JP4003548B2 - アダプティブ受信装置 - Google Patents
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Description
【発明の属する技術分野】
本発明はマルチキャリア通信におけるアダプティブ受信装置に関する。本発明は移動通信における受信装置として特に有効である。
【0002】
【従来の技術】
移動通信の受信装置において、移動受信性能を向上させるアダプティブ受信方式として帯域一括合成による指向制御方式がある。図3はその帯域一括指向制御によるアダプティブ受信装置901の構成を示すブロック図である。帯域一括指向制御によるアダプティブ受信装置901は、A1〜ANのN本のアンテナ素子と、N本のアンテナ素子のN個の出力信号に各々w1〜wNのN個の複素係数を乗ずる101〜10NのN個の複素乗算器と、N個の複素乗算器の出力を加算する加算器20と、加算器20の出力する合成出力信号と、N本のアンテナ素子のN個の出力信号とのN個の相関値を算出する相関演算器30と、相関演算器30の出力するN個の相関値からw1〜wNのN個の複素係数を演算する複素係数演算器40と、加算器20の出力する合成出力信号を復調する復調部とから成る。
【0003】
この方式は信号の全帯域を一括して各アンテナ素子からの信号に対して位相を制御して合成する方式であり、構成が簡単である。また、信号の変調方式に依存せず、信号同期が必須ではないことから、低コストで効果が高い方式であると言える。ただし、信号が広帯域の場合は必ずしも最適な制御とは言えない。
【0004】
一方、図4は、直交周波数分割多重方式(OFDM)の受信装置において周波数分割指向制御を行うアダプティブ受信装置902の構成を示すブロック図である。周波数分割指向制御によるアダプティブ受信装置902は、A1〜ANのN本のアンテナ素子と、N本のアンテナ素子のN個の出力信号を各々直並列変換する直/並列変換器(S/P)50−1〜50−Nと、直/並列変換器(S/P)50−1〜50−Nの出力を高速フーリエ変換する高速フーリエ変換器(FFT)60−1〜60−Nと、高速フーリエ変換器(FFT)60−1〜60−Nとの出力を直並列変換する並/直列変換器(P/S)70−1〜70−Nと、並/直列変換器(P/S)70−1〜70−Nの出力からN個の係数を演算する係数演算器80と、並/直列変換器(P/S)70−1〜70−Nの出力(複素数)と係数演算器80の出力するN個の係数とを各々乗ずるN個の乗算器11−1〜11−Nと、N個の乗算器11−1〜11−Nの出力を加算する加算器21とから成る。
【0005】
この方式はOFDM専用の方式であるが、FFTにおいて分離されたキャリアごとに合成処理を行うものであり、広帯域の信号に対して各サブキャリアごとにきめ細かな周波数帯域に対して制御出来効果が高い。しかし同期確立の状態の良好さにより性能が影響される。また、FFT処理がアンテナブランチ分必要なため装置全体として大きなハードウェアとなるため、アンテナ個数をむやみに増やせない欠点がある。
【0006】
【発明が解決しようとする課題】
本発明は上記2種類の方式の欠点を取り除いた、新しいアダプティブ受信装置を提供するものである。
【0007】
【課題を解決するための手段】
上記の課題を解決するため、請求項1に記載の手段によれば、N個(Nは4以上の整数)のアンテナを用い、M個(Mは2以上の整数)の復調部を有するマルチキャリア通信におけるアダプティブ受信装置において、複数個のアンテナを、N1個、N2個、…、NM個(N1、N2、…、NMは各々2以上の整数であって、N1+N2+…+NM=N)のM個の組に分け、M個の組ごとに、Ni個(iは1からMまでの整数)のアンテナ素子による受信信号に複素係数を乗ずるためのNi個の第1複素乗算器と、Ni個の第1複素乗算器の出力を加算する第1加算器と、第1加算器の出力する第i合成信号とNi個の受信信号との複素相関を演算する相関演算器と、Ni個の受信信号に対応して相関演算器の出力するNi個の複素相関値からNi個の受信信号に対応する複素係数を算出してNi個の第1複素乗算器に出力する第1係数演算器とから成り、第i復調部に出力する第i帯域一括合成部を設け、M個の復調部の出力するM個の復調信号に対し、係数を乗ずるためのM個の第2乗算器と、M個の第2乗算器の出力を加算する第2加算器と、M個の復調部の出力するM個の復調信号に対応する係数を算出してM個の第2乗算器に出力する第2係数演算器とを有することを特徴とする。
【0008】
また、請求項2に記載の手段によれば、マルチキャリア通信は直交周波数分割多重通信(OFDM)であることを特徴とする。
