示す図であり、（Ｂ）から（Ｄ）は、ＩＦ信号の周波数スペクトルを概略的に示す図である。 本発明に係る実施の形態１のダイバーシチ受信装置の概略構成を示すブロック図である。 図２に示される複数の受信回路の内の第ｎの受信回路の概略構成を示すブロック図である。 図３に示されるＲＦ処理部から供給されるアナログＲＦ信号の周波数スペクトルの一例を概略的に示す図である。 図３に示される複数のミキサ回路の内の第ｍのミキサ回路の構成例を概略的に示す図である。 図３に示される複数のミキサ回路の内の第ｍのミキサ回路の他の構成例を概略的に示す図である。 図３に示されるチャネル成分抽出部の概略構成を示すブロック図である。 （Ａ）から（Ｃ）は、発振周波数を用いて高周波チャネル成分を周波数変換した場合に得られる低周波信号の周波数スペクトルを概略的に示す図である。 デジタル加算信号の周波数スペクトルを概略的に示す図である。 （Ａ）から（Ｃ）は、図９のデジタル加算信号から抽出された低周波チャネル成分の周波数スペクトルを概略的に示す図である。 図３に示される複数の信号処理部の内のｋ番目の信号処理部の構成例を概略的に示すブロック図である。 図１１に示される時間領域処理部の構成例を概略的に示すブロック図である。 図１２に示される直交復調部の構成例を概略的に示すブロック図である。 図１１に示される時間領域処理部の他の構成例を概略的に示すブロック図である。 図１１に示される周波数領域処理部の構成例を概略的に示すブロック図である。 図３に示される複数の信号処理部の内のｋ番目の信号処理部の他の構成例を概略的に示すブロック図である。 図１６に示される時間領域処理部の概略構成を示すブロック図である。 図１６に示される周波数領域処理部の概略構成を示すブロック図である。 図２に示される複数の信号合成部の内のｋ番目の信号合成部の構成例（等利得合成法を実現する構成例）を示すブロック図である。 図２に示される複数の信号合成部の内のｋ番目の信号合成部の他の構成例（最大比合成法を実現する構成例）を示すブロック図である。 図２０に示されるチャネル積和演算部の概略構成を示すブロック図である。 実施の形態１のダイバーシチ受信方法を示すフローチャートである。 本発明に係る実施の形態２のダイバーシチ受信装置の概略構成を示すブロック図である。 図２３に示される複数の受信回路の内の第ｎの受信回路の概略構成を示すブロック図である。 図２４に示されるチャネル成分抽出部の概略構成を示すブロック図である。 実施の形態２のダイバーシチ受信方法を示すフローチャートである。

実施の形態１．
以下に、本発明に係る実施の形態１のダイバーシチ受信装置及びダイバーシチ受信方法を、図面を参照しつつ説明する。図２は、実施の形態１のダイバーシチ受信装置１の概略構成を示すブロック図である。ダイバーシチ受信装置１は、実施の形態１のダイバーシチ受信方法を実施することができる装置である。図２に示されるように、ダイバーシチ受信装置１は、複数（例えば、Ｎ個）の独立した第１から第Ｎの受信系統を構成する受信アンテナ素子Ｒ_１，…，Ｒ_Ｎと、これら受信アンテナ素子Ｒ_１，…，Ｒ_Ｎを介して送信信号をそれぞれ受信する第１から第Ｎの受信回路１０_１，…，１０_Ｎと、これら第１から第Ｎの受信回路１０_１，…，１０_Ｎで使用される発振信号の発振周波数を個別に制御する発振制御部１１と、第１から第Ｎの受信回路１０_１，…，１０_Ｎの出力Ｐ（１，１），…，Ｐ（１，Ｋ），Ｐ（２，１），…，Ｐ（２，Ｋ），…，Ｐ（Ｎ，Ｋ），…，Ｐ（Ｎ，Ｋ）を同一周波数成分毎に互いに合成するダイバーシチ合成部１２と、このダイバーシチ合成部１２の合成出力Ｃ_１，…，Ｃ_Ｋの信号点を判定する判定部１３とを備えている。なお、受信回路１０_１，…，１０_Ｎの個数を示すＮは、２以上の整数である。また、各受信回路から出力される信号の個数を示すＫは、２以上の整数である。

発振制御部１１は、第１から第Ｎの受信回路１０_１，…，１０_Ｎで使用される発振信号の発振周波数を制御するための周波数制御信号ＦＣ_１，…，ＦＣ_Ｎを、第１から第Ｎの受信回路１０_１，…，１０_Ｎにそれぞれ供給する。

第１から第Ｎの受信回路１０_１，…，１０_Ｎは、互いに同一の基本構成を有する。図３は、図２に示される第１から第Ｎの受信回路１０_１，…，１０_Ｎの内の第ｎの受信回路（ｎ番目の受信回路）１０_ｎの概略構成を示すブロック図である。ここで、ｎは、１以上Ｎ以下の任意の整数である。受信回路１０_ｎは、受信アンテナ素子Ｒ_ｎを介して送信信号を受信するＲＦ処理部２１と、ＲＦ処理部２１の出力（アナログ受信信号）を周波数変換する周波数変換部２２と、局部発振器２３と、信号加算部２４と、チャネル成分抽出部２５と、チャネル信号処理部２６とを有する。

ＲＦ処理部２１は、帯域通過フィルタ及び信号増幅器などのＲＦ信号処理を行うアナログ素子群を有する。ＲＦ処理部２１は、受信アンテナ素子Ｒ_ｎを介して受信された受信信号から、同時受信されるべき全ての周波数帯域の高周波チャネル成分を抽出し、これら抽出された高周波チャネル成分を含むアナログＲＦ信号Ｓｒｆを出力することができる。実施の形態１では、ＲＦ処理部２１は、複数（例えば、Ｍ個）の高周波チャネル成分を含むアナログＲＦ信号Ｓｒｆを出力する。なお、Ｍは２以上の整数である。また、Ｍは、Ｋ以上の整数であり、Ｋに等しい整数であってもよい。

図４は、図３に示されるＲＦ処理部２１から供給されるアナログＲＦ信号Ｓｒｆの周波数スペクトルの一例を概略的に示す図である。図４において、横軸は周波数を示し、縦軸は信号強度を示す。図４に示されるように、アナログＲＦ信号Ｓｒｆは、ＲＦ帯において、互いに異なる中心周波数Ｆ_１，Ｆ_２，…，Ｆ_Ｍを有するＭ個の高周波チャネル成分ＣＨ_１，ＣＨ_２，…，ＣＨ_Ｍを含む。図４の例では、例えば、高周波チャネル成分ＣＨ_１の近傍に非希望信号成分Ｐａ_１，Ｐｂ_１，Ｎａ_１，Ｎｂ_１が存在し、高周波チャネル成分ＣＨ_２の近傍に非希望信号成分Ｐａ_２，Ｐｂ_２，Ｎａ_２，Ｎｂ_２が存在し、高周波チャネル成分ＣＨ_Ｍの近傍には非希望信号成分Ｐａ_Ｍ，Ｐｂ_Ｍ，Ｎａ_Ｍ，Ｎｂ_Ｍが存在する。

図３に示される局部発振器２３は、周波数制御信号ＦＣ_ｎで指定された発振周波数を有する複数の局部発振信号からなる局部発振信号群ＯＳを、周波数変換部２２に供給する。局部発振信号群ＯＳは、Ｍ個の局部発振信号ＯＳ_１，…，ＯＳ_Ｍからなる。第１から第Ｎの受信回路１０_１，…，１０_Ｎでは、局部発振信号ＯＳ_１，ＯＳ_２，…，ＯＳ_Ｍの周波数は、図４に示されるように、高周波チャネル成分ＣＨ_１，ＣＨ_２，…，ＣＨ_Ｍの中心周波数Ｆ_１，Ｆ_２，…，Ｆ_Ｍから、それぞれ低域側に周波数ｆ_１，ｆ_２，…，ｆ_Ｍだけずれた発振周波数Ｆ_１Ｌ，Ｆ_２Ｌ，…，Ｆ_ＭＬに設定される。

例えば、アナログＲＦ信号Ｓｒｆが中心周波数Ｆ_１＝４００ＭＨｚ及びＦ_２＝５００ＭＨｚをそれぞれ有する高周波チャネル成分ＣＨ_１，ＣＨ_２を含む場合に、発振制御部１１が、発振周波数Ｆ_１Ｌを３９０ＭＨｚとし、発振周波数Ｆ_２Ｌを４８０ＭＨｚとする周波数制御信号を生成すれば、周波数変換後の低周波信号ＳＬ_１の中心周波数ｆ_１は１０ＭＨｚとなり、周波数変換後の低周波信号ＳＬ_２の中心周波数ｆ_２は２０ＭＨｚとなる。

