JP5766369B2 - ダイバーシチ受信装置及びダイバーシチ受信方法 - Google Patents

Description

本発明は、複数の受信信号を合成するダイバーシチ受信技術に関し、特に、複数の受信信号に含まれる非希望信号を効率良く抑圧し得るダイバーシチ受信技術に関するものである。

ダイバーシチ受信技術は、複数の受信系統でそれぞれ受信された複数の受信信号の合成（ｃｏｍｂｉｎｉｎｇ）を行うことで通信品質を向上させる技術である。ダイバーシチ受信技術により、時間選択性、空間選択性もしくは周波数選択性のフェージング（波形歪み）を補償することができる。

ダイバーシチ受信技術の合成方法としては、たとえば、複数の受信信号の中から信号レベルまたはＳＮＲ（信号対雑音比）が最も高い受信信号を選択する選択合成法、複数の受信信号の位相がすべて同位相となるように位相調整した後に当該受信信号の総和を出力する等利得合成法、並びに、複数の受信信号の位相及び振幅を調整した後に当該受信信号の総和を出力する最大比合成法が知られている。最大比合成法では、合成出力のＳＮＲが最大となるように受信信号にウエイトを重み付けすることで振幅調整が実行される。このような合成方法は、たとえば、下記の非特許文献１に開示されている。非特許文献１は、異なる受信アンテナ系での熱雑音が互いに無相関である性質を利用して、信号合成で得られるダイバーシチ効果により熱雑音を低減する技術を開示している。また、非特許文献１には、ダイバーシチ効果が定量的に示されている。

ところで、世界各国で放送のデジタル化が広く展開されており、これと並行して、家庭用テレビ受像機、車載用放送受信機及び携帯情報端末をはじめとする様々な受信機がデジタル放送受信機能を持つことも一般的となっている。このような受信形態の多様化に伴い、テレビジョン放送及びラジオ放送だけでなく、これらの双方の特長を組み合わせた新しい放送サービスの運用が本格化している。これに伴い、デジタル放送のチャネル数は今後急速に増加することが予想される。

また、近年では放送受信技術の高度化が進展し、高機能なデジタル放送受信機が本格的に普及しつつある。たとえば、視聴者の嗜好に合わせた放送プログラムの自動選択機能、複数チャネルの同時受信機能及びその録画機能などが既に実用化されている。一方、車載用放送受信機についても、受信地域のシームレスな自動切換技術や、難受信環境での安定した放送受信のための技術が採用され始めている。今後、このようなデジタル放送受信機の高機能化は、受信形態を問わず進化していくと予想される。

特に、複数チャネルの同時受信機能は、放送形態と受信形態の双方の多様化に追随して受信機能の高性能化を実現するための必須技術の一つである。このため、複数チャネルの同時受信機能に関しては近年様々な受信方式が検討されている。

複数チャネルの同時受信は、同時受信に必要なチャネル数と同数のチューナをデジタル放送受信機に組み込むことによって容易に実現することが可能である。各チューナは、局部発振器で生成された発振信号を用いて高周波数帯域のＲＦ（Ｒａｄｉｏ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ）信号を、より低い周波数帯域の低周波信号（たとえば、中間周波数帯域のＩＦ信号）に変換するアナログフロントエンド部を備えている。それら複数のチューナは、複数チャネルにそれぞれ対応する複数の低周波信号を同時並行に出力する。しかしながら、複数チャネルの同時受信のために複数のチューナをデジタル放送受信機に組み込むことは、チャネル数が増えるほど、アナログフロントエンド部に要するアナログ部品の点数が多くなるので、非経済的である。

そこで、同時受信に必要なチャネル数と同数の複数の周波数変換部と信号加算器とを１つのチューナに組み込むことが提案されている。このようなチューナは、たとえば、特開２００１−００７７８０号公報（特許文献１）に開示されている。

特許文献１に開示されているチューナでは、複数の周波数変換部は、互いに異なる発振周波数を有する複数の発振信号を用いて、ＲＦ信号を複数チャネルにそれぞれ対応する複数のＩＦ（Ｉｎｔｅｒｍｅｄｉａｔｅ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ）信号に変換する。そして、信号加算器は、それら複数のＩＦ号を互いに加算して出力する。ここで、信号加算器の出力の周波数スペクトルにおいてＩＦ信号成分のチャネル（周波数帯域）が互いに重複しないように発振周波数が調整される。これにより、チューナは、周波数変換で得られた複数のＩＦ信号を単一チャネルの信号とみなして処理することができるので、アナログ部品点数を少なくすることができる。たとえば、１つのＡ／Ｄ変換器を用いて信号加算器のアナログ出力をデジタル信号に変換することができるため、コストメリットを獲得できる。

特開２００１−００７７８０号公報（段落００１９及び図１など） 特許第３９５６８２８号公報（段落００１０及び図１など）

Ｓｉｍｏｎ Ｒ．Ｓａｕｎｄｅｒｓ、「Ａｎｔｅｎｎａｓ ａｎｄ ｐｒｏｐａｇａｔｉｏｎ ｆｏｒ ｗｉｒｅｌｅｓｓ ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎ ｓｙｓｔｅｍｓ」、Ｊｏｈｎ Ｗｉｌｅｙ ＆ Ｓｏｎｓ，Ｌｔｄ、１９９９年、ｐｐ．３３２−３３９。

特許文献１に開示される従来技術では、受信信号に重畳された非希望信号に起因して信号品質低下が発生する場合がある。非希望信号としては、たとえば、受信機の内部で発生する熱雑音、もしくは、受信機に外部から到来した干渉信号が挙げられる。熱雑音については、ダイバーシチ受信機を用いて複数系統の受信信号を合成することで熱雑音を簡易に且つ効率良く低減させることが可能である。

しかしながら、外部から到来した干渉信号は、ダイバーシチ受信機の複数の受信系統間で強い相関を持つ場合がある。このような場合、従来のダイバーシチ受信機では、受信信号に重畳された干渉信号を効率良く抑圧することが難しいという問題がある。

図１（Ａ）〜（Ｄ）は、この問題を説明するための周波数スペクトルを概略的に示す図である。図１（Ａ）は、ＲＦ信号の周波数スペクトルの一例を示す図である。上記特許文献１に開示されている従来技術を使用すれば、図１（Ａ）の周波数スペクトルを持つＲＦ信号を２つのＩＦ信号にそれぞれ周波数変換し、これら２つのＩＦ信号を互いに加算して加算信号を生成することができる。図１（Ｂ）は、ＩＦ帯に変換された一方のＩＦ信号の周波数スペクトルを概略的に示す図であり、図１（Ｃ）は、ＩＦ帯に変換された他方のＩＦ信号の周波数スペクトルを概略的に示す図であり、図１（Ｄ）は、図１（Ｂ），（Ｃ）のＩＦ信号を互いに加算して得られる加算信号の周波数スペクトルを概略的に示す図である。

図１（Ａ）に示されるように、ＲＦ信号は、周波数軸上で互いに離れたチャネル成分（希望信号成分）ＣＨＡ，ＣＨＢを含み、一方のチャネル成分ＣＨＡの両側近傍に非希望信号成分ＮＡ１，ＮＡ２，ＰＡ１，ＰＡ２が存在し、他方のチャネル成分ＣＨＢの両側近傍にも非希望信号成分ＮＢ１，ＮＢ２，ＰＢ１，ＰＢ２が存在する。図１（Ｂ）のＩＦ帯のチャネル成分ＣＨａ及び非希望信号成分Ｎａ１，Ｎａ２，Ｐａ１，Ｐａ２は、図１（Ａ）のＲＦ帯のチャネル成分ＣＨＡ及び非希望信号成分ＮＡ１，ＮＡ２，ＰＡ１，ＰＡ２を周波数変換したものである。また、図１（Ｃ）のＩＦ帯のチャネル成分ＣＨｂ及び非希望信号成分Ｎｂ１，Ｎｂ２，Ｐｂ１，Ｐｂ２は、図１（Ａ）のＲＦ帯のチャネル成分ＣＨＢ及び非希望信号成分ＮＢ１，ＮＢ２，ＰＢ１，ＰＢ２を周波数変換したものである。図１（Ｄ）に示されるように、加算信号においては、チャネル成分ＣＨａに非希望信号成分Ｎｂ１が干渉し、チャネル成分ＣＨｂに非希望信号成分Ｐａ１が干渉している。これにより、信号品質が低下して受信性能が損なわれるという問題がある。

干渉信号の抑圧方法としては、受信信号に含まれるパイロットキャリアなどの受信既知信号を用いて受信信号から干渉信号成分（妨害波成分）を除去する等化方法が提案されている（たとえば、特許第３９５６８２８号公報：特許文献２）。

しかしながら、上述の通り、様々な機能及びアプリケーションが次世代のデジタル放送受信機に導入されることを想定した場合、同時受信の対象となる複数チャネルの組合せ及び希望信号と非希望信号との組合せは、非常に複雑なものとなることが容易に推測される。また、デジタル放送は種々な放送規格に従って運用されているので、既知信号の有無、送信信号への既知信号の挿入形式、及び、復調方法などが放送規格によって大きく異なる場合がある。上述の受信既知信号を用いた等化方法は、放送規格で定められた信号形式（伝送信号フォーマット）に依存する。このため、複数種の信号形式に対応しつつ受信性能を向上させる等化方法を実現するには、極めて複雑なアルゴリズムが必要である。