また、請求項3に記載の手段によれば、Nは4であり、Mは2であって、N1及びN2も2であることを特徴とする。
【0009】
【作用及び発明の効果】
本願の請求項1の構成によれば、N個のアンテナ素子をM個のグループに分割し、それぞれのグループにおいて帯域一括合成処理を行い、歪成分の抑圧を行う。その後、Nよりも少ないM個の補正された信号を後段の復調部に入力することにより、後段の復調部における同期の安定性向上、伝送歪をより軽減することが可能となる。また、請求項2の構成によれば、高速フーリエ変換器はN個でなくM個とすることができる。請求項3の構成によれば、4本のアンテナと2個の復調部を有する最もコンパクトなマルチキャリア通信用アダプティブ受信装置とすること、又は4本のアンテナと2個のOFDM復調部を有する最もコンパクトなOFDM用アダプティブ受信装置とすることができる。本願いずれの請求項に係る発明も安価にアンテナ素子数を増加させ,通信品質(受信率)を向上することが可能となる。
【0010】
【発明の実施の形態】
図1は、本発明の具体的な一実施例に係るアダプティブ受信装置100の構成を示すブロック図である。アダプティブ受信装置100は、N本(Nは4以上の整数)のアンテナ、M個(Mは2以上の整数)の信号帯域一括指向制御部200−1〜200−M、M個の復調部300−1〜300−M、M個のFFT復調部300−1〜300−Mを内包する周波数分割指向制御部301から成る。図1においては、間略のためNを4、Mを2とした。
【0011】
アダプティブ受信装置100は、N本のアンテナの出力を、N1個、N2個、…、NM個(N1、N2、…、NMは各々2以上の整数であって、N1+N2+…+NM=N)のM個の組に分けて、M個の信号帯域一括指向制御部200−1〜200−Mにまず出力する。次に第i信号帯域一括指向制御部200−iでは、A1−i〜ANi−iのNi本のアンテナ素子のNi個の出力信号に各々w1−i〜wNi−iのNi個の複素係数を乗ずる101−i〜10Ni−iのNi個の複素乗算器と、Ni個の複素乗算器の出力を加算する加算器20−iと、加算器20−iの出力する合成出力信号と、Ni本のアンテナ素子のNi個の出力信号とのNi個の相関値を算出する相関演算器30−iと、相関演算器30−iの出力するNi個の相関値からw1−i〜wNi−iのNi個の複素係数を演算する複素係数演算器40−iの構成により、Ni本のアンテナ素子のNi個の出力信号から帯域一括指向性制御を行う。こうして、M個の信号帯域一括指向制御部200−1〜200−Mにおいて、各々N1個、…、NM個のアンテナ素子による受信信号から帯域一括指向性制御により各々1個の合成信号が得られ、合計M個の合成信号が周波数分割指向制御部301のM個の復調部300−1〜300−Mに出力される。
【0012】
次に周波数分割指向制御部301の各第i復調部300−iにおいては、第i信号帯域一括指向制御部200−iの出力する合成信号から高速フーリエ変換により復調を行う。まず、直/並列変換器(S/P)50−iで直並列変換がされたのち、高速フーリエ変換器(FFT)60−iで高速フーリエ変換が行われ、並/直列変換器(P/S)70−iにより直列信号として出力される。
【0013】
この出力は、乗算器11−iと係数演算器80とに送られる。係数演算器80においてはM個の復調部300−1〜300−Mの出力を比較検討し、最も確からしい合成信号を得るための係数を決定する。この時、当該係数は各周波数(各サブキャリア)ごとに決定される。同時にパイロットキャリア等による等化が行われる場合もある。こうして決定された係数が乗算器11−iで乗ぜられた後に加算器21に出力され、各周波数ごとに最も確からしい合成信号が出力される。
【0014】
図2は上記実施例(N=4、M=2)のアダプティブ受信装置100と3つの比較例における、移動体に設置された受信装置の受信成功場所率を示したものである。この際、OFDM方式で変調された、ディジタルTV映像の受信率(%)を測定した。図2において、「64QAM,3/4」とは64QAM変調を用い、誤り訂正符号の割合を示す符号化率が3/4(1/4が誤り訂正のための冗長度)の場合、同様に「64QAM,1/2」とは符号化率が1/2(1/2が誤り訂正のための冗長度)の場合である。また3つの比較例は次の通りである。
比較例1:図3(N=4)の構成を有し、復調部として1個の高速フーリエ変換器を有するOFDM復調部を有する、帯域一括合成方式のアダプティブ受信装置。
比較例2:図4(N=4)の構成を有し、4個の復調部が各々1個の高速フーリエ変換器を有するOFDM復調部である、周波数分割制御方式のアダプティブ受信装置。