高周波チャネル成分ＣＨ_１，ＣＨ_２，…，ＣＨ_Ｍの中心周波数Ｆ_１，Ｆ_２，…，Ｆ_Ｍと発振周波数Ｆ_１Ｌ，Ｆ_２Ｌ，…，Ｆ_ＭＬとの差異、すなわち、（Ｆ_１−Ｆ_１Ｌ），（Ｆ_２−Ｆ_２Ｌ），…，（Ｆ_Ｍ−Ｆ_ＭＬ）を、差分周波数と言う。これらの差分周波数（Ｆ_１−Ｆ_１Ｌ），（Ｆ_２−Ｆ_２Ｌ），…，（Ｆ_ｍ−Ｆ_ｍＬ），…，（Ｆ_Ｍ−Ｆ_ＭＬ）は、第１から第Ｎの受信回路１０_１，…，１０_Ｎの間で、少なくとも１つが異なっていることが望ましい。ここで、ｍは、１以上Ｍ以下の任意の整数である。言い換えれば、第１の受信回路１０_１における差分周波数（Ｆ_ｍ−Ｆ_ｍＬ）を、Ｆ_{ｍＤｉｆｆ（１）}と表記し、第２の受信回路１０_２における差分周波数（Ｆ_ｍ−Ｆ_ｍＬ）を、Ｆ_{ｍＤｉｆｆ（２）}と表記し、第ｎの受信回路１０_ｎにおける差分周波数（Ｆ_ｍ−Ｆ_ｍＬ）を、Ｆ_{ｍＤｉｆｆ（ｎ）}と表記し、第Ｎの受信回路１０_Ｎにおける差分周波数（Ｆ_ｍ−Ｆ_ｍＬ）を、Ｆ_{ｍＤｉｆｆ（Ｎ）}と表記すると、差分周波数Ｆ_{ｍＤｉｆｆ（１）}，Ｆ_{ｍＤｉｆｆ（２）}，…，Ｆ_{ｍＤｉｆｆ（ｎ）}，…，Ｆ_{ｍＤｉｆｆ（Ｎ）}の内の少なくとも１つが異なる値となるよう、発振制御部１１において制御を行うことができる。さらに、差分周波数Ｆ_{ｍＤｉｆｆ（１）}，Ｆ_{ｍＤｉｆｆ（２）}，…，Ｆ_{ｍＤｉｆｆ（ｎ）}，…，Ｆ_{ｍＤｉｆｆ（Ｎ）}の内の任意の２つの差分周波数の差異は、第１の受信回路１０_１で受信を行おうとする希望信号を構成するサブキャリアの隣接周波数の間隔以内となるよう、発振制御部１１において制御される。隣接周波数の間隔は、例えば、｜Ｆ_２−Ｆ_１｜，…，｜Ｆ_ｍ＋１−Ｆ_ｍ｜，…，｜Ｆ_Ｍ−Ｆ_Ｍ−１｜である。ここで、ｍは、１以上Ｍ以下の任意の整数である。

第１の受信回路１０_１における発振周波数Ｆ_１ＬをＦ_{１Ｌ（１）}と表記し、第２の受信回路１０_２における発振周波数Ｆ_１ＬをＦ_{１Ｌ（２）}と表記し、…、第ｎの受信回路１０_ｎにおける発振周波数Ｆ_１ＬをＦ_{１Ｌ（ｎ）}と表記し、…、第Ｎの受信回路１０_Ｎにおける発振周波数Ｆ_１ＬをＦ_{１Ｌ（Ｎ）}と表記する。発振周波数Ｆ_{１Ｌ（１）}，Ｆ_{１Ｌ（２）}，…，Ｆ_{１Ｌ（ｎ）}，…，Ｆ_{１Ｌ（Ｎ）}の内の異なる２つの発振周波数の差異の絶対値は、第ｎの受信回路１０_ｎで受信を行おうとする希望信号、例えば、第１から第Ｍの高周波チャネル成分の内の第ｍの高周波チャネル成分を構成するサブキャリアの隣接周波数の間隔の半分であることが望ましい。隣接周波数の間隔の半分は、例えば、｜Ｆ_ｍ＋１−Ｆ_ｍ｜／２、或いは、｜Ｆ_ｍ−Ｆ_ｍ−１｜／２である。

このとき、第１から第Ｍの差分周波数（Ｆ_１−Ｆ_１Ｌ），（Ｆ_２−Ｆ_２Ｌ），…，（Ｆ_ｍ−Ｆ_ｍＬ），…，（Ｆ_Ｍ−Ｆ_ＭＬ）は、中間周波数、或いは、中間周波数をサブキャリアの隣接周波数の間隔の半分だけ正周波数方向へシフトさせた正シフトサブ中間周波数、或いは、中間周波数を前記サブキャリアの隣接周波数の間隔の半分だけ負周波数方向へシフトさせた負シフトサブ中間周波数のいずれかであることがさらに望ましい。中間周波数は、高周波チャネル成分ＣＨ_１，ＣＨ_２，…，ＣＨ_Ｍの中心周波数Ｆ_１，Ｆ_２，…，Ｆ_Ｍとの中間の周波数、すなわち、（Ｆ_Ｍ−Ｆ_１）／２である。例えば、Ｍ＝４であり、中間周波数が１０ＭＨｚであり、サブキャリアの隣接周波数の間隔が１ＭＨｚであれば、第１から第Ｍ（＝４）の差分周波数は、中間周波数１０ＭＨｚ、或いは、中間周波数１０ＭＨｚをサブキャリアの隣接周波数の間隔１ＭＨｚの半分０．５ＭＨｚだけ正周波数方向へ順次シフトさせた正シフトサブ中間周波数１０．５ＭＨｚ、１１ＭＨｚ及び１１．５ＭＨｚ、或いは、中間周波数１０ＭＨｚを前記サブキャリアの隣接周波数の間隔１ＭＨｚの半分０．５ＭＨｚだけ負周波数方向へ順次シフトさせた負シフトサブ中間周波数９．５ＭＨｚ、９ＭＨｚ及び８．５ＭＨｚのいずれかである。すなわち、この場合には、第１から第Ｍ（＝４）の差分周波数は、８．５ＭＨｚ、９ＭＨｚ、９．５ＭＨｚ、１０ＭＨｚ、１０．５ＭＨｚ、１１ＭＨｚ、１１．５ＭＨｚのいずれかより選択される。

或いは、第１から第Ｍの差分周波数（Ｆ_１−Ｆ_１Ｌ），（Ｆ_２−Ｆ_２Ｌ），…，（Ｆ_ｍ−Ｆ_ｍＬ），…，（Ｆ_Ｍ−Ｆ_ＭＬ）は、中間周波数、或いは、サブキャリアの隣接周波数の間隔をＭで除した値の整数倍だけ前記中間周波数を正周波数方向へ順次シフトさせたＭ種類の正シフトサブ中間周波数、或いは、サブキャリアの隣接周波数の間隔をＭで除した値の整数倍だけ前記中間周波数を負周波数方向へ順次シフトさせたＭ種類の負シフトサブ中間周波数のいずれかであってもよい。例えば、Ｍ＝４であり、中間周波数が１０ＭＨｚであり、サブキャリアの隣接周波数の間隔が１ＭＨｚであれば、第１から第Ｍ（＝４）の差分周波数は、中間周波数１０ＭＨｚ、或いは、中間周波数１０ＭＨｚをサブキャリアの隣接周波数の間隔１ＭＨｚの４分の１（＝０．２５ＭＨｚ）だけ正周波数方向へ順次シフトさせた正シフトサブ中間周波数１０．２５ＭＨｚ、１０．５ＭＨｚ及び１０．７５ＭＨｚ、或いは、中間周波数１０ＭＨｚを前記サブキャリアの隣接周波数の間隔１ＭＨｚの４分の１（＝０．２５ＭＨｚ）だけ負周波数方向へ順次シフトさせた負シフトサブ中間周波数９．７５ＭＨｚ、９．５ＭＨｚ及び９．２５ＭＨｚのいずれかである。すなわち、この場合には、第１から第Ｍ（＝４）の差分周波数は、９．２５ＭＨｚ、９．５ＭＨｚ、９．７５ＭＨｚ、１０ＭＨｚ、１０．２５ＭＨｚ、１０．５ＭＨｚ、１０．７５ＭＨｚのいずれかより選択される。

一方、異なる放送規格の放送信号を同時に受信する場合、規格毎にサブキャリアの隣接周波数の間隔が異なる場合がある。例えば、地上デジタルテレビ放送と地上デジタルラジオ放送を同時に受信する場合等である。このとき、第１から第Ｍの差分周波数Ｆ_{１Ｄｉｆｆ}，Ｆ_{２Ｄｉｆｆ}，…，Ｆ_{ＭＤｉｆｆ}の第１から第Ｎの受信回路１０_１，…，１０_Ｎ間における各々の差分絶対値は、第１から第Ｍの高周波チャネル成分を構成するサブキャリアの隣接周波数の間隔を参照して決定される。差分絶対値は、差分周波数Ｆ_{１Ｄｉｆｆ}，Ｆ_{２Ｄｉｆｆ}，…，Ｆ_{ＭＤｉｆｆ}の絶対値である。