上記に鑑みて本発明の目的は、放送規格で定められた信号形式に依存せずに非希望信号を効果的に抑圧することができるダイバーシチ受信装置及びダイバーシチ受信方法を提供することである。

本発明の一態様によるダイバーシチ受信装置は、互いに異なる第１乃至第Ｋの中心周波数（Ｋは２以上の整数）をそれぞれ有する第１乃至第Ｋの高周波チャネル成分を含む送信信号を第１受信系統と第２受信系統とで受信するダイバーシチ受信装置であって、前記第１受信系統で得られた第１の受信信号を入力とする第１の受信回路と、前記第２受信系統で得られた第２の受信信号を入力とする第２の受信回路と、前記第１の受信回路の出力と前記第２の受信回路の出力とを同一周波数成分毎に互いに合成するダイバーシチ合成部と、発振制御部とを備え、
前記第１の受信回路は、前記第１乃至第Ｋの中心周波数からそれぞれ低域側にずれた第１乃至第Ｋの下側発振周波数をそれぞれ有する第１乃至第Ｋの下側発振周波数信号を供給する第１の局部発振器と、前記第１乃至第Ｋの下側発振周波数信号を用いて前記第１の受信信号を周波数変換することによって、前記第１乃至第Ｋの下側発振周波数にそれぞれ対応する第１乃至第Ｋの下側低周波信号を生成する第１の周波数変換部と、前記第１乃至第Ｋの下側低周波信号を互いに加算して第１の加算信号を生成する第１の信号加算部と、前記第１の加算信号から、前記第１乃至第Ｋの高周波チャネル成分にそれぞれ対応する第１乃至第Ｋの下側低周波チャネル成分を抽出する第１のチャネル成分抽出部と、前記第１乃至第Ｋの下側低周波チャネル成分に信号処理を施して当該第１乃至第Ｋの下側低周波チャネル成分にそれぞれ対応する第１乃至第Ｋの下側低周波チャネル処理信号を生成し、前記ダイバーシチ合成部に出力する第１のチャネル信号処理部とを含み、
前記第２の受信回路は、前記第１乃至第Ｋの中心周波数からそれぞれ高域側にずれた第１乃至第Ｋの上側発振周波数をそれぞれ有する第１乃至第Ｋの上側発振周波数信号を供給する第２の局部発振器と、前記第１乃至第Ｋの上側発振周波数信号を用いて前記第２の受信信号を周波数変換することによって、前記第１乃至第Ｋの上側発振周波数にそれぞれ対応する第１乃至第Ｋの上側低周波信号を生成する第２の周波数変換部と、前記第１乃至第Ｋの上側低周波信号を互いに加算して第２の加算信号を生成する第２の信号加算部と、前記第２の加算信号から、前記第１乃至第Ｋの高周波チャネル成分にそれぞれ対応する第１乃至第Ｋの上側低周波チャネル成分を抽出する第２のチャネル成分抽出部と、前記第１乃至第Ｋの上側低周波チャネル成分に信号処理を施して当該第１乃至第Ｋの上側低周波チャネル成分にそれぞれ対応する第１乃至第Ｋの上側低周波チャネル処理信号を生成し、前記ダイバーシチ合成部に出力する第２のチャネル信号処理部とを含み、
前記発振制御部は、前記第１乃至第Ｋの下側低周波信号の周波数帯域が互いに隣接するように前記第１乃至第Ｋの下側発振周波数を制御し、前記第１乃至第Ｋの上側低周波信号の周波数帯域が互いに隣接するように前記第１乃至第Ｋの上側発振周波数を制御することを特徴とする。

本発明の他の一態様によるダイバーシチ受信方法は、互いに異なる第１乃至第Ｋの中心周波数（Ｋは２以上の整数）をそれぞれ有する第１乃至第Ｋの高周波チャネル成分を含む送信信号を第１受信系統と第２受信系統とで受信するダイバーシチ受信方法であって、前記第１受信系統及び前記第２受信系統から第１の受信信号及び第２の受信信号をそれぞれ得るステップと、前記第１乃至第Ｋの中心周波数からそれぞれ低域側にずれた第１乃至第Ｋの下側発振周波数をそれぞれ有する第１乃至第Ｋの下側発振周波数信号を用いて前記第１の受信信号を周波数変換することによって、前記第１乃至第Ｋの下側発振周波数にそれぞれ対応する第１乃至第Ｋの下側低周波信号を生成するステップと、前記第１乃至第Ｋの下側低周波信号を互いに加算して第１の加算信号を生成するステップと、前記第１の加算信号から、前記第１乃至第Ｋの高周波チャネル成分にそれぞれ対応する第１乃至第Ｋの下側低周波チャネル成分を抽出するステップと、前記第１乃至第Ｋの下側低周波チャネル成分に信号処理を施して当該第１乃至第Ｋの下側低周波チャネル成分にそれぞれ対応する第１乃至第Ｋの下側低周波チャネル処理信号を生成するステップと、前記第１乃至第Ｋの中心周波数からそれぞれ高域側にずれた第１乃至第Ｋの上側発振周波数をそれぞれ有する第１乃至第Ｋの上側発振周波数信号を用いて前記第２の受信信号を周波数変換することによって、前記第１乃至第Ｋの上側発振周波数にそれぞれ対応する第１乃至第Ｋの上側低周波信号を生成するステップと、前記第１乃至第Ｋの上側低周波信号を互いに加算して第２の加算信号を生成するステップと、前記第２の加算信号から、前記第１乃至第Ｋの高周波チャネル成分にそれぞれ対応する第１乃至第Ｋの上側低周波チャネル成分を抽出するステップと、前記第１乃至第Ｋの上側低周波チャネル成分に信号処理を施して当該第１乃至第Ｋの上側低周波チャネル成分にそれぞれ対応する第１乃至第Ｋの上側低周波チャネル処理信号を生成するステップと、前記第１乃至第Ｋの下側低周波チャネル処理信号と前記第１乃至第Ｋの上側低周波チャネル処理信号とを同一周波数成分毎に互いに合成するステップとを備え、前記第１乃至第Ｋの下側低周波信号の周波数帯域が互いに隣接するように前記第１乃至第Ｋの下側発振周波数が制御され、前記第１乃至第Ｋの上側低周波信号の周波数帯域が互いに隣接するように前記第１乃至第Ｋの上側発振周波数が制御されることを特徴とする。

本発明によれば、第１の加算信号を構成する第１乃至第Ｋの上側低周波信号は、第１乃至第Ｋの高周波チャネル成分の中心周波数からそれぞれ高域側にずれた第１乃至第Ｋの上側発振周波数を用いた周波数変換により生成され、第２の加算信号を構成する第１乃至第Ｋの下側低周波信号は、第１乃至第Ｋの高周波チャネル成分の中心周波数からそれぞれ低域側にずれた第１乃至第Ｋの下側発振周波数を用いた周波数変換により生成される。このため、第１受信系統と第２受信系統とに混入した互いに強く相関する非希望信号成分の周波数位置（周波数領域での位置）を、互いに異なる位置にずらすことができる。これは、希望信号成分の周波数位置を変えることなく実行することが可能である。このため、第１乃至第Ｋの上側低周波チャネル処理信号と第１乃至第Ｋの下側低周波チャネル処理信号とを同一周波数成分毎に互いに合成することで、非希望信号成分を互いにキャンセルさせることができる。したがって、放送規格で定められた信号形式に依存せずに非希望信号成分を効果的に抑圧することができる。

（Ａ）は、ＲＦ信号の周波数スペクトルを概略的に示す図であり、（Ｂ）〜（Ｄ）は、ＩＦ信号の周波数スペクトルを概略的に示す図である。 本発明に係る実施の形態１のダイバーシチ受信装置の構成を示す機能ブロック図である。 実施の形態１のダイバーシチ受信装置を構成する受信回路の構成を示す機能ブロック図である。 アナログＲＦ信号の周波数スペクトルの一例を概略的に示す図である。 実施の形態１のミキサ回路の構成例を概略的に示す図である。 実施の形態１のミキサ回路の他の構成例を概略的に示す図である。 実施の形態１のチャネル成分抽出部の概略構成を示すブロック図である。 （Ａ）〜（Ｃ）は、下側発振周波数を用いて高周波チャネル成分を周波数変換した場合に得られる低周波信号の周波数スペクトルを概略的に示す図である。 デジタル加算信号の周波数スペクトルを概略的に示す図である。 （Ａ）〜（Ｃ）は、図９のデジタル加算信号から抽出された低周波チャネル成分の周波数スペクトルを概略的に示す図である。 （Ａ）〜（Ｃ）は、上側発振周波数を用いて高周波チャネル成分を周波数変換した場合に得られる低周波信号の周波数スペクトルを概略的に示す図である。 デジタル加算信号の周波数スペクトルを概略的に示す図である。 （Ａ）〜（Ｃ）は、図１２のデジタル加算信号から抽出された低周波チャネル成分の周波数スペクトルを概略的に示す図である。 信号処理部の構成例を概略的に示すブロック図である。 時間領域処理部の構成例を概略的に示すブロック図である。 直交復調部の構成例を概略的に示すブロック図である。 時間領域処理部の他の構成例を示す図である。 図１４の周波数領域処理部の構成例を概略的に示すブロック図である。 信号処理部の他の構成例を概略的に示すブロック図である。 図１９の時間領域処理部の概略構成を示すブロック図である。 図１９の周波数領域処理部の概略構成を示すブロック図である。 等利得合成法を実現する信号合成部の構成例を示すブロック図である。 最大比合成法を実現する信号合成部の他の構成例を示すブロック図である。 図２３のチャネル積和演算部の構成を示すブロック図である。 本発明に係る実施の形態２のダイバーシチ受信装置の概略構成を示すブロック図である。 実施の形態２の受信回路の概略構成を示すブロック図である。 実施の形態２のチャネル成分抽出部の概略構成を示すブロック図である。