比較例3:1本のアンテナで1個の高速フーリエ変換器を有する、指向性制御を全く行わないOFDM受信装置。
【0015】
図2より、「64QAM,3/4」、「64QAM,1/2」のいずれの場合も同様の傾向が見られた。即ち、比較例3の指向性制御を全く行わないOFDM受信装置の受信率は極めて悪く、「64QAM,3/4」においては10%程度であった。「64QAM,1/2」においては50%をわずかに上回る程度であった。これに比べて、比較例1の帯域一括合成方式と比較例2の周波数分割制御方式によるアダプティブ受信装置は、受信率に改善が見られるものの、「64QAM,3/4」においては40%に届かず、「64QAM,1/2」においても90%に届かなかった。
【0016】
これらに対し、本願発明の図2の構成のアダプティブ受信装置においては、比較例1、2と同じ4本のアンテナを用い、比較例1に比してOFDM復調部が1個増加となっているのみで受信率に大幅な改善が見られ、「64QAM,3/4」においては50%を超え、「64QAM,1/2」においては100%に達した。このように、周波数分割合成方式、帯域一括合成方式は映像受信率の向上に一定の効果があるが、本願発明の方式を採用することにより更に受信率を向上させること可能であることがわかる。
【0017】
上記実施例においては、アンテナ素子からディジタル直交復調された受信信号が各乗算器に出力されるものを念頭においているが、アンテナ素子からディジタル化されないアナログ受信信号について処理する場合は、当該乗算器は正弦波を乗ずるものとなることは当然である。この場合、上記実施例の係数演算器40−iと乗算器101−i〜10Ni−iの間に、係数演算器40−iの出力する複素係数に対応した波長、振幅及び位相を発生させるNi個の発信器、又は対応した波長の1個の発信器と振幅及び位相を変化させるNi個の増幅器を設ければ良い。このように、図1は本願発明の本質部分を抽出した構成図であって、ディジタル復調の場合の直交復調器、A/D変換器等の配置を何ら制限するものではない。
【図面の簡単な説明】
【図1】本発明の具体的な一実施例に係るアダプティブ受信装置の構成を示すブロック図。
【図2】本発明のアダプティブ受信装置の受信率と従来の受信装置の受信率との比較を示すグラフ図。
【図3】従来の帯域一括指向制御によるアダプティブ受信装置の構成を示すブロック図。
【図4】従来の周波数分割指向制御によるアダプティブ受信装置の構成を示すブロック図。
【符号の説明】
A1−i〜ANi−i 第i組のNi本のアンテナ素子
101−i〜10Ni−i 第i組のNi個の複素乗算器
20−i 第i組の加算器
30−i 第i組の相関演算器
40−i 第i組の複素係数演算器
50−i 第i組に対応する復調器の直/並列変換器(S/P)
60−i 第i組に対応する復調器の高速フーリエ変換器(FFT)
70−i 第i組に対応する復調器の並/直列変換器(P/S)
11−i 第i組に対応する復調器の出力に対する乗算器
21 加算器
80 係数演算器
Claims (3)
- N個(Nは4以上の整数)のアンテナを用い、M個(Mは2以上の整数)の復調部を有するマルチキャリア通信におけるアダプティブ受信装置において、
前記複数個のアンテナを、N1個、N2個、…、NM個(N1、N2、…、NMは各々2以上の整数であって、N1+N2+…+NM=N)のM個の組に分け、
前記M個の組ごとに、Ni個(iは1からMまでの整数)のアンテナ素子による受信信号に複素係数を乗ずるためのNi個の第1複素乗算器と、当該Ni個の第1複素乗算器の出力を加算する第1加算器と、当該第1加算器の出力する第i合成信号とNi個の受信信号との複素相関を演算する相関演算器と、Ni個の受信信号に対応して前記相関演算器の出力するNi個の複素相関値からNi個の受信信号に対応する前記複素係数を算出して前記Ni個の第1複素乗算器に出力する第1係数演算器とから成り、第i復調部に出力する第i帯域一括合成部を設け、
M個の復調部の出力するM個の復調信号に対し、係数を乗ずるためのM個の第2乗算器と、当該M個の第2乗算器の出力を加算する第2加算器と、前記M個の復調部の出力するM個の復調信号に対応する前記係数を算出して前記M個の第2乗算器に出力する第2係数演算器とを有すること
を特徴とするアダプティブ受信装置。 - 前記マルチキャリア通信は直交周波数分割多重通信(OFDM)であることを特徴とする請求項1に記載のアダプティブ受信装置。
- Nは4であり、Mは2であって、N1及びN2も2であることを特徴とする請求項1又は請求項2に記載のアダプティブ受信装置。
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