より具体的には、複数の異なる放送規格の信号を受信する場合、先述の第１から第Ｍの差分周波数Ｆ_{１Ｄｉｆｆ}，Ｆ_{２Ｄｉｆｆ}，…，Ｆ_{ＭＤｉｆｆ}の第１から第Ｎの受信回路１０_１，…，１０_Ｎ間における各々の差分絶対値は、第１から第Ｍの高周波チャネル成分を構成するサブキャリアの隣接周波数の間隔の最小値未満であることが望ましい。また、第１から第Ｋの差分周波数Ｆ_{１Ｄｉｆｆ}，Ｆ_{２Ｄｉｆｆ}，…，Ｆ_{ＭＤｉｆｆ}の第１から第Ｎの受信回路１０_１，…，１０_Ｎ間における各々の差分絶対値は、第１から第Ｍの高周波チャネル成分を構成するサブキャリアの隣接周波数の間隔の最小値の半分であることがより一層望ましい。

周波数変換部２２は、図３に示されるように第１から第Ｍのミキサ回路２２_１，…，２２_Ｍを有する。局部発振器２３は、最大Ｍ個の周波数の中から周波数制御信号ＦＣ_ｎで指定された個数（例えば、Ｍ個）の発振周波数Ｆ_１Ｌ，…，Ｆ_ＭＬを発生させる。

第１から第Ｍのミキサ回路２２_１，…，２２_Ｍは、アナログＲＦ信号Ｓｒｆに局部発振信号ＯＳ_１，…，ＯＳ_Ｍを混合させて、中心周波数ｆ_１，…，ｆ_Ｍをそれぞれ有するＭ個の低周波信号ＳＬ_１，…，ＳＬ_Ｍを生成する機能を有する。

図５は、図３に示される第１から第Ｍのミキサ回路２２_１，…，２２_Ｍの内の第ｍのミキサ回路（ｍ番目のミキサ回路）２２_ｍの構成例を概略的に示す図である。図５に示される第ｍのミキサ回路２２_ｍは、アナログ乗算器３１と増幅器３２とを有する。アナログ乗算器３１は、局部発振器２３から供給された局部発振信号ＯＳ_ｍをアナログＲＦ信号Ｓｒｆに乗算（混合）する。アナログ乗算器３１の出力は、局部発振信号ＯＳ_ｍの発振周波数ｆ_ＯＳとアナログＲＦ信号Ｓｒｆの周波数Ｆ_ｒｆとの差（＝Ｆ_ｒｆ−ｆ_ＯＳ）及び和（＝Ｆ_ｒｆ＋ｆ_ＯＳ）の周波数を有する信号を出力する。増幅器３２は、当該和（＝Ｆ_ｒｆ＋ｆ_ＯＳ）の周波数を有する信号成分を減衰させ、実質的に当該差（＝Ｆ_ｒｆ−ｆ_ＯＳ）の周波数を中心周波数とする低周波信号ＳＬ_ｍを出力する。

図６は、図３に示される第１から第Ｍのミキサ回路２２_１，…，２２_Ｍの内の第ｍのミキサ回路２２_ｍの他の構成例を概略的に示す図である。図６に示される第ｍのミキサ回路２２_ｍは、所謂、イメージ抑圧ミキサである。図５に示されるミキサ回路の構成では、アナログＲＦ信号Ｓｒｆが、局部発振信号ＯＳ_ｍの周波数ｆ_ＯＳに対して希望信号成分の周波数と対称な点の影像周波数（イメージ周波数）を持つイメージ信号成分を含む場合に、混合処理により、イメージ信号成分の周波数と希望信号成分の周波数とが同じ周波数に変換される。図６に示される第ｍのミキサ回路２２_ｍであるイメージ抑圧ミキサは、そのようなイメージ信号成分を効率良く抑圧することができる。

図６に示される第ｍのミキサ回路２２_ｍであるイメージ抑圧ミキサは、例えば、移相器３３，３４、周波数シフト部３５、前段乗算器４１，４２、フィルタ部４３，４４、増幅器４５，４６、後段乗算器４７，４８、及び抑圧部４９を有する。局部発振信号ＯＳ_ｍは、３系統に分岐されて、前段乗算器４１、移相器３３、及び周波数シフト部３５に供給される。移相器３３は、入力された局部発振信号ＯＳ_ｍの位相を９０°だけ移相し、当該移相後の局部発振信号ＯＳ_ｍを前段乗算器４２に供給する。一方、周波数シフト部３５は、局部発振信号ＯＳ_ｍの発振周波数をシフトして、当該シフトされた周波数を有する信号を後段乗算器４７と移相器３４とに供給する。移相器３４は、入力された信号の位相を９０°だけ移相し、当該移相後の信号を後段乗算器４８に供給する。

前段乗算器４１は、アナログＲＦ信号Ｓｒｆに局部発振信号ＯＳ_ｍを乗算（混合）する。フィルタ部４３は、前段乗算器４１の出力をフィルタリングする。増幅器４５は、このフィルタ部４３の出力を増幅する。一方、前段乗算器４２は、アナログＲＦ信号Ｓｒｆに移相後の局部発振信号ＯＳ_ｍを乗算（混合）する。フィルタ部４３は、前段乗算器４２の出力をフィルタリングする。そして、増幅器４６は、このフィルタ部４４の出力を増幅する。

後段においては、後段乗算器４７は、増幅器４５の出力に周波数シフト部３５の出力を乗算（混合）する。一方、後段乗算器４８は、増幅器４６の出力に移相器３４の出力を乗算（混合）する。そして、抑圧部４９は、後段乗算器４７，４８の出力の一方から他方を減算し、その演算結果を低周波信号ＳＬ_ｍとして出力する。

信号加算部２４は、第１から第Ｍのミキサ回路２２_１，…，２２_Ｍから出力された低周波信号ＳＬ_１，…，ＳＬ_Ｍを互いに加算してアナログ加算信号ＡＤａを生成する。チャネル成分抽出部２５は、アナログ加算信号ＡＤａから、上記したＭ個の高周波チャネル成分ＣＨ_１，…，ＣＨ_Ｍの内のＫ個の高周波チャネル成分（Ｋ≦Ｍ）にそれぞれ対応するＫ個の低周波チャネル成分ＣＴ_１，…，ＣＴ_Ｋを希望信号成分として抽出することができる。なお、ＭがＫより大きい場合における、Ｍ個の高周波チャネル成分ＣＨ_１，…，ＣＨ_ＭからＫ個の高周波チャネル成分を選択する方法は、特に限定されない。例えば、周波数の低い側からＫ個の高周波チャネル成分を選ぶ方式、又は、周波数の高い側からＫ個の高周波チャネル成分を選ぶ方式、又は、第１から第Ｍの高周波チャネル成分の周波数の中間値に近い周波数を持つＫ個の高周波チャネル成分を選ぶ方式、又は、他の方式などを採用することができる。

図７は、図３に示されるチャネル成分抽出部２５の概略構成を示すブロック図である。図７に示されるように、チャネル成分抽出部２５は、アナログ加算信号ＡＤａをデジタル加算信号ＡＤｄに変換するＡ／Ｄ変換器（ＡＤＣ）５１と、デジタル加算信号ＡＤｄからＫ個の低周波チャネル成分ＣＴ_１，…，ＣＴ_Ｋを抽出する信号抽出部５２とを有する。ＡＤＣ５１は、アナログ加算信号ＡＤａをサンプリング（標本化）し、当該サンプリングされた値を量子化して量子化値を生成し、さらに量子化値を符号化して出力する。信号抽出部５２は、第１から第Ｋのフィルタ部５２_１，…，５２_Ｋを有し、これら第１から第Ｋのフィルタ部５２_１，…，５２_Ｋは、入力されたデジタル加算信号ＡＤｄから低周波チャネル成分ＣＴ_１，…，ＣＴ_Ｋをそれぞれ抽出する。第１から第Ｋのフィルタ部５２_１，…，５２_Ｋとしては、例えば、ＦＩＲ（Ｆｉｎｉｔｅ Ｉｍｐｕｌｓｅ Ｒｅｓｐｏｎｓｅ）型又はＩＩＲ（Ｉｎｆｉｎｉｔｅ Ｉｍｐｕｌｓｅ Ｒｅｓｐｏｎｓｅ）型のデジタル帯域通過フィルタを使用すればよい。