以下、本発明に係るダイバーシチ受信方法を実現するための種々の実施の形態について図面を参照しつつ説明する。

実施の形態１．
図２は、実施の形態１のダイバーシチ受信装置１の概略構成を示すブロック図である。ダイバーシチ受信装置１は、図２に示されるように、２×Ｎ個の独立した受信系統（Ｎは２以上の整数）を構成する受信アンテナ素子Ｒ_１，…，Ｒ_２Ｎと、これら受信アンテナ素子Ｒ_１，…，Ｒ_２Ｎを介して送信信号をそれぞれ受信する受信回路１０_１，…，１０_２Ｎと、これら受信回路１０_１〜１０_２Ｎで使用される発振信号の発振周波数を個別に制御する発振制御部１１と、受信回路１０_１〜１０_２Ｎの出力Ｐ（１，１）〜Ｐ（２Ｎ，Ｋ）（Ｋは２以上の整数）を同一周波数成分毎に互いに合成するダイバーシチ合成部１２と、このダイバーシチ合成部１２の合成出力Ｃ_１，…，Ｃ_Ｋの信号点を判定する判定部１３とを備えている。

発振制御部１１は、受信回路１０_１〜１０_２Ｎで使用される発振信号の発振周波数を制御するための周波数制御信号ＦＣ_１，…，ＦＣ_２Ｎを受信回路１０_１，…，１０_２Ｎにそれぞれ供給する。

受信回路１０_１〜１０_２Ｎは同一の基本構成を有する。図３は、ｎ番目の受信回路１０_ｎの概略構成を示すブロック図である。この受信回路１０_ｎは、受信アンテナ素子Ｒ_ｎを介して送信信号を受信するＲＦ処理部２１と、ＲＦ処理部２１の出力（アナログ受信信号）を周波数変換する周波数変換部２２と、局部発振器２３と、信号加算部２４と、チャネル成分抽出部２５と、チャネル信号処理部２６とを有する。

ＲＦ処理部２１は、帯域通過フィルタ及び信号増幅器などのＲＦ信号処理を行うアナログ素子群を有する。ＲＦ処理部２１は、受信信号から、同時受信されるべき全ての周波数帯域の高周波チャネル成分を含むアナログＲＦ信号Ｓｒｆを出力することができる。本実施の形態では、ＲＦ処理部２１は、Ｍ個の高周波チャネル成分（Ｍは２以上の整数）を含むアナログＲＦ信号Ｓｒｆを出力する。

図４は、アナログＲＦ信号Ｓｒｆの周波数スペクトルの一例を概略的に示す図である。図４に示されるように、アナログＲＦ信号Ｓｒｆは、ＲＦ帯において、互いに異なる中心周波数Ｆ_１，Ｆ_２，…，Ｆ_Ｍを有するＭ個の高周波チャネル成分ＣＨ_１，ＣＨ_２，…，ＣＨ_Ｍを含む。図４の例では、高周波チャネル成分ＣＨ_１の近傍に非希望信号成分Ｐａ_１，Ｐｂ_１，Ｎａ_１，Ｎｂ_１が存在し、高周波チャネル成分ＣＨ_２の近傍に非希望信号成分Ｐａ_２，Ｐｂ_２，Ｎａ_２，Ｎｂ_２が存在し、高周波チャネル成分ＣＨ_Ｍの近傍には非希望信号成分Ｐａ_Ｍ，Ｐｂ_Ｍ，Ｎａ_Ｍ，Ｎｂ_Ｍが存在する。

局部発振器２３は、周波数制御信号ＦＣ_ｎで指定された発振周波数を有する局部発振信号群ＯＳを周波数変換部２２に供給する。局部発振信号群ＯＳは、Ｍ個の局部発振信号ＯＳ_１〜ＯＳ_Ｍからなる。２×Ｎ系統の受信回路１０_１〜１０_２ＮのうちＮ系統の受信回路１０_１〜１０_Ｎでは、局部発振信号ＯＳ_１，ＯＳ_２，…，ＯＳ_Ｍの周波数は、図４に示されるように、高周波チャネル成分ＣＨ_１，ＣＨ_２，…，ＣＨ_Ｍの中心周波数Ｆ_１，Ｆ_２，…，Ｆ_Ｍからそれぞれ低域側にずれた下側発振周波数Ｆ_１Ｌ，Ｆ_２Ｌ，…，Ｆ_ＭＬに設定される。一方、残るＮ系統の受信回路１０_Ｎ＋１〜１０_２Ｎでは、局部発振信号ＯＳ_１，ＯＳ_２，…，ＯＳ_Ｍの周波数は、図４に示されるように、高周波チャネル成分ＣＨ_１，ＣＨ_２，…，ＣＨ_Ｍの中心周波数Ｆ_１，Ｆ_２，…，Ｆ_Ｍからそれぞれ高域側にずれた上側発振周波数Ｆ_１Ｈ，Ｆ_２Ｈ，…，Ｆ_ＭＨに設定される。

ここで、ｋ番目の高周波チャネル成分ＣＨ_ｋについて、その中心周波数Ｆ_ｋと下側発振周波数Ｆ_ｋＬとの間の差分絶対値ｆ_１（＝｜Ｆ_ｋ−Ｆ_ｋＬ｜）と、その中心周波数Ｆ_ｋと上側発振周波数Ｆ_ｋＨとの間の差分絶対値ｆ_１（＝｜Ｆ_ｋ−Ｆ_ｋＨ｜）とは常に等しい。

周波数変換部２２は、図３に示されるようにＭ系統のミキサ回路２２_１〜２２_Ｍを有している。局部発振器２３は、最大２×Ｍ個の周波数の中から周波数制御信号ＦＣ_ｎで指定されたＭ個の発振周波数、すなわち、下側発振周波数Ｆ_１Ｌ〜Ｆ_ＭＬまたは上側発振周波数Ｆ_１Ｈ〜Ｆ_ＭＨのいずれか一方を発生させる。

ミキサ回路２２_１〜２２_Ｍは、アナログＲＦ信号Ｓｒｆに局部発振信号ＯＳ_１〜ＯＳ_Ｍを混合させて、中心周波数ｆ_１，…，ｆ_Ｍをそれぞれ有するＭ個の低周波信号ＳＬ_１，…，ＳＬ_Ｍを生成する機能を有する。

図５は、ｍ番目のミキサ回路２２_ｍの構成例を概略的に示す図である。図５に示されるミキサ回路２２_ｍは、アナログ乗算器３１と増幅器３２とを有しており、アナログ乗算器３１は、局部発振器２３から供給された局部発振信号ＯＳ_ｍをアナログＲＦ信号Ｓｒｆに乗算（混合）する。アナログ乗算器３１の出力は、局部発振信号ＯＳ_ｍの発振周波数ｆ_ＯＳとアナログＲＦ信号Ｓｒｆの周波数Ｆ_ｒｆとの差（＝Ｆ_ｒｆ−ｆ_ＯＳ）及び和（＝Ｆ_ｒｆ＋ｆ_ＯＳ）の周波数を有する信号を出力するが、増幅器３２は、当該和の周波数を有する信号成分を減衰させるので、実質的に当該差の周波数を中心周波数とする低周波信号ＳＬ_ｍを出力する。

たとえば、アナログＲＦ信号Ｓｒｆが中心周波数Ｆ_１＝４００ＭＨｚ及びＦ_２＝５００ＭＨｚをそれぞれ有する高周波チャネル成分ＣＨ_１，ＣＨ_２を含む場合に、下側発振周波数Ｆ_１Ｌを３９０ＭＨｚとし、上側発振周波数Ｆ_１Ｈを４１０ＭＨｚとし、下側発振周波数Ｆ_２Ｌを４８０ＭＨｚとし、上側発振周波数Ｆ_２Ｈを５２０ＭＨｚとする周波数制御信号を生成すれば、周波数変換後の低周波信号ＳＬ_１の中心周波数ｆ_１の絶対値は１０ＭＨｚとなり、低周波信号ＳＬ_２の中心周波数ｆ_２の絶対値は２０ＭＨｚとなる。