図８（Ａ）から（Ｃ）は、図３に示される周波数変換部２２が発振周波数Ｆ_１Ｌ，…，Ｆ_ＭＬを用いて高周波チャネル成分ＣＨ_１，…，ＣＨ_Ｍを周波数変換した場合に得られる低周波信号ＳＬ_１，ＳＬ_１，ＳＬ_Ｍの周波数スペクトルを概略的に示す図である。図８（Ａ）は、第１のミキサ回路２２_１で生成される低周波信号ＳＬ_１の周波数スペクトルを示している。図８（Ａ）に示されるように、低周波信号ＳＬ_１は、正周波数＋ｆ_１を中心周波数とする正周波数成分Ｃｈｐ_１Ｌと負周波数−ｆ_１を中心周波数とする負周波数成分Ｃｈｎ_１Ｌとの合成信号である。同様に、図８（Ｂ）は、正周波数＋ｆ_２を中心周波数とする正周波数成分Ｃｈｐ_２Ｌと負周波数−ｆ_２を中心周波数とする負周波数成分Ｃｈｎ_２Ｌとからなる低周波信号ＳＬ_２の周波数スペクトルを示している。同様に、図８（Ｃ）は、正周波数＋ｆ_Ｍを中心周波数とする正周波数成分Ｃｈｐ_ＭＬと負周波数−ｆ_Ｍを中心周波数とする負周波数成分Ｃｈｎ_ＭＬとからなる低周波信号ＳＬ_Ｍの周波数スペクトルを示している。

図９は、周波数変換部２２が発振周波数Ｆ_１Ｌ，…，Ｆ_ＭＬを用いて高周波チャネル成分ＣＨ_１，…，ＣＨ_Ｍを周波数変換した場合に得られるデジタル加算信号ＡＤｄの周波数スペクトルを概略的に示す図である。さらに、図１０（Ａ）から（Ｃ）は、Ｋ＝Ｍである例における、図９のデジタル加算信号ＡＤｄから抽出された低周波チャネル成分ＣＴ_１，ＣＴ_２，ＣＴ_Ｋの周波数スペクトルを概略的に示す図である。

図９及び図１０（Ａ），（Ｂ）から理解できるように、実施の形態１においては、実線で示される正周波数成分Ｃｈｐ_１Ｌ，Ｃｈｐ_２Ｌと実線で示される負周波数成分Ｃｈｎ_１Ｌ，Ｃｈｎ_２Ｌには、点線で示される非希望信号成分（干渉信号成分）が重畳している。より詳細に言えば、図１０（Ａ）においては、実線で示される正周波数成分Ｃｈｐ_１Ｌ，と負周波数成分Ｃｈｎ_１Ｌには、点線で示される非希望信号成分（干渉信号成分）＋Ｕ_２と−Ｕ_２が重なっている。また、図１０（Ｂ）においては、実線で示される正周波数成分Ｃｈｐ_２Ｌ，と負周波数成分Ｃｈｎ_２Ｌには、点線で示される非希望信号成分（干渉信号成分）＋Ｕ_１と−Ｕ_１が重なっている。例えば、図１０（Ａ）に示される正周波数成分Ｃｈｐ_１Ｌと負周波数成分Ｃｈｎ_１Ｌに重畳されている非希望信号成分＋Ｕ_２及び−Ｕ_２は、異なる受信系統間で周波数が僅かにずれた信号となるため、互いに相関の低い信号成分となる。また、図１０（Ｂ）に示される正周波数成分Ｃｈｐ_２Ｌと負周波数成分Ｃｈｎ_２Ｌに重畳されている非希望信号成分＋Ｕ_１及び−Ｕ_１は、異なる受信系統間で周波数が僅かにずれた信号となるため、互いに相関の低い信号成分となる。よって、ダイバーシチ合成部１２における合成処理（後述する）によって、非希望信号成分を互いにキャンセルさせることができる。

次に、チャネル信号処理部２６の構成について説明する。図３に示されるように、チャネル信号処理部２６は、第１から第Ｋの信号処理部２６_１，…，２６_Ｋを有する。これら第１から第Ｋの信号処理部２６_１，…，２６_Ｋは、低周波チャネル成分ＣＴ_１，…，ＣＴ_Ｋに信号処理（検波処理）を施して低周波チャネル処理信号（検波信号）Ｐ（ｎ，１），…，Ｐ（ｎ，Ｋ）を出力する。Ｐ（ｎ，１）は、第ｎの受信回路１０_ｎのチャネル信号処理部２６の第１の信号処理部２６_１から出力される低周波チャネル処理信号を示し、Ｐ（ｎ，Ｋ）は、第ｎの受信回路１０_ｎのチャネル信号処理部２６の第Ｋの信号処理部２６_Ｋから出力される低周波チャネル処理信号を示す。

図１１は、図３に示される第１から第Ｋの信号処理部２６_１，…，２６_Ｋの内の第ｋの信号処理部（ｋ番目の信号処理部）２６_ｋの構成例を概略的に示すブロック図である。ここで、ｋは、１以上Ｋ以下の任意の整数である。図１１に示されるように、信号処理部２６_ｋは、例えば、時間領域の低周波チャネル成分ＣＴ_ｋに信号処理を施す時間領域処理部６１と、時間領域処理部６１の出力ＰＴ_ｋにフーリエ変換などの直交変換を施して周波数領域信号ＰＦ_ｋを生成する直交変換部（領域変換部）６２と、周波数領域信号ＰＦ_ｋに信号処理を施して、低周波チャネル処理信号Ｐ（ｎ，ｋ）を出力する周波数領域処理部６３とを有する。

図１２は、図１１に示される時間領域処理部６１の構成例を概略的に示すブロック図である。図１２に示されるように、時間領域処理部６１は、例えば、局部発振器６６、直交復調部６４、信号分離部６５及び偏差補償部６７を有する。局部発振器６６は、例えば、数値制御発振器（ＮＣＯ：Ｎｕｍｅｒｉｃａｌｌｙ Ｃｏｎｔｒｏｌｌｅｄ Ｏｓｃｉｌｌａｔｏｒ）を用いて構成すればよい。

局部発振器６６は、局部発振信号ＬＯを直交復調部６４に供給する。直交復調部６４は、局部発振信号ＬＯを用いて、低周波チャネル成分ＣＴ_ｋから直交復調して同相成分Ｉｃｈと直交成分Ｑｃｈとからなる複素ベースバンド信号ＢＢ_ｋを生成する。ここで、受信回路１０_ｎの周波数変換部２２が発振周波数Ｆ_１Ｌ，…，Ｆ_ＭＬを用いて周波数変換を実行する場合には、直交復調部６４は、正の発振周波数を用いて直交復調を実行する。

図１３は、図１２に示される直交復調部６４の構成例を概略的に示すブロック図である。図１３に示されるように、直交復調部６４は、例えば、移相器６９、乗算器７０，７１、及びローパスフィルタ（ＬＰＦ）７２，７３を有する。局部発振器６６は、低周波チャネル成分ＣＴ_ｋの中心周波数±ｆ_ｋに対応する周波数ω／２πを有する局部発振信号ＬＯを乗算器７０と移相器６９とに供給する。移相器６９は、局部発振信号ＬＯの位相を９０°（＝π／２ラジアン）だけ移相して乗算器７１に供給する。この場合には、図１３に示されるように、局部発振信号ＬＯがｃｏｓ波であるｃｏｓ（ωｔ）又はｃｏｓ（−ωｔ）であれば、移相器６９の出力は−ｓｉｎ（ωｔ）又は−ｓｉｎ（−ωｔ）である。ここで、ωは角速度であり、ｔは時間である。一方の乗算器７０は、低周波チャネル成分ＣＴ_ｋに局部発振信号ＬＯを乗算（混合）し、他方の乗算器７１は、低周波チャネル成分ＣＴ_ｋに移相後の局部発振信号ＬＯを乗算（混合）する。ローパスフィルタ（ＬＰＦ）７２は、乗算器７０の出力から高調波成分を減衰させて同相成分Ｉｃｈを出力し、ＬＰＦ７３は、乗算器７１の出力から高調波成分を減衰させて直交成分Ｑｃｈを出力する。そして、直交復調部６４は、同相成分Ｉｃｈと直交成分Ｑｃｈとからなる複素ベースバンド信号ＢＢ_ｋを出力する。

ここで、周波数変換部２２が発振周波数Ｆ_１Ｌ，…，Ｆ_ＭＬを用いて周波数変換を実行する場合には、局部発振器６６は、局部発振信号ＬＯとして正周波数を有するｃｏｓ波を直交復調部６４に供給することができる。