図６は、ミキサ回路２２_ｍの他の構成例を概略的に示す図である。図６に示されるミキサ回路２２_ｍは、所謂、イメージ抑圧ミキサである。図５のミキサ回路２２_ｍの構成では、アナログＲＦ信号Ｓｒｆが、局部発振信号ＯＳ_ｍの周波数ｆ_ＯＳに対して希望信号成分の周波数と対称な点の影像周波数（イメージ周波数）を持つイメージ信号成分を含む場合に、混合処理により、イメージ信号成分の周波数と希望信号成分の周波数とが同じ周波数に変換される。イメージ抑圧ミキサは、そのようなイメージ信号成分を効率良く抑圧することができる。

図６のイメージ抑圧ミキサ２２_ｍは、移相器３３，３４、周波数シフト部３５、前段乗算器４１，４２、フィルタ部４３，４４、増幅器４５，４６、後段乗算器４７，４８及び抑圧部４９で構成されている。局部発振信号ＯＳ_ｍは、３系統に分岐されて、前段乗算器４１、移相器３３及び周波数シフト部３５に供給される。移相器３３は、入力された局部発振信号ＯＳ_ｍを９０°だけ移相し、当該移相後の局部発振信号ＯＳ_ｍを前段乗算器４２に供給する。一方、周波数シフト部３５は、局部発振信号ＯＳ_ｍの発振周波数をシフトして、当該シフトされた周波数を有する信号を後段乗算器４７と移相器３４とに供給する。移相器３４は、入力された信号を９０°だけ移相し、当該移相後の信号を後段乗算器４８に供給する。

前段乗算器４１は、アナログＲＦ信号Ｓｒｆに局部発振信号ＯＳ_ｍを乗算（混合）する。フィルタ部４３は、前段乗算器４１の出力をフィルタリングする。増幅器４５は、このフィルタ部４３の出力を増幅する。一方、前段乗算器４２は、アナログＲＦ信号Ｓｒｆに移相後の局部発振信号ＯＳ_ｍを乗算（混合）する。フィルタ部４３は、前段乗算器４２の出力をフィルタリングする。そして、増幅器４６は、このフィルタ部４４の出力を増幅する。

後段においては、後段乗算器４７は、増幅器４５の出力に周波数シフト部３５の出力を乗算（混合）する。一方、後段乗算器４８は、増幅器４６の出力に移相器３４の出力を乗算（混合）する。そして、抑圧部４９は、後段乗算器４７，４８の出力の一方から他方を減算し、その演算結果を低周波信号ＳＬ_ｍとして出力する。

信号加算部２４は、ミキサ回路２２_１〜２２_Ｍから出力された低周波信号ＳＬ_１〜ＳＬ_Ｍを互いに加算してアナログ加算信号ＡＤａを生成する。チャネル成分抽出部２５は、アナログ加算信号ＡＤａから、上記したＭ個の高周波チャネル成分ＣＨ_１〜ＣＨ_Ｍの中のＫ個の高周波チャネル成分（Ｋ≦Ｍ）にそれぞれ対応するＫ個の低周波チャネル成分ＣＴ_１，…，ＣＴ_Ｋを希望信号成分として抽出することができる。

図７は、チャネル成分抽出部２５の概略構成を示すブロック図である。図７に示されるチャネル成分抽出部２５は、アナログ加算信号ＡＤａをデジタル加算信号ＡＤｄに変換するＡ／Ｄ変換器（ＡＤＣ）５１と、デジタル加算信号ＡＤｄからＫ個の低周波チャネル成分ＣＴ_１，…，ＣＴ_Ｋを抽出する信号抽出部５２とを有する。ＡＤＣ５１は、アナログ加算信号ＡＤａをサンプリング（標本化）し、当該サンプリングされた値を量子化し、さらに量子化値を符号化して出力する。信号抽出部５２は、Ｋ系統のフィルタ部５２_１，…，５２_Ｋからなり、これらフィルタ部５２_１，…，５２_Ｋは、入力されたデジタル加算信号ＡＤｄから低周波チャネル成分ＣＴ_１，…，ＣＴ_Ｋをそれぞれ抽出する。フィルタ部５２_１，…，５２_Ｋとしては、たとえば、ＦＩＲ（Ｆｉｎｉｔｅ Ｉｍｐｕｌｓｅ Ｒｅｓｐｏｎｓｅ）型またはＩＩＲ（Ｉｎｆｉｎｉｔｅ Ｉｍｐｕｌｓｅ Ｒｅｓｐｏｎｓｅ）型のデジタル帯域通過フィルタを使用すればよい。

図８（Ａ）〜（Ｃ）は、周波数変換部２２が下側発振周波数Ｆ_１Ｌ〜Ｆ_ＭＬを用いて高周波チャネル成分ＣＨ_１〜ＣＨ_Ｍを周波数変換した場合に得られる低周波信号ＳＬ_１，ＳＬ_２，ＳＬ_Ｍの周波数スペクトルを概略的に示す図である。図８（Ａ）は、低周波信号ＳＬ_１の周波数スペクトルを示している。図８（Ａ）に示されるように、低周波信号ＳＬ_１は、正周波数＋ｆ_１を中心周波数とする正周波数成分Ｃｈｐ_１Ｌと、負周波数−ｆ_１を中心周波数とする負周波数成分Ｃｈｎ_１Ｌとの合成信号である。同様に、図８（Ｂ）は、正周波数＋ｆ_２を中心周波数とする正周波数成分Ｃｈｐ_２Ｌと負周波数−ｆ_２を中心周波数とする負周波数成分Ｃｈｎ_２Ｌとからなる低周波信号ＳＬ_２の周波数スペクトルを示し、図８（Ｃ）は、正周波数＋ｆ_Ｍを中心周波数とする正周波数成分Ｃｈｐ_ＭＬと負周波数−ｆ_Ｍを中心周波数とする負周波数成分Ｃｈｎ_ＭＬとからなる低周波信号ＳＬ_Ｍの周波数スペクトルを示している。

図９は、周波数変換部２２が下側発振周波数Ｆ_１Ｌ〜Ｆ_ＭＬを用いて高周波チャネル成分ＣＨ_１〜ＣＨ_Ｍを周波数変換した場合に得られるデジタル加算信号ＡＤｄの周波数スペクトルを概略的に示す図である。さらに、図１０（Ａ）〜（Ｃ）は、図９のデジタル加算信号ＡＤｄから抽出された低周波チャネル成分ＣＴ_１，ＣＴ_２，ＣＴ_Ｋ（ただし、Ｋ＝Ｍ）の周波数スペクトルを概略的に示す図である。

一方、図１１（Ａ）〜（Ｃ）は、周波数変換部２２が上側発振周波数Ｆ_１Ｈ〜Ｆ_ＭＨを用いて高周波チャネル成分ＣＨ_１〜ＣＨ_Ｍを周波数変換した場合に得られる低周波信号ＳＬ_１，ＳＬ_２，ＳＬ_Ｍの周波数スペクトルを概略的に示す図である。図１１（Ａ）は、低周波信号ＳＬ_１の周波数スペクトルを示している。図１１（Ａ）に示されるように、低周波信号ＳＬ_１は、正周波数＋ｆ_１を中心周波数とする正周波数成分Ｃｈｐ_１Ｈと、負周波数−ｆ_１を中心周波数とする負周波数成分Ｃｈｎ_１Ｈとの合成信号である。同様に、図１１（Ｂ）は、正周波数＋ｆ_２を中心周波数とする正周波数成分Ｃｈｐ_２Ｈと負周波数−ｆ_２を中心周波数とする負周波数成分Ｃｈｎ_２Ｈとからなる低周波信号ＳＬ_２の周波数スペクトルを示し、図８（Ｃ）は、正周波数＋ｆ_Ｍを中心周波数とする正周波数成分Ｃｈｐ_ＭＨと負周波数−ｆ_Ｍを中心周波数とする負周波数成分Ｃｈｎ_ＭＨとからなる低周波信号ＳＬ_Ｍの周波数スペクトルを示している。

図１２は、周波数変換部２２が上側発振周波数Ｆ_１Ｈ〜Ｆ_ＭＨを用いて高周波チャネル成分ＣＨ_１〜ＣＨ_Ｍを周波数変換した場合に得られるデジタル加算信号ＡＤｄの周波数スペクトルを概略的に示す図である。さらに、図１３（Ａ）〜（Ｃ）は、図１２のデジタル加算信号ＡＤｄから抽出された低周波チャネル成分ＣＴ_１，ＣＴ_２，ＣＴ_Ｋ（ただし、Ｋ＝Ｍ）の周波数スペクトルを概略的に示す図である。

図１０（Ａ），（Ｂ）に示される正周波数成分Ｃｈｐ_１Ｌ，Ｃｈｐ_２Ｌと負周波数成分Ｃｈｎ_１Ｌ，Ｃｈｎ_２Ｌには、点線で示される非希望信号成分（干渉信号成分）が重畳している。一方、図１３（Ａ），（Ｂ）に示される正周波数成分Ｃｈｐ_１Ｈ，Ｃｈｐ_２Ｈと負周波数成分Ｃｈｎ_１Ｈ，Ｃｈｎ_２Ｈにも、点線で示される非希望信号成分（干渉信号成分）が重畳している。図１３（Ａ），（Ｂ）に示される非希望信号成分は、図１０（Ａ），（Ｂ）に示される非希望信号成分とは、互いに低い相関を有する異なるものであることが分かる。

次に、チャネル信号処理部２６の構成について説明する。

図３に示されるように、チャネル信号処理部２６は、Ｋ系統の信号処理部２６_１，…，２６_Ｋを有している。これら信号処理部２６_１，…，２６_Ｋは、低周波チャネル成分ＣＴ_１，…，ＣＴ_Ｋに信号処理（検波処理）を施して低周波チャネル処理信号（検波信号）Ｐ（ｎ，１），…，Ｐ（ｎ，Ｋ）を出力する。

図１４は、ｋ番目の信号処理部２６_ｋの構成例を概略的に示すブロック図である。図１４の信号処理部２６_ｋは、時間領域の低周波チャネル成分ＣＴ_ｋに信号処理を施す時間領域処理部６１と、時間領域処理部６１の出力ＰＴ_ｋにフーリエ変換などの直交変換を施して周波数領域信号ＰＦ_ｋを生成する直交変換部（領域変換部）６２と、周波数領域信号ＰＦ_ｋに信号処理を施す周波数領域処理部６３とを有している。

図１５は、時間領域処理部６１の構成例を概略的に示すブロック図である。時間領域処理部６１は、局部発振器６６、直交復調部６４、信号分離部６５及び偏差補償部６７を有する。局部発振器６６は、たとえば、数値制御発振器（ＮＣＯ：Ｎｕｍｅｒｉｃａｌｌｙ Ｃｏｎｔｒｏｌｌｅｄ Ｏｓｃｉｌｌａｔｏｒ）を用いて構成すればよい。

局部発振器６６は、局部発振信号ＬＯを直交復調部６４に供給する。直交復調部６４は、局部発振信号ＬＯを用いて低周波チャネル成分ＣＴ_ｋを直交復調して同相成分Ｉｃｈと直交成分Ｑｃｈとからなる複素ベースバンド信号ＢＢ_ｋを生成する。ここで、受信回路１０_ｎの周波数変換部２２が下側発振周波数Ｆ_１Ｌ〜Ｆ_ＭＬを用いて周波数変換を実行する場合には、直交復調部６４は、正の発振周波数を用いて直交復調を実行する。一方、受信回路１０_ｎの周波数変換部２２が上側発振周波数Ｆ_１Ｈ〜Ｆ_ＭＨを用いて周波数変換を実行する場合には、直交復調部６４は、負の発振周波数を用いて直交復調を実行する。

図１６は、直交復調部６４の構成例を概略的に示すブロック図である。直交復調部６４は、図１６に示されるように、移相器６９、乗算器７０，７１及びローパスフィルタ（ＬＰＦ）７２，７３からなる。局部発振器６６は、低周波チャネル成分ＣＴ_ｋの中心周波数±ｆ_ｋに対応する周波数ω／２πを有する局部発振信号ＬＯを乗算器７０と移相器６９とに供給する。移相器６９は、局部発振信号ＬＯを９０°（＝π／２ラジアン）だけ移相して乗算器７１に供給する。一方の乗算器７０は、低周波チャネル成分ＣＴ_ｋに局部発振信号ＬＯを乗算（混合）し、他方の乗算器７１は、低周波チャネル成分ＣＴ_ｋに移相後の局部発振信号ＬＯを乗算（混合）する。ＬＰＦ７２は、乗算器７０の出力の高調波成分を減衰させて同相成分Ｉｃｈを出力し、ＬＰＦ７３は、乗算器７０の出力の高調波成分を減衰させて直交成分Ｑｃｈを出力する。そして、同相成分Ｉｃｈと直交成分Ｑｃｈとからなる複素ベースバンド信号ＢＢ_ｋが出力される。

ここで、周波数変換部２２が下側発振周波数Ｆ_１Ｌ〜Ｆ_ＭＬを用いて周波数変換を実行する場合には、局部発振器６６は、局部発振信号ＬＯとして正周波数を有するｃｏｓ波を直交復調部６４に供給することができる。一方、周波数変換部２２が上側発振周波数Ｆ_１Ｈ〜Ｆ_ＭＨを用いて周波数変換を実行する場合には、局部発振器６６は、局部発振信号ＬＯとして負周波数を有するｃｏｓ波を直交復調部６４に供給することができる。

信号分離部６５は、複素ベースバンド信号ＢＢ_ｋから時間領域の情報信号ＰＴ_ｋを抽出し、当該抽出された情報信号ＰＴ_ｋを直交変換部６２に供給する。一方、信号分離部６５は、複素ベースバンド信号ＢＢ_ｋの系列から非情報信号（情報信号として使用されない信号）を抽出し、当該抽出された非情報信号を偏差補償部６７に供給する。たとえば、複素ベースバンド信号ＢＢ_ｋの系列がヘッダ部もしくはガードインターバル部（サイクリック・プレフィクス）を含む場合には、そのヘッダ部もしくはガードインターバル部の信号を抽出して偏差補償部６７に供給すればよい。偏差補償部６７は、供給された非情報信号に基づき、キャリア周波数誤差及び／またはクロック周波数誤差などの偏差を補償するための補償信号Ｅｒ１を生成し、この補償信号Ｅｒ１を局部発振器６６に出力する。局部発振器６６は、補償信号Ｅｒ１に応じて、当該偏差を低減させるように局部発振信号ＬＯの発振周波数を制御する。

なお、直交復調部６４と同じ構成の直交復調部を上記チャネル成分抽出部２５に組み込むこともできる。この場合、時間領域処理部６１は、直交復調部６４を有する必要は無い。図１７は、この場合の時間領域処理部６１の概略構成を示す図である。図１７に示されるように、時間領域処理部６１は、信号分離部６８のみを有する。信号分離部６８は、前段から入力された複素ベースバンド信号の系列から情報信号ＰＴ_ｋを抽出し、当該抽出された情報信号ＰＴ_ｋを直交変換部６２に供給する。

図１８は、図１４の周波数領域処理部６３の構成例を概略的に示すブロック図である。図１８に示されるように、周波数領域処理部６３は、信号分離部７６、等化部７８及び伝送路推定部７７を有する。信号分離部７６は、周波数領域信号ＰＦ_ｋの系列からパイロット信号などの受信既知信号ＰＬＴとデータ信号ＤＡＴとを抽出し、受信既知信号ＰＬＴを伝送路推定部７７に供給し、データ信号ＤＡＴを等化部７８に供給する。伝送路推定部７７は、受信既知信号ＰＬＴを参照して伝送路応答を推定し、その推定値を表す推定信号ＥＳＴを等化部７８に供給する。等化部７８は、たとえば、公知のゼロフォーシング（Ｚｅｒｏ−Ｆｏｒｃｉｎｇ）基準により推定信号ＥＳＴを用いてデータ信号ＤＡＴの歪みを補正し、補正後のデータ信号を低周波チャネル処理信号（検波信号）Ｐ（ｎ，ｋ）として出力することができる。伝送路応答の推定方法としては、特に限定されるものではなく、たとえば非特許文献２（生岩量久著「ディジタル通信・放送の変復調技術」コロナ社、２００９年１月５日、ｐｐ．１３２−１３４）に開示されている推定方法を使用すればよい。

図１９は、信号処理部２６_ｋの他の構成例を概略的に示すブロック図である。図１９の信号処理部２６_ｋは、時間領域の低周波チャネル成分ＣＴ_ｋに信号処理を施す時間領域処理部８１と、時間領域処理部８１の出力ＰＴ_ｋにフーリエ変換などの直交変換を施して周波数領域信号ＰＦ_ｋを生成する直交変換部（領域変換部）６２と、周波数領域信号ＰＦ_ｋに信号処理を施す周波数領域処理部８３とを有している。

図２０は、図１９の時間領域処理部８１の概略構成を示すブロック図である。この時間領域処理部８１の構成は、局部発振器６６に代えて局部発振器８２を有する点以外は、図１５の時間領域処理部６１の構成と同じである。また、図２１は、図１９の周波数領域処理部８３の概略構成を示すブロック図である。この周波数領域処理部８３の構成は、偏差補償部８４を有する点以外は、図１８の周波数領域処理部６３の構成と同じである。

図２１に示される偏差補償部８４は、受信既知信号ＰＬＴに基づいてキャリア周波数誤差及び／またはクロック周波数誤差などの偏差を補償するための周波数軸補償信号Ｅｒ２を生成し、この周波数軸補償信号Ｅｒ２を図２０の局部発振器８２に出力する。局部発振器８２は、周波数軸補償信号Ｅｒ２に応じて、当該偏差を低減させるように局部発振信号ＬＯの発振周波数を制御することができる。