図１２に示される信号分離部６５は、複素ベースバンド信号ＢＢ_ｋから時間領域の情報信号ＰＴ_ｋを抽出し、当該抽出された情報信号ＰＴ_ｋを直交変換部６２に供給する。一方、信号分離部６５は、複素ベースバンド信号ＢＢ_ｋの系列から非情報信号（情報信号として使用されない信号）を抽出し、当該抽出された非情報信号を偏差補償部６７に供給する。例えば、複素ベースバンド信号ＢＢ_ｋの系列がヘッダ部若しくはガードインターバル部（サイクリック・プレフィクス）を含む場合には、そのヘッダ部若しくはガードインターバル部の信号を抽出して偏差補償部６７に供給すればよい。偏差補償部６７は、供給された非情報信号に基づき、キャリア周波数誤差及び／又はクロック周波数誤差などの偏差を補償するための補償信号Ｅｒ１を生成し、この補償信号Ｅｒ１を局部発振器６６に出力する。局部発振器６６は、補償信号Ｅｒ１に応じて、当該偏差を低減させるように局部発振信号ＬＯの発振周波数を制御する。

なお、直交復調部６４と同じ構成の直交復調部を上記チャネル成分抽出部２５に組み込むこともできる。この場合、時間領域処理部６１は、直交復調部６４を有する必要は無い。図１４は、この場合の時間領域処理部６１の概略構成を示す図である。図１４に示されるように、時間領域処理部６１は、信号分離部６８のみを有する。信号分離部６８は、前段から入力された複素ベースバンド信号の系列から情報信号ＰＴ_ｋを抽出し、当該抽出された情報信号ＰＴ_ｋを直交変換部６２に供給する。

図１５は、図１１に示される周波数領域処理部６３の構成例を概略的に示すブロック図である。図１５に示されるように、周波数領域処理部６３は、例えば、信号分離部７６、等化部７８、及び伝送路推定部７７を有する。信号分離部７６は、周波数領域信号ＰＦ_ｋの系列からパイロット信号などの受信既知信号ＰＬＴとデータ信号ＤＡＴとを抽出し、受信既知信号ＰＬＴを伝送路推定部７７に供給し、データ信号ＤＡＴを等化部７８に供給する。伝送路推定部７７は、受信既知信号ＰＬＴを参照して伝送路応答を推定し、その推定値を表す推定信号ＥＳＴを等化部７８に供給する。等化部７８は、例えば、既知のゼロフォーシング（Ｚｅｒｏ−Ｆｏｒｃｉｎｇ）基準により推定信号ＥＳＴを用いてデータ信号ＤＡＴの歪みを補正し、補正後のデータ信号を低周波チャネル処理信号（検波信号）Ｐ（ｎ，ｋ）として出力することができる。伝送路応答の推定方法としては、特に限定されるものではなく、例えば、非特許文献２（生岩量久著「ディジタル通信・放送の変復調技術」コロナ社、２００９年１月５日、ｐｐ．１３２−１３４）に説明されている推定方法を使用することができる。

図１６は、図３に示される第１から第Ｋの信号処理部２６_１，…，２６_Ｋの内のｋ番目の信号処理部２６_ｋの他の構成例を概略的に示すブロック図である。図１６の信号処理部２６_ｋは、時間領域の低周波チャネル成分ＣＴ_ｋに信号処理を施す時間領域処理部８１と、時間領域処理部８１の出力ＰＦ_ｋにフーリエ変換などの直交変換を施して周波数領域信号ＰＦ_ｋを生成する直交変換部（領域変換部）６２と、周波数領域信号ＰＦ_ｋに信号処理を施す周波数領域処理部８３とを有する。

図１７は、図１６の時間領域処理部８１の概略構成を示すブロック図である。この時間領域処理部８１の構成は、局部発振器６６に代えて局部発振器８２を有する点以外は、図１２の時間領域処理部６１の構成と同じである。また、図１８は、図１６の周波数領域処理部８３の概略構成を示すブロック図である。この周波数領域処理部８３の構成は、偏差補償部８４を有する点以外は、図１５の周波数領域処理部６３の構成と同じである。

図１８に示される偏差補償部８４は、受信既知信号ＰＬＴに基づいてキャリア周波数誤差及び／又はクロック周波数誤差などの偏差を補償するための周波数軸補償信号Ｅｒ２を生成し、この周波数軸補償信号Ｅｒ２を図１７の局部発振器８２に供給する。局部発振器８２は、周波数軸補償信号Ｅｒ２に応じて、当該偏差を低減させるように局部発振信号ＬＯの発振周波数を制御することができる。

次に、図２に示されるダイバーシチ合成部１２について説明する。図２に示されるように、ダイバーシチ合成部１２は、第１から第Ｋの信号合成部１２_１，…，１２_Ｋを有する。ｋ番目の信号合成部１２_ｋには、同一周波数を有する検波信号Ｐ（１，ｋ），…，Ｐ（Ｎ，ｋ）が入力されている。ｋ番目の信号合成部１２_ｋは、これら検波信号Ｐ（１，ｋ），…，Ｐ（Ｎ，ｋ）を互いに合成して合成信号Ｃ_ｋを出力する。合成方法としては、全ての入力検波信号Ｐ（１，ｋ），…，Ｐ（Ｎ，ｋ）の総和を出力する等利得合成法を採用してもよいし、或いは、入力検波信号Ｐ（１，ｋ），…，Ｐ（Ｎ，ｋ）の振幅を個別に調整した後に当該検波信号の総和を出力する最大比合成法を採用してもよい。

図１９は、図２に示される第１から第Ｋの信号合成部１２_１，…，１２_Ｋの内のｋ番目の信号合成部１２_ｋの構成例（等利得合成法を実現する構成例）を示すブロック図である。図１９のｋ番目の信号合成部１２_ｋは、全ての入力検波信号Ｐ（１，ｋ），…，Ｐ（Ｎ，ｋ）の総和を出力するチャネル加算部９０を有する。なお、チャネル加算部９０は、入力検波信号Ｐ（１，ｋ），…，Ｐ（Ｎ，ｋ）の総和に代えて、入力検波信号Ｐ（１，ｋ），…，Ｐ（Ｎ，ｋ）の期待値を示す信号を合成信号Ｃ_ｋとして出力してもよい。

図２０は、図２に示される第１から第Ｋの信号合成部１２_１，…，１２_Ｋの内のｋ番目の信号合成部１２_ｋの他の構成例（最大比合成法を実現する構成例）を示すブロック図である。図２０の信号合成部１２_ｋは、積和演算を実行するチャネル積和演算部９１と、レベル演算部９２_１，…，９２_Ｎと、加重制御部９３とを有する。図２１は、図２０に示されるチャネル積和演算部９１の概略構成を示すブロック図である。

レベル演算部９２_１，…，９２_Ｎは、入力検波信号Ｐ（１，ｋ），…，Ｐ（Ｎ，ｋ）の振幅若しくは振幅の時間平均値、又は入力検波信号Ｐ（１，ｋ），…，Ｐ（Ｎ，ｋ）の電力若しくは電力の時間平均値を表すレベル信号を加重制御部９３に供給する。加重制御部９３は、これらレベル信号に応じて加重係数β_１，…，β_Ｎを決定し、これら加重係数β_１，…，β_Ｎをチャネル積和演算部９１に供給する。加重制御部９３は、例えば、レベル演算部９２_１，…，９２_Ｎから供給されたＮ個のレベル信号の値の比を計算し、その計算結果を加重係数β_１，…，β_Ｎとしてチャネル積和演算部９１に供給することができる。

図２１に示されるように、チャネル積和演算部９１は、例えば、乗算部９４_１，…，９４_Ｎと、加算部９５とを有する。乗算部９４_１，…，９４_Ｎは、検波信号Ｐ（１，ｋ），…，Ｐ（Ｎ，ｋ）に加重係数β_１，…，β_Ｎをそれぞれ重み付け（乗算）する。加算部９５は、乗算部９４_１，…，９４_Ｎの全ての出力の総和を合成信号Ｃ_ｋとして出力する。

図２に示される判定部１３は、第１から第Ｋの信号判定部１３_１，…，１３_Ｋを有する。これら第１から第Ｋの信号判定部１３_１，…，１３_Ｋは、第１から第Ｋの信号合成部１２_１，…，１２_Ｋからそれぞれ入力された合成信号Ｃ_１，…，Ｃ_Ｋの信号点をデマッピング処理（軟判定処理）と硬判定処理とで判定することができる。第１から第Ｋの信号判定部１３_１，…，１３_Ｋは、その結果得た信号点を表す復調信号Ｄ_１，…，Ｄ_Ｋを並列に出力する。したがって、実施の形態１のダイバーシチ受信装置１は、Ｋ個のチャネルを同時並行に受信することができる。

図２２は、実施の形態１のダイバーシチ受信方法を示すフローチャートである。実施の形態１のダイバーシチ受信方法は、ダイバーシチ受信装置１の処理に対応し、ダイバーシチ受信装置１によって実現可能である。実施の形態１のダイバーシチ受信方法は、複数の中心周波数Ｆ_１，…，Ｆ_Ｍをそれぞれ有する複数の高周波チャネル成分ＣＨ_１，ＣＨ_２，…，ＣＨ_Ｍを含む信号を複数の受信系統Ｒ_１，…，Ｒ_Ｎで受信するダイバーシチ受信方法である。実施の形態１のダイバーシチ受信方法は、複数の受信系統Ｒ_１，…，Ｒ_Ｎで得られた複数のアナログ受信信号をそれぞれアナログ入力信号として受信する受信ステップＳＴ１と、この受信ステップＳＴ１で生成された信号を同一周波数成分毎に互いに合成するダイバーシチ合成ステップＳＴ２とを有する。受信ステップＳＴ１は、複数の局部発振信号ＯＳ_１，…，ＯＳ_Ｍを供給する局部発振ステップＳＴ１１と、局部発振ステップＳＴ１１においてアナログ入力信号を周波数変換することによって、複数の局部発振信号ＯＳ_１，…，ＯＳ_Ｍの発振周波数にそれぞれ対応する周波数を持つ複数の低周波信号ＳＬ_１，…，ＳＬ_Ｍを生成する周波数変換ステップＳＴ１２と、複数の低周波信号ＳＬ_１，…，ＳＬ_Ｍを互いに加算して加算信号ＡＤａを生成する信号加算ステップＳＴ１３とを含む。さらに、受信ステップＳＴ１は、加算信号ＡＤａから、複数の高周波チャネル成分の内のＫ個の高周波チャネル成分にそれぞれ対応するＫ個の低周波チャネル成分ＣＴ_１，…，ＣＴ_Ｋを抽出するチャネル成分抽出ステップＳＴ１４と、Ｋ個の低周波チャネル成分ＣＴ_１，…，ＣＴ_Ｋに信号処理を施して当該Ｋ個の低周波チャネル成分ＣＴ_１，…，ＣＴ_Ｋにそれぞれ対応するＫ個の低周波チャネル処理信号Ｐ（ｎ，１），…，Ｐ（ｎ，Ｋ）を生成し、ダイバーシチ合成部１２に供給するチャネル信号処理ステップＳＴ１５とを含む。また、１≦ｋ≦Ｋの範囲内の整数ｋの各々について、複数の発振周波数の内のＫ個の発振周波数のｋ番目の発振周波数と、前記Ｋ個の発振周波数に対応するＫ個の中心周波数の内のｋ番目の中心周波数との間の差分であるＫ個の差分周波数を求めたときに、該Ｋ個の差分周波数の内の少なくとも１つが異なる値であり、且つ、Ｋ個の差分周波数のｋ番目の差分周波数（Ｆ_ｋ−Ｆ_ｋＬ）の差分絶対値は、前記Ｋ個の高周波チャネル成分のｋ番目の高周波チャネル成分を構成するサブキャリアの隣接周波数の間隔未満の値である。さらに、チャネル信号処理ステップＳＴ１５において、複数の局部発振信号ＯＳ_１，…，ＯＳ_Ｍの中のいずれかであって、Ｋ個の差分周波数のｋ番目の差分周波数（Ｆ_ｋ−Ｆ_ｋＬ）と等しい周波数を有する局部発振信号を用いて、Ｋ個の低周波チャネル成分ＣＴ_１，…，ＣＴ_Ｋの各々を直交復調して、同相成分Ｉｃｈ及び直交成分Ｑｃｈを生成する。

上述したように、第１から第Ｎの受信回路１０_１，…，１０_Ｎでは、局部発振信号ＯＳ_１，ＯＳ_２，…，ＯＳ_Ｍの周波数は、図４に示されるように、高周波チャネル成分ＣＨ_１，ＣＨ_２，…，ＣＨ_Ｍの中心周波数Ｆ_１，Ｆ_２，…，Ｆ_Ｍからそれぞれ低域側にずれた発振周波数Ｆ_１Ｌ，Ｆ_２Ｌ，…，Ｆ_ＭＬに設定される。その際、第１から第Ｋの発振周波数の内のｋ番目の発振周波数と、第１から第Ｋの中心周波数の内のｋ番目の中心周波数との間の差分（差分周波数）の少なくとも１つを、第１から第Ｋの高周波チャネル成分の内のｋ番目の高周波チャネル成分を構成するサブキャリアの隣接周波数の間隔を超えない値の範囲で増減させることが可能となる。

それ故、異なる受信系統で互いに強く相関する非希望信号成分（干渉信号成分）の周波数領域における位置を互いにずらすことができる。例えば、図１０（Ａ），（Ｂ）に示される正周波数成分Ｃｈｐ_１Ｌ，Ｃｈｐ_２Ｌと負周波数成分Ｃｈｎ_１Ｌ，Ｃｈｎ_２Ｌに重畳されている非希望信号成分は、異なる受信系統間で周波数が僅かにずれた信号となるため、互いに相関の低い信号成分となる。よって、同一周波数を有する検波信号Ｐ（１，ｋ），…，Ｐ（Ｎ，ｋ）を合成することで、これら検波信号Ｐ（１，ｋ），…，Ｐ（Ｎ，ｋ）に含まれる非希望信号成分を互いにキャンセルさせることが可能となる。したがって、複数チャネルの同時受信時に問題となる非希望信号成分の影響を効果的に抑圧することができる。また、ダイバーシチ合成により、希望信号の品質を維持しつつ非希望信号を効率よく低減することができる。また、実施の形態１の装置及び方法においては、受信既知信号を用いたアルゴリズムを採用していないので、放送規格で定められた信号形式（伝送信号フォーマット）に依存せずに、受信性能を向上させることができる。

実施の形態２．
次に、本発明に係る実施の形態２のダイバーシチ受信装置及びダイバーシチ受信方法を、図面を参照しつつ説明する。図２３は、実施の形態２のダイバーシチ受信装置１Ｂの概略構成を示すブロック図である。ダイバーシチ受信装置１Ｂは、実施の形態２のダイバーシチ受信方法を実施することができる装置である。図２３に示されるように、ダイバーシチ受信装置１Ｂは、Ｎ個の独立した受信系統（Ｎは２以上の整数）を構成する受信アンテナ素子Ｒ_１，…，Ｒ_Ｎと、これら受信アンテナ素子Ｒ_１，…，Ｒ_Ｎを介して送信信号をそれぞれ受信する第１から第Ｎの受信回路１０Ｂ_１，…，１０Ｂ_Ｎと、これら第１から第Ｎの受信回路１０Ｂ_１，…，１０Ｂ_Ｎで使用される発振信号の発振周波数を個別に制御する発振制御部１１Ｂと、第１から第Ｎの受信回路１０Ｂ_１，…，１０Ｂ_Ｎの出力Ｐ（１，１），…，Ｐ（Ｎ，Ｋ）を同一周波数成分毎に互いに合成するダイバーシチ合成部１２と、このダイバーシチ合成部１２の合成出力Ｃ_１，…，Ｃ_Ｋ（Ｋは２以上の整数）の信号点を判定する判定部１３とを備えている。

発振制御部１１Ｂは、上記発振制御部１１と同様に、周波数制御信号ＦＣ_１，…，ＦＣ_Ｎを供給する。実施の形態２の発振制御部１１Ｂは、さらに、受信回路１０Ｂ_１，…，１０Ｂ_Ｎからそれぞれ出力された隣接レベル信号ＳＵＮＤ_１，…，ＳＵＮＤ_Ｎに基づいて周波数制御を行う機能を有する。

受信回路１０Ｂ_１，…，１０Ｂ_Ｎは、互いに同一の基本構成を有する。図２４は、図２３に示される第１から第Ｎの受信回路１０Ｂ_１，…，１０Ｂ_Ｎの内の第ｎの受信回路１０Ｂ_ｎの概略構成を示すブロック図である。ここで、ｎは、１以上Ｎ以下の任意の整数である。この受信回路１０Ｂ_ｎの構成は、図３に示されるチャネル成分抽出部２５に代えてチャネル成分抽出部２５Ｂを有する点を除いて、図３の受信回路１０_ｎの構成と同じである。

図２５は、図２４に示されるチャネル成分抽出部２５Ｂの概略構成を示すブロック図である。図２５に示されるように、チャネル成分抽出部２５Ｂの信号抽出部５２Ｂは、上記実施の形態１の信号抽出部５２と同様に、アナログ加算信号ＡＤａから、Ｋ個の低周波チャネル成分ＣＴ_１，…，ＣＴ_Ｋを希望信号成分として抽出する第１から第Ｋのフィルタ部５２_１，…，５２_Ｋを有する。実施の形態２のチャネル成分抽出部２５Ｂは、さらに、アナログ加算信号ＡＤａから、低周波チャネル成分ＣＴ_１，…，ＣＴ_Ｋの周波数帯域と隣接する周波数帯域の信号を非希望信号成分として抽出する非希望信号抽出部５３_１，…，５３_Ｋを有することを特徴とする。非希望信号抽出部５３_１，…，５３_Ｋは、抽出された非希望信号成分ｓｕ_１，…，ｓｕ_Ｋの信号レベル情報を表す信号を隣接レベル信号ＳＵＮＤ_ｎとして出力することができる。ここで、信号レベル情報としては、例えば、信号振幅若しくはその時間平均値、又は、電力若しくはその時間平均値が挙げられる。