次に、図２に示したダイバーシチ合成部１２について説明する。

図２に示されるように、ダイバーシチ合成部１２は、Ｋ系統の信号合成部１２_１〜１２_Ｋを有する。ｋ番目の信号合成部１２_ｋには、同一周波数を有する検波信号Ｐ（１，ｋ）〜Ｐ（Ｎ，ｋ），Ｐ（Ｎ＋１，ｋ）〜Ｐ（２Ｎ，ｋ）が入力されている。信号合成部１２_ｋは、これら検波信号Ｐ（１，ｋ）〜Ｐ（Ｎ，ｋ），Ｐ（Ｎ＋１，ｋ）〜Ｐ（２Ｎ，ｋ）を互いに合成して合成信号Ｃ_ｋを出力する。合成方法としては、全ての入力検波信号Ｐ（１，ｋ）〜Ｐ（Ｎ，ｋ），Ｐ（Ｎ＋１，ｋ）〜Ｐ（２Ｎ，ｋ）の総和を出力する等利得合成法を採用してもよいし、あるいは、入力検波信号Ｐ（１，ｋ）〜Ｐ（Ｎ，ｋ），Ｐ（Ｎ＋１，ｋ）〜Ｐ（２Ｎ，ｋ）の振幅を個別に調整した後に当該検波信号の総和を出力する最大比合成法を採用してもよい。

図２２は、等利得合成法を実現する信号合成部１２_ｋの構成例を示すブロック図である。図２２の信号合成部１２_ｋは、全ての入力検波信号Ｐ（１，ｋ）〜Ｐ（Ｎ，ｋ），Ｐ（Ｎ＋１，ｋ）〜Ｐ（２Ｎ，ｋ）の総和を出力するチャネル加算部９０を有する。なお、チャネル加算部９０は、入力検波信号Ｐ（１，ｋ）〜Ｐ（Ｎ，ｋ），Ｐ（Ｎ＋１，ｋ）〜Ｐ（２Ｎ，ｋ）の総和に代えて、入力検波信号Ｐ（１，ｋ）〜Ｐ（Ｎ，ｋ），Ｐ（Ｎ＋１，ｋ）〜Ｐ（２Ｎ，ｋ）の期待値を示す信号を合成信号Ｃ_ｋとして出力してもよい。

図２３は、最大比合成法を実現する信号合成部１２_ｋの他の構成例を示すブロック図である。図２３の信号合成部１２_ｋは、積和演算を実行するチャネル積和演算部９１と、レベル演算部９２_１〜９２_２Ｎと、加重制御部９３とを有する。図２４は、図２３のチャネル積和演算部９１の構成を示すブロック図である。

レベル演算部９２_１〜９２_２Ｎは、入力検波信号Ｐ（１，ｋ）〜Ｐ（２Ｎ，ｋ）の振幅もしくは振幅の時間平均値、または入力検波信号Ｐ（１，ｋ）〜Ｐ（２Ｎ，ｋ）の電力もしくは電力の時間平均値を表すレベル信号を加重制御部９３に供給する。加重制御部９３は、これらレベル信号に応じて加重係数β_１〜β_２Ｎを決定し、これら加重係数β_１〜β_２Ｎをチャネル積和演算部９１に供給する。加重制御部９３は、たとえば、レベル演算部９２_１〜９２_２Ｎから供給された２×Ｎ個のレベル信号の値の比を計算し、その計算結果を加重係数β_１〜β_２Ｎとしてチャネル積和演算部９１に供給することができる。

図２４に示されるように、チャネル積和演算部９１は、乗算部９４_１〜９４_２Ｎと、加算部９５とを有している。乗算部９４_１〜９４_２Ｎは、検波信号Ｐ（１，ｋ）〜Ｐ（２Ｎ，ｋ）に加重係数β_１〜β_２Ｎをそれぞれ重み付け（乗算）する。加算部９５は、乗算部９４_１〜９４_２Ｎの全ての出力の総和を合成信号Ｃ_ｋとして出力する。

図２に示される判定部１３は、Ｋ系統の信号判定部１３_１〜１３_Ｋを有する。これら信号判定部１３_１〜１３_Ｋは、信号合成部１２_１〜１２_Ｋからそれぞれ入力された合成信号Ｃ_１〜Ｃ_Ｋの信号点をデマッピング処理（軟判定処理）と硬判定処理とで判定することができる。信号判定部１３_１〜１３_Ｋは、その結果得た信号点を表す復調信号Ｄ_１〜Ｄ_Ｋを並列に出力する。したがって、本実施の形態のダイバーシチ受信装置１は、Ｋ個のチャネルを同時並行に受信することができる。

以上に説明したように、Ｎ系統の受信回路１０_１〜１０_Ｎの各々では、局部発振信号ＯＳ_１，ＯＳ_２，…，ＯＳ_Ｍの周波数は、図４に示したように、高周波チャネル成分ＣＨ_１，ＣＨ_２，…，ＣＨ_Ｍの中心周波数Ｆ_１，Ｆ_２，…，Ｆ_Ｍからそれぞれ低域側にずれた下側発振周波数Ｆ_１Ｌ，Ｆ_２Ｌ，…，Ｆ_ＭＬに設定される。次に、受信回路１０_１〜１０_Ｎの各々は、下側発振周波数Ｆ_１Ｌ，Ｆ_２Ｌ，…，Ｆ_ＭＬを用いた周波数変換を実行することによって、図８（Ａ）〜（Ｃ）に示したような周波数スペクトルを持つ低周波信号ＳＬ_１，ＳＬ_１，…，ＳＬ_Ｍを生成し、これら低周波信号ＳＬ_１，ＳＬ_１，…，ＳＬ_Ｍを加算して図９に示したようなアナログ加算信号ＡＤａを生成する。

一方、残るＮ系統の受信回路１０_Ｎ＋１〜１０_２Ｎの各々では、局部発振信号ＯＳ_１，ＯＳ_２，…，ＯＳ_Ｍの周波数は、図４に示したように、高周波チャネル成分ＣＨ_１，ＣＨ_２，…，ＣＨ_Ｍの中心周波数Ｆ_１，Ｆ_２，…，Ｆ_Ｍからそれぞれ高域側にずれた上側発振周波数Ｆ_１Ｈ，Ｆ_２Ｈ，…，Ｆ_ＭＨに設定される。次に、受信回路１０_Ｎ＋１〜１０_２Ｎの各々は、上側発振周波数Ｆ_１Ｈ，Ｆ_２Ｈ，…，Ｆ_ＭＨを用いた周波数変換を実行することによって、図１１（Ａ）〜（Ｃ）に示したような周波数スペクトルを持つ低周波信号ＳＬ_１，ＳＬ_１，…，ＳＬ_Ｍを生成し、これら低周波信号ＳＬ_１，ＳＬ_１，…，ＳＬ_Ｍを加算して図１２に示したようなアナログ加算信号ＡＤａを生成する。

図９に示したアナログ加算信号ＡＤａの周波数スペクトルと、図１２に示したアナログ加算信号ＡＤａの周波数スペクトルとは、図４に示した略同じ周波数スペクトルを持つアナログＲＦ信号から得られたものである。両者の周波数スペクトル中の希望信号成分の中心周波数±ｆ_１，±ｆ_２，…，±ｆ_Ｍは互いに一致しているのに対し、両者の周波数スペクトル中の点線で示された非希望信号成分（干渉信号成分）の周波数位置は、互いに異なることが分かる。たとえば、図９の希望信号成分Ｃｈｎ_１Ｌ，Ｃｈｐ_１Ｌに重畳している干渉信号成分は、図４の非希望信号成分Ｎａ１，Ｎａ２，Ｎｂ２から得られたものであるのに対し、図１２の希望信号成分Ｃｈｎ_１Ｈ，Ｃｈｐ_１Ｈに重畳している干渉信号成分は、図４の非希望信号成分Ｐａ１，Ｐａ２，Ｐｂ２から得られたものである。

それ故、本実施の形態のダイバーシチ受信装置１は、異なる受信系統に混入した互いに強く相関する非希望信号成分（干渉信号成分）の周波数位置（周波数領域での位置）を、互いに異なる位置にずらすことができる。このため、たとえば、図１０（Ａ），（Ｂ）に示される希望信号成分Ｃｈｐ_１Ｌ，Ｃｈｐ_２Ｌ，Ｃｈｎ_１Ｌ，Ｃｈｎ_２Ｌに重畳された非希望信号成分と、図１３（Ａ），（Ｂ）に示される希望信号成分Ｃｈｐ_１Ｈ，Ｃｈｐ_２Ｈ，Ｃｈｎ_１Ｈ，Ｃｈｎ_２Ｈに重畳された非希望信号成分（干渉信号成分）とは、互いに相関の低い信号成分となる。よって、同一周波数を有する検波信号Ｐ（１，ｋ）〜Ｐ（Ｎ，ｋ），Ｐ（Ｎ＋１，ｋ）〜Ｐ（２Ｎ，ｋ）を合成することで、これら検波信号Ｐ（１，ｋ）〜Ｐ（Ｎ，ｋ），Ｐ（Ｎ＋１，ｋ）〜Ｐ（２Ｎ，ｋ）に含まれる非希望信号成分を互いにキャンセルさせることが可能となる。したがって、放送規格で定められた信号形式に一切依存することなく非希望信号成分を効果的に抑圧することができる。また、ダイバーシチ合成により、希望信号の品質を維持しつつ非希望信号を効率よく低減することができる。