図２６は、実施の形態２のダイバーシチ受信方法を示すフローチャートである。実施の形態２のダイバーシチ受信方法は、ダイバーシチ受信装置１Ｂの処理に対応し、ダイバーシチ受信装置１Ｂによって実現可能である。図２６において、図２２と同一又は対応する処理ステップには、図２２におけるステップ番号と同じステップ番号を付す。実施の形態２のダイバーシチ受信方法は、受信ステップＳＴ１Ｂにおいて、加算信号から、Ｋ個の低周波チャネル成分の周波数帯域と隣接する周波数帯域の信号を非希望信号として抽出する非希望信号抽出ステップＳＴ１６と、非希望信号の振幅を低減させるように、周波数変換ステップにおいて供給される複数の発振周波数を制御する発振制御ステップＳＴ１７を有する点が、実施の形態１のダイバーシチ受信方法と異なる。他の点は、実施の形態２のダイバーシチ受信方法は、実施の形態１のダイバーシチ受信方法と同じである。

以上に説明したように、実施の形態２の装置及び方法では、発振制御部１１Ｂは、隣接レベル信号ＳＵＮＤ_１，…，ＳＵＮＤ_Ｎに基づいて、希望信号の全てに重畳される非希望信号が最小となるよう、事前に制御することが可能となるため、希望信号の品質を維持しつつ非希望信号を効率よく低減することができる。なお、実施の形態２において、上記以外の点は、実施の形態１と同じである。

変形例．
上記実施の形態１及び２の装置及び方法は、本発明が適用された装置及び方法の例示であり、本発明は上記以外の様々な装置及び方法に適用することができる。例えば、上記実施の形態１及び２のダイバーシチ受信装置１，１Ｂは、それぞれ、２個以上の受信系統にそれぞれ対応する２個以上の受信回路１０_１，…，１０_Ｎを有していたが、これに限定されるものではない。

また、上記実施の形態１及び２の装置及び方法の機能の一部（特に、デジタル信号処理を実行する機能）は、ハードウェア構成で実現されてもよいし、或いは、ＣＰＵを含むマイクロプロセッサにより実行されるコンピュータプログラムで実現されてもよい。当該機能の一部がコンピュータプログラムで実現される場合には、マイクロプロセッサは、コンピュータ読み取り可能な記録媒体（例えば、光ディスク、磁気記録媒体又はフラッシュメモリ）から当該コンピュータプログラムをロードし実行することによって当該機能の一部を実現することができる。

また、上記実施の形態１及び２の装置及び方法を実現する構成の一部は、ＦＰＧＡ（Ｆｉｅｌｄ−Ｐｒｏｇｒａｍｍａｂｌｅ Ｇａｔｅ Ａｒｒａｙ）又はＡＳＩＣ（Ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎ Ｓｐｅｃｉｆｉｃ Ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ Ｃｉｒｃｕｉｔ）などのＬＳＩ（Ｌａｒｇｅ ｓｃａｌｅ ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ ｃｉｒｃｕｉｔ）により実現されてもよい。

また、上記実施の形態１及び２の装置及び方法は、例えば、地上波デジタル放送受信装置、無線ＬＡＮ（ローカルエリアネットワーク）機器、或いは、移動体通信システムの受信端末などのような通信装置に適用可能である。

１，１Ｂ ダイバーシチ受信装置、 Ｒ_１，…，Ｒ_Ｎ 受信アンテナ素子（受信系統）、 １０_１，…，１０_Ｎ，１０Ｂ_１，…，１０Ｂ_Ｎ 受信回路、 １１，１１Ｂ 発振制御部、 １２ ダイバーシチ合成部、 １２_１，…，１２_Ｋ 信号合成部、 １３ 判定部、 １３_１，…，１３_Ｋ 信号判定部、 ２１ ＲＦ処理部、 ２２ 周波数変換部、 ２２_１，…，２２_Ｍ ミキサ回路、 ２３ 局部発振器、 ２４ 信号加算部、 ２５，２５Ｂ チャネル成分抽出部、 ２６ チャネル信号処理部、 ２６_１，…，２６_Ｋ 信号処理部、 ５１ Ａ／Ｄ変換器（ＡＤＣ）、 ５２，５２Ｂ 信号抽出部、 ５２_１，…，５２_Ｋ フィルタ部、 ５３_１，…，５３_Ｋ 非希望信号抽出部、 ６１ 時間領域処理部、 ６２ 直交変換部、 ６３ 周波数領域処理部、 ６４ 直交復調部、 ６５，６８，７６ 信号分離部、 ６６ 局部発振器、 ６７ 偏差補償部、 ６９ 移相器、 ７０，７１ 乗算器、 ７２，７３ ローパスフィルタ（ＬＰＦ）、 ７７ 伝送路推定部、 ７８ 等化部、 ８１ 時間領域処理部、 ８２ 局部発振器、 ８３ 周波数領域処理部、 ８４ 偏差補償部、 ９０ チャネル加算部、 ９１ チャネル積和演算部、 ９２_１，…，９２_２Ｎ レベル演算部、 ９２ レベル演算部、 ９３ 加重制御部、 ９４_１，…，９４_２Ｎ 乗算部、 ９５ 加算部。

Claims (22)