実施の形態２．
次に、本発明に係る実施の形態２について説明する。図２５は、実施の形態２のダイバーシチ受信装置１Ｂの概略構成を示すブロック図である。

図２５に示されるように、ダイバーシチ受信装置１Ｂは、２×Ｎ個の独立した受信系統（Ｎは２以上の整数）を構成する受信アンテナ素子Ｒ_１，…，Ｒ_２Ｎと、これら受信アンテナ素子Ｒ_１，…，Ｒ_２Ｎを介して送信信号をそれぞれ受信する受信回路１０Ｂ_１，…，１０Ｂ_２Ｎと、これら受信回路１０Ｂ_１〜１０Ｂ_２Ｎで使用される発振信号の発振周波数を個別に制御する発振制御部１１Ｂと、受信回路１０Ｂ_１〜１０Ｂ_２Ｎの出力Ｐ（１，１）〜Ｐ（２Ｎ，Ｋ）（Ｋは２以上の整数）を同一周波数成分毎に互いに合成するダイバーシチ合成部１２と、このダイバーシチ合成部１２の合成出力Ｃ_１，…，Ｃ_Ｋの信号点を判定する判定部１３とを備えている。

発振制御部１１Ｂは、上記発振制御部１１と同様に周波数制御信号ＦＣ_１，…，ＦＣ_２Ｎを供給する。本実施の形態の発振制御部１１Ｂは、さらに、受信回路１０Ｂ_１〜１０Ｂ_２Ｎからそれぞれ出力された隣接レベル信号ＳＵ_１〜ＳＵ_２Ｎに基づいて周波数制御を行う機能を有している。

図２６は、ｎ番目の受信回路１０Ｂ_ｎの概略構成を示すブロック図である。この受信回路１０Ｂ_ｎの構成は、チャネル成分抽出部２５に代えてチャネル成分抽出部２５Ｂを有する点を除いて、図３の受信回路１０_ｎの構成と同じである。

図２７は、チャネル成分抽出部２５Ｂの概略構成を示すブロック図である。図２７に示されるように、チャネル成分抽出部２５Ｂの信号抽出部５２Ｂは、上記実施の形態１の信号抽出部５２と同様に、アナログ加算信号ＡＤａから、Ｋ個の低周波チャネル成分ＣＴ_１，…，ＣＴ_Ｋを希望信号成分として抽出するフィルタ部５２_１〜５２_Ｋを有する。本実施の形態のチャネル成分抽出部２５Ｂは、さらに、デジタル加算信号ＡＤｄから、低周波チャネル成分ＣＴ_１〜ＣＴ_Ｋの周波数帯域と隣接する周波数帯域の信号を非希望信号成分として抽出する非希望信号抽出部５３_１〜５３_Ｋを有することを特徴とする。非希望信号抽出部５３_１〜５３_Ｋは、抽出された非希望信号成分ｓｕ_１〜ｓｕ_Ｋの信号レベル情報を表す信号を隣接レベル信号ＳＵ_ｎとして出力することができる。ここで、信号レベル情報としては、たとえば、信号振幅やその時間平均値、若しくは電力やその時間平均値が挙げられる。

以上に説明したように実施の形態２では、発振制御部１１Ｂは、隣接レベル信号ＳＵ_１〜ＳＵ_２Ｎに基づいて、希望信号全てに重畳される非希望信号が最小となるよう、事前に制御することが可能となるため、希望信号の品質を維持しつつ非希望信号を効率よく低減することができる。

以上、図面を参照して本発明に係る種々の実施の形態について述べたが、これらは本発明の例示であり、上記以外の様々な形態を採用することもできる。たとえば、上記実施の形態１，２のダイバーシチ受信装置１，１Ｂは、それぞれ、４個以上の受信系統にそれぞれ対応する４個以上の受信回路１０_１〜１０_２Ｎを有していたが、これに限定されるものではない。２個の受信系統にそれぞれ対応する２個の受信回路１０_１，１０_２を有するように実施の形態１，２の構成を変更してもよい。

また、上記実施の形態１，２の機能の一部（特に、デジタル信号処理を実行する機能）は、ハードウェア構成で実現されてもよいし、あるいは、ＣＰＵを含むマイクロプロセッサにより実行されるコンピュータプログラムで実現されてもよい。当該機能の一部がコンピュータプログラムで実現される場合には、マイクロプロセッサは、コンピュータ読み取り可能な記録媒体（たとえば、光ディスク、磁気記録媒体またはフラッシュメモリ）から当該コンピュータプログラムをロードし実行することによって当該機能の一部を実現することができる。

また、上記実施の形態１，２の構成の一部は、ＦＰＧＡ（Ｆｉｅｌｄ−Ｐｒｏｇｒａｍｍａｂｌｅ Ｇａｔｅ Ａｒｒａｙ）やＡＳＩＣ（Ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎ Ｓｐｅｃｉｆｉｃ Ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ Ｃｉｒｃｕｉｔ）などのＬＳＩ（Ｌａｒｇｅ ｓｃａｌｅ ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ ｃｉｒｃｕｉｔ）により実現されてもよい。

また、たとえば、地上波ディジタル放送受信装置、無線ＬＡＮ機器、あるいは、移動体通信システムの受信端末といった通信装置に上記実施の形態１，２のダイバーシチ受信装置１，１Ｂを組み込むことが可能である。

１，１Ｂ ダイバーシチ受信装置、 Ｒ_１〜Ｒ_２Ｎ 受信アンテナ素子、 １０_１〜１０_２Ｎ，１０Ｂ_１〜１０Ｂ_２Ｎ 受信回路、 １１，１１Ｂ 発振制御部、 １２ ダイバーシチ合成部、 １２_１〜１２_Ｋ 信号合成部、 １３ 判定部、 １３_１〜１３_Ｋ 信号判定部、 ２１ ＲＦ処理部、 ２２ 周波数変換部、 ２２_１〜２２_Ｍ ミキサ回路、 ２３ 局部発振器、 ２４ 信号加算部、 ２５，２５Ｂ チャネル成分抽出部、 ２６ チャネル信号処理部、 ２６_１〜２６_Ｋ 信号処理部、 ５１ Ａ／Ｄ変換器（ＡＤＣ）、 ５２，５２Ｂ 信号抽出部、 ５２_１〜５２_Ｋ フィルタ部、 ５３_１〜５３_Ｋ 非希望信号抽出部、 ６１ 時間領域処理部、 ６２ 直交変換部、 ６３ 周波数領域処理部、 ６４ 直交復調部、 ６５，６８，７６ 信号分離部、 ６６ 局部発振器、 ６７ 偏差補償部、 ６９ 移相器、 ７０，７１ 乗算器、 ７２，７３ ローパスフィルタ（ＬＰＦ）、 ７７ 伝送路推定部、 ７８ 等化部、 ８１ 時間領域処理部、 ８２ 局部発振器、 ８３ 周波数領域処理部、 ８４ 偏差補償部、 ９０ チャネル加算部、 ９１ チャネル積和演算部、 ９２_１〜９２_２Ｎ レベル演算部、 ９２ レベル演算部、 ９３ 加重制御部、 ９４_１〜９４_２Ｎ 乗算部、 ９５ 加算部。

Claims (10)

1. 互いに異なる第１乃至第Ｋの中心周波数（Ｋは２以上の整数）をそれぞれ有する第１乃至第Ｋの高周波チャネル成分を含む送信信号を第１受信系統と第２受信系統とで受信するダイバーシチ受信装置であって、
   前記第１受信系統で得られた第１の受信信号を入力とする第１の受信回路と、
   前記第２受信系統で得られた第２の受信信号を入力とする第２の受信回路と、
   前記第１の受信回路の出力と前記第２の受信回路の出力とを同一周波数成分毎に互いに合成するダイバーシチ合成部と、
   発振制御部と
   を備え、
   前記第１の受信回路は、
   前記第１乃至第Ｋの中心周波数からそれぞれ低域側にずれた第１乃至第Ｋの下側発振周波数をそれぞれ有する第１乃至第Ｋの下側発振周波数信号を供給する第１の局部発振器と、
   前記第１乃至第Ｋの下側発振周波数信号を用いて前記第１の受信信号を周波数変換することによって、前記第１乃至第Ｋの下側発振周波数にそれぞれ対応する第１乃至第Ｋの下側低周波信号を生成する第１の周波数変換部と、
   前記第１乃至第Ｋの下側低周波信号を互いに加算して第１の加算信号を生成する第１の信号加算部と、
   前記第１の加算信号から、前記第１乃至第Ｋの高周波チャネル成分にそれぞれ対応する第１乃至第Ｋの下側低周波チャネル成分を抽出する第１のチャネル成分抽出部と、
   前記第１乃至第Ｋの下側低周波チャネル成分に信号処理を施して当該第１乃至第Ｋの下側低周波チャネル成分にそれぞれ対応する第１乃至第Ｋの下側低周波チャネル処理信号を生成し、前記ダイバーシチ合成部に出力する第１のチャネル信号処理部と
   を含み、
   前記第２の受信回路は、
   前記第１乃至第Ｋの中心周波数からそれぞれ高域側にずれた第１乃至第Ｋの上側発振周波数をそれぞれ有する第１乃至第Ｋの上側発振周波数信号を供給する第２の局部発振器と、
   前記第１乃至第Ｋの上側発振周波数信号を用いて前記第２の受信信号を周波数変換することによって、前記第１乃至第Ｋの上側発振周波数にそれぞれ対応する第１乃至第Ｋの上側低周波信号を生成する第２の周波数変換部と、
   前記第１乃至第Ｋの上側低周波信号を互いに加算して第２の加算信号を生成する第２の信号加算部と、
   前記第２の加算信号から、前記第１乃至第Ｋの高周波チャネル成分にそれぞれ対応する第１乃至第Ｋの上側低周波チャネル成分を抽出する第２のチャネル成分抽出部と、
   前記第１乃至第Ｋの上側低周波チャネル成分に信号処理を施して当該第１乃至第Ｋの上側低周波チャネル成分にそれぞれ対応する第１乃至第Ｋの上側低周波チャネル処理信号を生成し、前記ダイバーシチ合成部に出力する第２のチャネル信号処理部と
   を含み、
   前記発振制御部は、前記第１乃至第Ｋの下側低周波信号の周波数帯域が互いに隣接するように前記第１乃至第Ｋの下側発振周波数を制御し、前記第１乃至第Ｋの上側低周波信号の周波数帯域が互いに隣接するように前記第１乃至第Ｋの上側発振周波数を制御する
   ことを特徴とするダイバーシチ受信装置。
2. 請求項１に記載のダイバーシチ受信装置であって、
   前記第１乃至第Ｋの下側発振周波数のうちの第ｋの下側発振周波数（ｋは任意の整数）と前記第１乃至第Ｋの中心周波数のうちの第ｋの中心周波数との間の差分絶対値は、当該第ｋの中心周波数と前記第１乃至第Ｋの上側発振周波数のうちの第ｋの上側発振周波数との間の差分絶対値と等しく、
   前記第ｋの下側低周波信号及び前記第ｋの上側低周波信号の各々は、当該差分絶対値の周波数を共に有する正周波数成分と負周波数成分とを含む
   ことを特徴とするダイバーシチ受信装置。
3. 請求項１または２に記載のダイバーシチ受信装置であって、
   前記第１のチャネル成分抽出部は、
   前記第１の加算信号を第１のデジタル加算信号に変換するＡ／Ｄ変換器と、
   前記第１のデジタル加算信号から前記第１乃至第Ｋの下側低周波チャネル成分を抽出するフィルタ部と
   を含み、
   前記第２のチャネル成分抽出部は、
   前記第２の加算信号を第２のデジタル加算信号に変換するＡ／Ｄ変換器と、
   前記第２のデジタル加算信号から前記第１乃至第Ｋの上側低周波チャネル成分を抽出するフィルタ部と
   を含むことを特徴とするダイバーシチ受信装置。
4. 請求項１から３のうちのいずれか１項に記載のダイバーシチ受信装置であって、
   前記第１の受信回路は、前記第１の加算信号から、前記第１乃至第Ｋの下側低周波チャネル成分の周波数帯域と隣接する周波数帯域の信号を第１の非希望信号として抽出する第１の非希望信号抽出部をさらに有し、
   前記第２の受信回路は、前記第２の加算信号から、前記第１乃至第Ｋの上側低周波チャネル成分の周波数帯域と隣接する周波数帯域の信号を第２の非希望信号として抽出する第２の非希望信号抽出部をさらに有し、
   前記発振制御部は、前記第１及び第２の非希望信号の振幅を低減させるように前記第１乃至第Ｋの下側発振周波数及び前記第１乃至第Ｋの上側発振周波数を制御する
   ことを特徴とするダイバーシチ受信装置。
5. 請求項４に記載のダイバーシチ受信装置であって、
   前記第１の非希望信号抽出部は、前記第１の非希望信号の信号レベルを検出し、
   前記第２の非希望信号抽出部は、前記第２の非希望信号の信号レベルを検出し、
   前記発振制御部は、前記第１及び第２の非希望信号抽出部で検出された信号レベルに基づいて前記第１乃至第Ｋの下側発振周波数及び前記第１乃至第Ｋの上側発振周波数を制御する
   ことを特徴とするダイバーシチ受信装置。
6. 請求項１から５のうちのいずれか１項に記載のダイバーシチ受信装置であって、
   前記第１の周波数変換部は、前記第１の受信信号が希望信号成分と該希望信号成分に対応するイメージ信号成分とを含むときに、前記第１の受信信号に含まれる当該イメージ信号成分を抑圧する機能を有し、
   前記第２の周波数変換部は、前記第２の受信信号が希望信号成分と該希望信号成分に対応するイメージ信号成分とを含むときに、前記第２の受信信号に含まれる当該イメージ信号成分を抑圧する機能を有する
   ことを特徴とするダイバーシチ受信装置。
7. 請求項１から６のうちのいずれか１項に記載のダイバーシチ受信装置であって、
   前記第１のチャネル信号処理部は、負の周波数を有する第１の局部発振信号を用いて前記第１乃至第Ｋの下側低周波チャネル成分の各々を直交復調して同相成分及び直交成分を生成し、
   前記第２のチャネル信号処理部は、正の周波数を有する第２の局部発振信号を用いて前記第１乃至第Ｋの上側低周波チャネル成分の各々を直交復調して同相成分及び直交成分を生成する
   ことを特徴とするダイバーシチ受信装置。
8. 互いに異なる第１乃至第Ｋの中心周波数（Ｋは２以上の整数）をそれぞれ有する第１乃至第Ｋの高周波チャネル成分を含む送信信号を第１受信系統と第２受信系統とで受信するダイバーシチ受信方法であって、
   前記第１受信系統及び前記第２受信系統から第１の受信信号及び第２の受信信号をそれぞれ得るステップと、
   前記第１乃至第Ｋの中心周波数からそれぞれ低域側にずれた第１乃至第Ｋの下側発振周波数をそれぞれ有する第１乃至第Ｋの下側発振周波数信号を用いて前記第１の受信信号を周波数変換することによって、前記第１乃至第Ｋの下側発振周波数にそれぞれ対応する第１乃至第Ｋの下側低周波信号を生成するステップと、
   前記第１乃至第Ｋの下側低周波信号を互いに加算して第１の加算信号を生成するステップと、
   前記第１の加算信号から、前記第１乃至第Ｋの高周波チャネル成分にそれぞれ対応する第１乃至第Ｋの下側低周波チャネル成分を抽出するステップと、
   前記第１乃至第Ｋの下側低周波チャネル成分に信号処理を施して当該第１乃至第Ｋの下側低周波チャネル成分にそれぞれ対応する第１乃至第Ｋの下側低周波チャネル処理信号を生成するステップと、
   前記第１乃至第Ｋの中心周波数からそれぞれ高域側にずれた第１乃至第Ｋの上側発振周波数をそれぞれ有する第１乃至第Ｋの上側発振周波数信号を用いて前記第２の受信信号を周波数変換することによって、前記第１乃至第Ｋの上側発振周波数にそれぞれ対応する第１乃至第Ｋの上側低周波信号を生成するステップと、
   前記第１乃至第Ｋの上側低周波信号を互いに加算して第２の加算信号を生成するステップと、
   前記第２の加算信号から、前記第１乃至第Ｋの高周波チャネル成分にそれぞれ対応する第１乃至第Ｋの上側低周波チャネル成分を抽出するステップと、
   前記第１乃至第Ｋの上側低周波チャネル成分に信号処理を施して当該第１乃至第Ｋの上側低周波チャネル成分にそれぞれ対応する第１乃至第Ｋの上側低周波チャネル処理信号を生成するステップと、
   前記第１乃至第Ｋの下側低周波チャネル処理信号と前記第１乃至第Ｋの上側低周波チャネル処理信号とを同一周波数成分毎に互いに合成するステップと
   を備え、
   前記第１乃至第Ｋの下側低周波信号の周波数帯域が互いに隣接するように前記第１乃至第Ｋの下側発振周波数が制御され、
   前記第１乃至第Ｋの上側低周波信号の周波数帯域が互いに隣接するように前記第１乃至第Ｋの上側発振周波数が制御される
   ことを特徴とするダイバーシチ受信方法。
9. 請求項８に記載のダイバーシチ受信方法であって、
   前記第１乃至第Ｋの下側発振周波数のうちの第ｋの下側発振周波数（ｋは任意の整数）と前記第１乃至第Ｋの中心周波数のうちの第ｋの中心周波数との間の差分絶対値は、当該第ｋの中心周波数と前記第１乃至第Ｋの上側発振周波数のうちの第ｋの上側発振周波数との間の差分絶対値と等しく、
   前記第ｋの下側低周波信号及び前記第ｋの上側低周波信号の各々は、当該差分絶対値の周波数を共に有する正周波数成分と負周波数成分とを含む
   ことを特徴とするダイバーシチ受信方法。
10. 請求項８または９に記載のダイバーシチ受信方法であって、
    前記第１の加算信号から、前記第１乃至第Ｋの下側低周波チャネル成分の周波数帯域と隣接する周波数帯域の信号を第１の非希望信号として抽出するステップと、
    前記第２の加算信号から、前記第１乃至第Ｋの上側低周波チャネル成分の周波数帯域と隣接する周波数帯域の信号を第２の非希望信号として抽出するステップと、
    前記第１及び第２の非希望信号の振幅を低減させるように前記第１乃至第Ｋの下側発振周波数及び前記第１乃至第Ｋの上側発振周波数を制御するステップと
    をさらに備えることを特徴とするダイバーシチ受信方法。

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