1. 複数の中心周波数をそれぞれ有する複数の高周波チャネル成分を含む信号を複数の受信系統で受信するダイバーシチ受信装置であって、
   前記複数の受信系統で得られた複数のアナログ受信信号をそれぞれアナログ入力信号とする複数の受信回路と、
   前記複数の受信回路で生成された信号を同一周波数成分毎に互いに合成するダイバーシチ合成部と
   を備え、
   前記複数の受信回路の各々は、
   複数の局部発振信号を供給する局部発振器と、
   前記複数の局部発振信号を用いて、前記アナログ入力信号を周波数変換することによって、前記複数の局部発振信号の発振周波数にそれぞれ対応する周波数を持つ複数の低周波信号を生成する周波数変換部と、
   前記複数の低周波信号を互いに加算して加算信号を生成する信号加算部と、
   Ｋを２以上の整数としたときに、前記加算信号から、前記複数の高周波チャネル成分の内のＫ個の高周波チャネル成分にそれぞれ対応するＫ個の低周波チャネル成分を抽出するチャネル成分抽出部と、
   前記Ｋ個の低周波チャネル成分に信号処理を施して当該Ｋ個の低周波チャネル成分にそれぞれ対応するＫ個の低周波チャネル処理信号を生成し、前記ダイバーシチ合成部に供給するチャネル信号処理部と
   を含み、
   １≦ｋ≦Ｋの範囲内の整数ｋの各々について、前記複数の発振周波数の内のＫ個の発振周波数のｋ番目の発振周波数と、前記Ｋ個の発振周波数に対応するＫ個の中心周波数の内のｋ番目の中心周波数との間の差分であるＫ個の差分周波数を求めたときに、該Ｋ個の差分周波数の内の少なくとも１つが異なる値であり、
   前記Ｋ個の差分周波数のｋ番目の差分周波数の差分絶対値は、前記Ｋ個の高周波チャネル成分のｋ番目の高周波チャネル成分を構成するサブキャリアの隣接周波数の間隔未満の値であり、
   前記チャネル信号処理部は、前記複数の局部発振信号の中のいずれかであって、前記Ｋ個の差分周波数のｋ番目の差分周波数と等しい周波数を有する局部発振信号を用いて、前記Ｋ個の低周波チャネル成分の各々を直交復調して、同相成分及び直交成分を生成する
   ことを特徴とするダイバーシチ受信装置。
2. 前記Ｋ個の差分周波数の差分絶対値の内の少なくとも１つは、前記ｋ番目の高周波チャネル成分を構成するサブキャリアの隣接周波数の間隔の半分の値であることを特徴とする請求項１に記載のダイバーシチ受信装置。
3. 前記Ｋ個の差分周波数は、中間周波数、或いは、前記中間周波数を前記サブキャリアの隣接周波数の間隔の半分だけ正周波数方向へ順次シフトさせた正シフトサブ中間周波数、或いは、前記中間周波数を前記サブキャリアの隣接周波数の間隔の半分だけ負周波数方向へ順次シフトさせた負シフトサブ中間周波数のいずれかであることを特徴とする請求項１又は２に記載のダイバーシチ受信装置。
4. 前記Ｋ個の差分周波数は、中間周波数、或いは、前記サブキャリアの隣接周波数の間隔をＫで除した値の整数倍だけ前記中間周波数を正周波数方向へ順次シフトさせたＫ種類の正シフトサブ中間周波数、或いは、前記サブキャリアの隣接周波数の間隔をＫで除した値の整数倍だけ前記中間周波数を負周波数方向へ順次シフトさせたＫ種類の負シフトサブ中間周波数のいずれかであることを特徴とする請求項１に記載のダイバーシチ受信装置。
5. 前記Ｋ個の差分周波数の差分絶対値の内の少なくとも１つは、前記Ｋ個の高周波チャネル成分を構成するサブキャリアの隣接周波数の間隔に応じて決定される値であることを特徴とする請求項１に記載のダイバーシチ受信装置。
6. 前記Ｋ個の差分周波数の差分絶対値の内の少なくとも１つは、前記Ｋ個の高周波チャネル成分を構成するサブキャリアの隣接周波数の間隔の最小値に応じて決定される値であることを特徴とする請求項１に記載のダイバーシチ受信装置。
7. 前記Ｋ個の差分周波数の差分絶対値の内の少なくとも１つは、前記Ｋ個の高周波チャネル成分を構成するサブキャリアの隣接周波数の間隔の最小値の半分であることを特徴とする請求項１に記載のダイバーシチ受信装置。
8. 前記複数の発振周波数を個別に制御する発振制御部をさらに備え、
   前記発振制御部は、前記複数の低周波信号の周波数帯域が互いに重複しないように前記複数の発振周波数を制御する
   ことを特徴とする請求項１から７のいずれか１項に記載のダイバーシチ受信装置。
9. 前記複数の発振周波数を個別に制御する発振制御部をさらに備え、
   前記複数の受信回路の各々は、前記加算信号から、前記Ｋ個の低周波チャネル成分の周波数帯域と隣接する周波数帯域の信号を非希望信号として抽出する非希望信号抽出部をさらに有し、
   前記発振制御部は、前記非希望信号の振幅を低減させるように、前記周波数変換部に供給される前記複数の発振周波数を制御する
   ことを特徴とする請求項１から７のいずれか１項に記載のダイバーシチ受信装置。
10. 前記非希望信号抽出部は、前記非希望信号の信号レベルを検出し、
    前記発振制御部による前記複数の発振周波数の制御は、前記非希望信号抽出部で検出された前記信号レベルに基づいて行われる
    ことを特徴とする請求項９に記載のダイバーシチ受信装置。
11. 前記チャネル成分抽出部は、
    前記加算信号をデジタル加算信号に変換するＡ／Ｄ変換器と、
    前記デジタル加算信号から前記Ｋ個の低周波チャネル成分を抽出する信号抽出部とを含む
    ことを特徴とする請求項１から１０のいずれか１項に記載のダイバーシチ受信装置。
12. 前記周波数変換部は、前記アナログ受信信号が希望信号成分と該希望信号成分に対応するイメージ信号成分とを含むときに、前記アナログ受信信号に含まれる当該イメージ信号成分を抑圧することを特徴とする請求項１から１１のいずれか１項に記載のダイバーシチ受信装置。
13. 複数の中心周波数をそれぞれ有する複数の高周波チャネル成分を含む信号を複数の受信系統で受信するダイバーシチ受信方法であって、
    前記複数の受信系統で得られた複数のアナログ受信信号をそれぞれアナログ入力信号として受信する複数の受信ステップと、
    前記受信ステップで生成された信号を同一周波数成分毎に互いに合成するダイバーシチ合成ステップと
    を備え、
    前記複数の受信ステップの各々は、
    複数の局部発振信号を供給する局部発信ステップと、
    前記複数の局部発振信号を用いて、前記アナログ入力信号を周波数変換することによって、前記複数の局部発振信号の発振周波数にそれぞれ対応する周波数を持つ複数の低周波信号を生成する周波数変換ステップと、
    前記複数の低周波信号を互いに加算して加算信号を生成する信号加算ステップと、
    Ｋを２以上の整数としたときに、前記加算信号から、前記複数の高周波チャネル成分の内のＫ個の高周波チャネル成分にそれぞれ対応するＫ個の低周波チャネル成分を抽出するチャネル成分抽出ステップと、
    前記Ｋ個の低周波チャネル成分に信号処理を施して当該Ｋ個の低周波チャネル成分にそれぞれ対応するＫ個の低周波チャネル処理信号を生成し、前記ダイバーシチ合成部に供給するチャネル信号処理ステップと
    を含み、
    １≦ｋ≦Ｋの範囲内の整数ｋの各々について、前記複数の発振周波数の内のＫ個の発振周波数のｋ番目の発振周波数と、前記Ｋ個の発振周波数に対応するＫ個の中心周波数の内のｋ番目の中心周波数との間の差分であるＫ個の差分周波数を求めたときに、該Ｋ個の差分周波数の内の少なくとも１つが異なる値であり、
    前記Ｋ個の差分周波数のｋ番目の差分周波数の差分絶対値は、前記Ｋ個の高周波チャネル成分のｋ番目の高周波チャネル成分を構成するサブキャリアの隣接周波数の間隔未満の値であり、
    前記チャネル信号処理ステップにおいて、前記複数の局部発振信号の中のいずれかであって、前記Ｋ個の差分周波数のｋ番目の差分周波数と等しい周波数を有する局部発振信号を用いて、前記Ｋ個の低周波チャネル成分の各々を直交復調して、同相成分及び直交成分を生成する
    ことを特徴とするダイバーシチ受信方法。
14. 前記Ｋ個の差分周波数の差分絶対値の内の少なくとも１つは、前記ｋ番目の高周波チャネル成分を構成するサブキャリアの隣接周波数の間隔の半分の値であることを特徴とする請求項１３に記載のダイバーシチ受信方法。
15. 前記Ｋ個の差分周波数は、中間周波数、或いは、前記中間周波数を前記サブキャリアの隣接周波数の間隔の半分だけ正周波数方向へ順次シフトさせた正シフトサブ中間周波数、或いは、前記中間周波数を前記サブキャリアの隣接周波数の間隔の半分だけ負周波数方向へ順次シフトさせた負シフトサブ中間周波数のいずれかであることを特徴とする請求項１３又は１４に記載のダイバーシチ受信方法。
16. 前記Ｋ個の差分周波数は、中間周波数、或いは、前記サブキャリアの隣接周波数の間隔をＫで除した値の整数倍だけ前記中間周波数を正周波数方向へ順次シフトさせたＫ種類の正シフトサブ中間周波数、或いは、前記サブキャリアの隣接周波数の間隔をＫで除した値の整数倍だけ前記中間周波数を負周波数方向へ順次シフトさせたＫ種類の負シフトサブ中間周波数のいずれかであることを特徴とする請求項１３に記載のダイバーシチ受信方法。
17. 前記Ｋ個の差分周波数の差分絶対値の内の少なくとも１つは、前記Ｋ個の高周波チャネル成分を構成するサブキャリアの隣接周波数の間隔に応じて決定される値であることを特徴とする請求項１３に記載のダイバーシチ受信方法。
18. 前記Ｋ個の差分周波数の差分絶対値の内の少なくとも１つは、前記Ｋ個の高周波チャネル成分を構成するサブキャリアの隣接周波数の間隔の最小値に応じて決定される値であることを特徴とする請求項１３に記載のダイバーシチ受信方法。
19. 前記Ｋ個の差分周波数の差分絶対値の内の少なくとも１つは、前記Ｋ個の高周波チャネル成分を構成するサブキャリアの隣接周波数の間隔の最小値の半分であることを特徴とする請求項１３に記載のダイバーシチ受信方法。
20. 前記複数の低周波信号の周波数帯域が互いに重複しないように前記複数の発振周波数を個別に制御する発振制御ステップをさらに有することを特徴とする請求項１３から１９のいずれか１項に記載のダイバーシチ受信方法。
21. 前記複数の発振周波数を個別に制御する発振制御ステップをさらに有し、
    前記複数の受信ステップの各々は、前記加算信号から、前記Ｋ個の低周波チャネル成分の周波数帯域と隣接する周波数帯域の信号を非希望信号として抽出する非希望信号抽出ステップをさらに有し、
    前記発振制御ステップは、前記非希望信号の振幅を低減させるように、前記周波数変換ステップにおいて供給される前記複数の発振周波数を制御する
    ことを特徴とする請求項１３から１９のいずれか１項に記載のダイバーシチ受信方法。
22. 前記非希望信号抽出ステップにおいて、前記非希望信号の信号レベルを検出し、
    前記発振制御ステップにおける前記複数の発振周波数の制御は、前記非希望信号抽出ステップで検出された前記信号レベルに基づいて行われる
    ことを特徴とする請求項２１に記載のダイバーシチ受信方法。

Images